JP3789258B2 - 電圧制御発振器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧制御発振器に関し、特に発振器を構成するデバイスの製造条件等による性能ばらつきや動作温度の変動や使用する電源電圧の変動等による性能ばらつき、性能劣化を防ぐ手法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、PLL(Phase Locked Loop)回路等においては、発振周波数を制御する目的で電圧制御発振器が広く用いられている。その回路例を図5に示す。図5において、入力端子11の電圧レベルをVボルトからΔVボルトだけ変化させると、出力端子12から得られる信号の発振周波数がFヘルツからΔFヘルツ変化する。
【0003】
従来の電圧制御発振器では入力端子11をNMOS(N−channel Metal Oxide Semicoductor)トランジスタもしくはPMOS(P−channel Metal Oxide Semicoductor)トランジスタのゲート電圧に接続し、インバータ列に供給する電流値を変化させることで発振周波数を制御している。
【0004】
インバータ14の発振周波数は第2のPMOS102に流れる電流に比例し、第2のPMOS102に流れる電流は第1のPMOS101に流れる電流に比例する。第1のPMOS101に流れる電流は第1のNMOS201に流れる電流に等しい。入力端子11の電圧レベルをグランドから電源電圧まで変化させる時、入力端子11の電位が第1のNMOS201のしきい値電圧に達するまでは第1のNMOS201に電流が流れない。
【0005】
入力端子11の電圧レベルが第1のNMOS201のしきい値電圧を超えると、第1のNMOS201に電流が流れて増加するが、第1の端子13の電位は低下するため、電流はしだいに飽和していく。
【0006】
ここで、図6(a),(b)には上記の回路構成において用いられるインバータ14の構成例を示し、図6(a)には複数のNMOSトランジスタ及び複数のPMOSトランジスタから構成される例を概念的に示しており、図6(b)には1個のNMOSトランジスタと1個のPMOSトランジスタとから構成される例を示している。尚、図6において、20は内部電源を、21はグランドを、22は入力を、23は出力をそれぞれ示している。
【0007】
したがって、この時の電圧制御発振器の入力端子11の電圧レベルと発振周波数との関係は図7に示すようになる。入力端子11の動作範囲は制限され、ΔF/ΔVは単調に減少するという特徴を持つ。尚、入力端子11をPMOSトランジスタのゲート電圧に接続した電圧制御発振器の構成においては、入力端子11の動作範囲は制限され、ΔF/ΔVは単調に増加するという特徴を持つ。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
入力端子の電圧レベルを変化させた時、出力端子から得られる信号の発振周波数の最小値をFMIN、最大値をFMAXとする。いま、性能ばらつきとは発振器を構成するデバイスの製造条件等による性能ばらつき、動作温度の変動、使用する電源電圧等の変動による性能ばらつきを含むものとする。
【0009】
全ての性能ばらつきを考えた時、ゲインの最大となる条件をベスト条件、最小値となる条件をワースト条件、性能ばらつきがない時の条件をノーマル条件とする。全ての性能ばらつきを考えた時、常に発振周波数の最小値FMINと発振周波数の最大値FMAXとの間に挟まれる発振周波数範囲を動作周波数範囲と呼ぶ。
【0010】
従来の電圧制御発振器では、性能ばらつきによって、発振周波数の最小値FMINと発振周波数の最大値FMAXとのどちらか、あるいは両者が増加あるいは減少するため、動作周波数範囲は性能ばらつきが大きくなると狭くなるという問題がある。
【0011】
通常、発振器を構成するデバイスの製造プロセスの微細化と電源電圧の低下とによって、性能ばらつきは増加するトレンドにある。したがって、動作周波数範囲はトレンドにしたがって狭くなってしまう。
【0012】
動作周波数範囲を広くするためには、入力端子の電圧レベルをΔVボルトだけ変化させた時の出力端子から得られる信号の発振周波数の変化ΔFの割合を示すゲインΔF/ΔVを大きくする必要がある。
【0013】
しかしながら、電圧制御発振器の入力端子はアナログ電位が入力されるため、ゲインの増加は出力端子から得られる信号の発振周期のゆれ、つまりジッタを増加させてしまう。
【0014】
そこで、本発明の目的は上記の問題点を解消し、性能ばらつきに対してもゲインを増加させずに動作周波数範囲を広くすることができる電圧制御発振器を提供することにある。
【0015】
【課題を解決するための手段】
本発明による電圧制御発振器は、入力端子の電圧レベルを入力する第1の電圧電流変換器と、入力端子の電圧レベルを入力する第2の電圧電流変換器と、第1電圧電流変換器の出力電流及び前記第2電圧電流変換器の出力電流の和によって発振周波数が変化する発振器を有し、第1の電圧電流変換器は、入力端子の電圧増加に応じてその出力電流値の増加率が減少する電圧電流変換特性を有し、第2の電圧電流変換器は、入力端子の電圧増加に応じてその出力電流値の増加率が増加する電圧電流変換特性を有し、第1の電圧電流変換器の電圧電流変換特性と第2の電圧電流変換器の電圧電流変換特性との和が、第1の電圧電流変換器の予め設定されたしきい値電圧から、電源電圧としきい値電圧の差分値までの電圧範囲内で直線性となるように設定されている。
また、本発明の上記電圧制御発振器において、第1の電圧電流変換器は、その電流が前記入力端子の電圧レベルをグランドから電源電圧まで上げる時に予め設定されたしきい値電圧を越えてから流れ出してやがて飽和するよう構成し、第2の電圧電流変換器は、その電流が入力端子の電圧レベルを電源電圧からグランドまで下げる時に電源電圧としきい値電圧との差分値を越えてから流れ出してやがて飽和するよう構成している。
本発明の上記電圧制御発振器において、発振器は、供給される電流値の変化に応じて発振周波数を制御するインバータと、第1の電圧電流変換器の電流に比例する電流をインバータに供給する第1のトランジスタ素子と、第2の電圧電流変換器の電流に比例する電流をインバータに供給する第2のトランジスタ素子とを含むことを特徴としている。
さらに、本発明の上記電圧制御発振器において、入力端子は、第1の電圧電流変換器を構成する NMOS ( N-channel Metal Oxide Semiconductor )トランジスタに接続され、入力端子は、第2の電圧電流変換器を構成する PMOS ( P-channel Metal Oxide Semiconductor )トランジスタに接続されていることを特徴とする。
【0016】
すなわち、本発明の電圧制御発振器は、入力端子の電圧レベルを変化させると、出力端子から得られる信号の発振周波数が変化する電圧制御発振器において、発振周波数の特性が対称な2組の電圧電流変換器を用いて発振周波数の特性を直線性にすることで、性能ばらつきに対してもゲインを増加させずに広い動作周波数範囲を得ることを可能としている。
【0017】
これは第1の端子から入出力する電流値及び第2の端子から入出力する電流値によって第1の出力端子から得られる信号の発振周波数が変化する発振器と、第1の入力端子と電流変化量とに応じて第1の端子から入出力する電流値が変化する第1の電圧電流変換器と、第2の入力端子と電流変化量とに応じて第2の端子から入出力する電流値が変化し、その電圧電流特性が第1の電圧電流変換器の電圧電流特性と対称に変化する第2の電圧電流変換器とから構成することで、実現可能である。
【0018】
動作周波数範囲を広くするためには、ゲインΔF/ΔVを大きくする必要があるが、ゲインの増加はジッタを増加させてしまう。ゲインを増加させずに動作周波数範囲を広げるには、入力端子の動作範囲を広げ、発振周波数特性を直線性にすることで可能である。
【0019】
第1の電圧電流変換器と、電圧電流特性が第1の電圧電流変換器の電圧電流特性と対称に変化する第2の電圧電流変換器とを組合せて、これらの特性を平均化した場合、入力端子の動作範囲は広く、電流は直線性に近づく。発振周波数はインバータに供給する電流に比例するため、ゲインを増加させずに動作周波数範囲を広げることが可能となる。
【0020】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の実施の形態による電圧制御発振器の構成を示すブロック図である。
図1において、本発明の実施の形態による電圧制御発振器は第1の電圧電流変換器1と、第2の電圧電流変換器2と、発振器3と、第1の入力端子4と、第1の端子5と、第2の端子6と、第1の出力端子7とから構成されている。
【0021】
入力端子の電圧レベルを変化させると、出力端子から得られる信号の発振周波数が変化する電圧制御発振器において、発振周波数の特性が対称な2組の電圧電流変換器を用いて発振周波数の特性を直線性にすることで、性能ばらつきに対してもゲインを増加させずに広い動作周波数範囲を有することとなる。
【0022】
第1の電圧電流変換器1においては第1の入力端子4の電流変化量に応じて第1の端子5から入出力する電流値が変化する。第2の電圧電流変換器2においては第1の入力端子4の電流変化量に応じて第2の端子6から入出力する電流値が変化し、その電圧電流特性が第1の電圧電流変換器1の電圧電流特性と対称に変化する。
【0023】
発振器3においては第1の電圧電流変換器1の第1の端子5から入出力する電流値及び第2の電圧電流変換器2の第2の端子6から入出力する電流値によって第1の出力端子7から得られる信号の発振周波数が変化する。
【0024】
図2は本発明の実施の形態による電圧制御発振器の動作特性を示す図である。以下、これら図1及び図2を参照して本発明の実施の形態による電圧制御発振器の動作特性について述べる。
【0025】
第1の電圧電流変換器1の電流は第1の入力端子4の電圧レベルをグランドから電源電圧まで上げると、予め設定されたしきい値電圧を越えてから流れ出し、やがて飽和する。
【0026】
一方、第2の電圧電流変換器2の電流は第1の入力端子4の電圧レベルを電源電圧からグランドまで下げると、「電源電圧−しきい値電圧」を越えてから流れ出し、やがて飽和する。
【0027】
第1の電圧電流変換器1の電流と第2の電圧電流変換器2の電流とを平均化した特性は第1の入力端子4の動作範囲が広くなり、その電流が直線性に近づくこととなる。発振周波数はインバータ(図示せず)に供給する電流に比例するため、ゲインを増加させずに動作周波数範囲を広げることができる。
【0028】
図3は本発明の一実施例による電圧制御発振器の回路構成を示す図である。図3において、本発明の一実施例による電圧制御発振器は第1の電圧電流変換器1と、第2の電圧電流変換器2と、発振器3とから構成されている。
【0029】
第1の電圧電流変換器1は第1のPMOS101及び第1のNMOS201を含んで構成され、第2の電圧電流変換器2は第3のPMOS103と第4のPMOS104と第2のNMOS202とを含んで構成され、発振器3は第2のPMOS102と第5のPMOS105とインバータ8とを含んで構成されている。
【0030】
第1の入力端子4は第1のNMOS201のゲートと第3のPMOS103のゲートとに接続しているため、第1のNMOS201に流れる電流と第3のPMOS103に流れる電流とは第1の入力端子4の電圧レベルの向き対して対称である。
【0031】
また、第2のNMOS202に流れる電流が一定の時、第4のPMOS104に流れる電流と第3のPMOS102に流れる電流とは電流の向きに対して対称である。したがって、第1のPMOS101に流れる電流と第4のPMOS104に流れる電流とは電圧電流特性が対称となる。
【0032】
さらに、第2のPMOS102に流れる電流は第1のPMOS101に流れる電流に比例し、第5のPMOS105に流れる電流は第4のPMOS104の電流に比例し、ともにインバータ8に供給される。
【0033】
インバータ8は供給される電流値の変化に応じて発振器3からの発振周波数を制御するため、入力端子の動作範囲が広くなり、発振周波数特性が直線性に近づく。これによって、ゲインを増加させずに、動作周波数範囲を広げることができる。
【0034】
図4は本発明の一実施例による電圧制御発振器の動作特性を示す図である。これら図3及び図4を参照して本発明の一実施例による電圧制御発振器の動作特性について説明する。
【0035】
例えば、本実施例を用いて電源電圧2.5Vの電圧制御発振器を設計した場合、性能ばらつきを考慮して従来の電圧制御発振器と比較すると、入力端子の電圧レベルは1.7Vから2.5Vに広がり、動作周波数範囲は300MHzから400MHzまで向上している。この時、ゲインの最大値は増加していないため、本実施例においてはジッタを増加させずに、動作周波数範囲を広げることが可能なことを示している。
【0036】
このように、第1の出力端子7から得られる信号の発振周波数が変化する電圧制御発振器において、発振周波数の特性が対称な第1の電圧電流変換器1及び第2の電圧電流変換器2を用いて発振周波数の特性を直線性とすることによって、性能ばらつきに対してもゲインを増加させずに、広い動作周波数範囲を得ることができる。
【0037】
尚、本発明は上記の実施例に限定されず、上述した技術思想の範囲内において、上記の実施例が適宜変更可能であることは明らかである
【0038】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、入力端子の電圧レベルを変化させると、出力端子から得られる信号の発振周波数が変化する電圧制御発振器において、同一の入力端子の電流変化量に応じて入出力される電圧電流特性が互いに対称となる第1及び第2の電圧電流変換器を備え、第1及び第2の電圧電流変換器を用いて発振周波数の特性が略直線性となるよう構成することによって、性能ばらつきに対してもゲインを増加させずに動作周波数範囲を広くすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態による電圧制御発振器の構成を示すブロック図である。
【図2】本発明の実施の形態による電圧制御発振器の動作特性を示す図である。
【図3】本発明の一実施例による電圧制御発振器の回路構成を示す図である。
【図4】本発明の一実施例による電圧制御発振器の動作特性を示す図である。
【図5】従来例による電圧制御発振器の回路構成を示す図である。
【図6】(a),(b)は図5のインバータの構成例を示す図である。
【図7】従来例による電圧制御発振器の動作特性を示す図である。
【符号の説明】
1 第1の電圧電流変換器
2 第2の電圧電流変換器
3 発振器
4 第1の入力端子
5 第1の端子
6 第2の端子
7 第1の出力端子
8 インバータ
101 第1のPMOS
102 第2のPMOS
103 第3のPMOS
104 第4のPMOS
105 第5のPMOS
201 第1のNMOS
202 第2のNMOS
Claims (4)
- 入力端子の電圧レベルを入力する第1の電圧電流変換器と、前記入力端子の電圧レベルを入力する第2の電圧電流変換器と、前記第1の電圧電流変換器の出力電流及び前記第2の電圧電流変換器の出力電流の和によって発振周波数が変化する発振器を有し、
前記第1の電圧電流変換器は、前記入力端子の電圧増加に応じてその出力電流値の増加率が減少する電圧電流変換特性を有し、
前記第2の電圧電流変換器は、前記入力端子の電圧増加に応じてその出力電流値の増加率が増加する電圧電流変換特性を有し、前記第1の電圧電流変換器の電圧電流変換特性と前記第2の電圧電流変換器の電圧電流変換特性との和が、前記第1の電圧電流変換器の予め設定されたしきい値電圧から、電源電圧と前記しきい値電圧の差分値までの電圧範囲内で直線性となるように設定されている
ことを特徴とする電圧制御発振器。 - 前記第1の電圧電流変換器は、その電流が前記入力端子の電圧レベルをグランドから前記電源電圧まで上げる時に前記予め設定されたしきい値電圧を越えてから流れ出してやがて飽和するよう構成し、
前記第2の電圧電流変換器は、その電流が前記入力端子の電圧レベルを前記電源電圧からグランドまで下げる時に前記電源電圧と前記しきい値電圧との差分値を越えてから流れ出してやがて飽和するよう構成した
ことを特徴とする請求項1記載の電圧制御発振器。 - 前記発振器は、供給される電流値の変化に応じて前記発振周波数を制御するインバータと、前記第1の電圧電流変換器の電流に比例する電流を前記インバータに供給する第1のトランジスタ素子と、前記第2の電圧電流変換器の電流に比例する電流を前記インバータに供給する第2のトランジスタ素子とを含むことを特徴とする請求項1または2に記載の電圧制御発振器。
- 前記入力端子は、前記第1の電圧電流変換器を構成する NMOS ( N-channel Metal Oxide Semiconductor )トランジスタに接続され、
前記入力端子は、前記第2の電圧電流変換器を構成する PMOS ( P-channel Metal Oxide Semiconductor )トランジスタに接続されていることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の電圧制御発振器。
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