JP3777466B2 - 送信方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造 - Google Patents
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Description
本発明は、送信方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造に関し、特に、移動体通信等のマルチパス環境に好適である。
セルラー無線通信や種々のモバイル環境下において、データ通信の需要の増加に伴い、無線周波数資源の利用率を高める技術が求められている。例えば、ＣＤＭＡ方式による通信方式では、拡散系列の相関特性や伝送経路のマルチパス特性によるチャネル間干渉が周波数利用率を制限する要因となっている。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いた方式は、正弦波を用いた周波数多重であるため、マルチパスの影響は信号電力のフェーディングとして現れ、送信の正弦信号とマルチパスの正弦信号とを分離することが難しいという問題がある。
一方、ＣＭＤＡ方式によれば、パイロット信号を使うことにより、同一周波数及び同一時間において、送信信号とマルチパス信号とを分離することができる。
ＣＭＤＡ方式は、スペクトラム拡散通信方式を用いた多元接続方法である。このスペクトラム拡散通信方式は拡散符号系列を用いて変調が行われる。拡散符号系列として、例えば自己相関のない周期系列が用いられる。
元の送信信号とマルチパスによる信号とを分離する拡散符号系列として、例えば、完全相補系列を用いた通信方式が提案されている。完全相補系列は、各系列の自己相関関数の和が、０シフト以外の全てのシフトで０となる自己相関特性と、各系列の相互相関関数の和が、全てのシフトにおいて常に０になる相互相関特性を備える系列である。完全相補系列を用いて、サイドローブやチャンネル間干渉がないＺＣＺ（周期的無相関領域）−ＣＤＭＡ信号を形成し、送信信号の周期スペクトラムが無相関となるようにしている。これにより、パイロット信号と送信信号に同周波数及び同時間を割り当てることができる。
従来提案されている完全相補系列を用いたスペクトラム拡散通信方式では、デジタル変調された無線信号の振幅の広がりが大きくなり、大きなダイナミックレンジが必要となるという問題がある。
図５は、拡散符号系列として完全相補系列を用いた信号例を示している。Ａ０（＝＋＋＋−＋＋−＋）の信号列は、完全相補系列を用いて形成した２値信号の一例である。なお、「＋」は「１」を表し、「−」は「−１」を表している。
この信号例において、マルチパス特性が受信信号に対して遅延時間として現れると、マルチパス伝送路を通過した受信信号は「１，２，３，１，１，１，…」の信号列として受信される。この信号の振幅の広がりは例えば０から３までとなり、受信側の増幅器はこの振幅の広がりに対応したダイナミックレンジを備える必要がある。
このように振幅の広がりに対して充分なダイナミックレンジが得られない場合には、増幅器の入出力特性が備える非線形性により出力信号に歪みが生じ、入力信号が持つ周波数帯域以外の帯域にも周波数スペクトルが生じ、スプリアス特性が劣化する。また、出力波形がひずむことにより、受信側で符号間干渉が生じて誤り率が劣化することにもなる。また、増幅器の直線性の良好な部分を用いて信号増幅を行うには増幅器の消費電力が増加する。消費電力の増加は、移動体端末の待ち受け時間を短縮する要因となる。
そこで、本発明は前記した従来の問題点を解決し、スペクトラム拡散による送信データの変調において、信号の振幅の広がりを小さくすることを目的とし、また、受信側の増幅器のダイナミックレンジを小さくすることを目的とする。
スペクトラム拡散による送信データの変調において、従来技術では拡散系列自体を工夫することにより送信信号の周期スペクトラムを無相関としている。これに対して、本発明は、スペクトラム拡散による送信データの変調において、従来のように拡散系列自体ではなく、データ列に着目することにより、送信信号の周期スペクトラムを無相関とする。送信信号の周期スペクトラムを無相関とすることにより、信号の振幅の広がりを小さくし、また、受信側の増幅器のダイナミックレンジを小さく抑える。
本発明は、拡散系列内に送信データを組み込むことにより、データを含む信号全体に拡散系列の役目を持たせ、これにより、ダイナミックレンジの負担を軽減する。
本発明の送信方法の第１の態様は、複数の長さＮのデータ列Ａ＝（ａ0ａ1…ａN-1），Ｂ＝（ｂ0ｂ１…ｂN-1），…と、少なくとも相互相関が互いにゼロとなる複数の長さｍの拡散係数列Ｘ＝（ｘ0ｘ1…ｘm-1），Ｙ＝（ｙ0ｙ1…ｙm-1），…を用いて、各データ列Ａ，Ｂ，…に、拡散係数列Ｘ，Ｙ，…から選択したそれぞれ異なる１つの拡散係数列の係数を順に乗じて、複数の長さＮｍの有限長信号ＳA,X＝Ｘ・Ａ（＝ｘ0ａ0，ｘ0ａ1，…，ｘ1ａ0，ｘ1ａ1，…，ｘm-1ａ0，ｘm-1ａ1，…）、ＳB,X＝Ｘ・Ｂ（＝ｘ0ｂ0，ｘ0ｂ1，…，ｘ1ｂ0，ｘ1ｂ1，…，ｘm-1ｂ0，ｘm-1ｂ1，…）を形成する。なお、ここで、“・”はクロネッカー積を示している。
有限長信号ＳA,X，ＳB,X，…の各有限長信号をそれぞれ繰り返して、（…，ＳA,X，ＳA,X，ＳA,X，…）、（…，ＳB,X，ＳB,X，ＳB,X…）、…の擬周期信号を形成し、この擬周期信号から一部分を切り取って上記Ｎｍより長い所定長さの信号を形成し、この信号を送信信号とする。
本発明の送信方法の第２の態様は、異なる有限長信号から形成される擬周期信号から切り取った所定長さの複数の信号を加算し、当該加算信号を送信信号とする。
上記した第１又は第２の送信信号形成の態様により、拡散系列内に対してデータ列の組み込みが行われる。
また、本発明の送信方法の他の態様は、上記した第１又は第２の態様により形成する送信信号において、異なる係数列を用いて複数の送信信号を形成する信号形成方法であり、異なる二つの送信信号の任意の組み合わせにおいて、送信信号の送信データは周期相互相関関数があらゆるシフトで０とする。また、送信信号の各周期スペクトラムが無相関であるように、複数の送信信号を並列に送信する。
本発明の送信信号形成に用いる係数列はＺＣＺ系列から選択することができ、完全相補系列から選択した任意のベクトル行の係数列とすることができ、ＤＦＴ行列を用いて形成することができる。
ここで用いるＺＣＺ系列は、ゼロ自己相関領域特性とゼロ相互相関領域特性を備える周期的ゼロ相関領域を持つ系列であり、例えば、所定の係数列として完全相補系列を用いることができる。完全相補系列は、各系列の自己相関関数の和が、０シフト以外の全てのシフトで０となる自己相関特性と、各系列の相互相関関数の和が、全てのシフトにおいて常に０になる相互相関特性を備える系列である。
また、ＤＦＴ行列は、離散フーリエ変換行列であり、正規直交する列を有する正方行列である。ＤＦＴ行列の異なる行は、その周期相互相関関数があらゆるシフトで零となる性質を備えており、このＤＦＴ行列の性質を用いることによりＤＦＴ行列の異なる行を使って作られた信号同士の周期相互関数をあらゆるシフトで零とすることができる。本発明は、このＤＦＴ行列の性質を用いることにより、周期信号同士の間で相互干渉を起こすことなく同時に複数の信号を送信することができる。
本発明の通信方法は、本発明の送信方法で形成した送信信号を送信し、この送信信号の形成に用いた係数列に対応する整合フィルタを通してデータ列を受信する。
本発明の通信方法において、送信信号をマルチパス特性を測定するパイロット信号とし、このパイロット信号を受信することにより伝送経路のマルチパス特性を求めることができる。
本発明の通信方法の他の態様において、異なる係数列を用いて複数の送信信号を形成し、送信信号から選択した少なくとも一つをパイロット信号とし、他の送信信号を情報通信の送信信号とする。パイロット信号の受信信号からマルチパス特性を求め、求めたマルチパス特性を用いて他の送信信号の受信信号からマルチパスの影響を除去した送信データを求める。
パイロット信号及び送信信号は、周期スペクトラムが互いに無相関であり、対応する整合フィルタを通すことにより、各信号を分離することができる。また、パイロット信号は、送信信号と受信信号との関係からマルチパス特性を求めることができ、このマルチパス特性と受信信号から送信信号を求めることができる。
本発明の送信信号のデータ構造は、複数の長さＮのデータ列Ａ＝（ａ0ａ1…ａN-1），Ｂ＝（ｂ0ｂ1…ｂN-1），…と、少なくとも相互相関が互いにゼロとなる複数の長さｍの拡散係数列Ｘ＝（ｘ0ｘ1…ｘm-1），Ｙ＝（ｙ0ｙ1…ｙm-1），…を用いて、各データ列Ａ，Ｂ，…に、拡散係数列Ｘ，Ｙ，…から選択したそれぞれ異なる１つの拡散係数列の係数を順に乗じて、複数の長さＮｍの有限長信号ＳA,X＝Ｘ・Ａ（＝ｘ0ａ0，ｘ0ａ1，…，ｘ1ａ0，ｘ1ａ1，…，ｘm-1ａ0，ｘm-1ａ1，…）、ＳB,X＝Ｘ・Ｂ（＝ｘ0ｂ0，ｘ0ｂ1，…，ｘ1ｂ0，ｘ1ｂ1，…，ｘm-1ｂ0，ｘm-1ｂ1，…）を形成する。なお、ここで、“・”はクロネッカー積を示している。
有限長信号ＳA,X，ＳB,X，…の各有限長信号をそれぞれ繰り返して、（…，ＳA,X，ＳA,X，ＳA,X，…）、（…，ＳB,X，ＳB,X，ＳB,X…）、…の擬周期信号を形成し、擬周期信号から一部分を切り取って形成される上記Ｎｍより長い所定長さのデータ構造を備える。
この送信信号のデータ構造を構成する拡散係数列の各係数は、当該係数に対応した整合フィルタとの自己相関性によって信号が取り出され、当該係数に対応しない整合フィルタが備える相互相関性によって信号が阻止される。
スペクトラム拡散による送信データの変調において、信号の振幅の広がりを小さくすることができる。また、受信側の増幅器のダイナミックレンジを小さくすることができる。
以下、図面を用いて本発明を実施するための最良な形態における送信信号形成方法、通信方法、及び送信信号のデータ構造を説明する。
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
図１は本発明の送信方法、及び本発明の送信信号のデータ構造を説明するための概略図である。
本発明は、拡散系列（図１（ｂ）の系列ａ（＝（ａ0，ａ1，…，ａN-1））を用いて、データ列ｂ（＝（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂM-1））（図１（ａ）に示す）から送信信号（図１（ｃ，ｄ）に示す）を形成し、送信信号とする。なお、拡散系列の長さはＮビットとし、データ列ｂのデータ長はＭビットとする。
データ列ｂ（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂM-1）（図１（ａ）に示す）から送信信号Ｂを形成するには、データ列（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂM-1）に所定の拡散系列の係数列（ａ0，ａ1，…，ａN-1）の各係数を乗じ（図１（ｂ）に示す）、これにより複数の送信信号Ｂ0，Ｂ１，…，ＢM-1を形成する。
図１は、拡散系列の係数列（ａ0，ａ1，…，ａN-1）として（１，０，…，０，ｊ，０，…，０，−１，０，…，０，−ｊ，０，…，０）の例を示している。この拡散系列の各係数列をデータ列ｂ（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂM-1）に適用すると、送信信号Ｂ0は（ｂ0，０，…，０，ｊｂ0，０，…，０，−ｂ0，０，…，０，−ｊｂ0，０，…，０）となり、送信信号Ｂ1は（ｂ1，０，…，０，ｊｂ1，０，…，０，−ｂ1，０，…，０，−ｊｂ1，０，…，０）となる。他の送信信号についても、同様とすることができる。なお、データ列ｂ（＝（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，…，ｂN-1））に所定の拡散系列の係数列（ａ0，ａ1，…，ａN-1）の各係数を乗じる処理は、図１（ｂ）に示すように、クロネッカー積で表すことができる。
次に、図１（ｃ）に示すように、各係数を乗じた複数の送信信号Ｂ0，Ｂ1，Ｂ2，…をそれぞれ１ピッチ分だけ遅延させて加算することによりデータ列Ｂ（＝ｂ＋ｊｂ−ｂ−ｊｂ）を形成し、さらに、このデータ列Ｂの前後にデータを付加して有限長の周期列を形成する。
図１（ｄ）は、有限長の周期列を示している。この有限長の周期列は、図１（ｄ）に示すように、データ列Ｂ（＝ｂ＋ｊｂ−ｂ−ｊｂ）の前方位置にデータ列Ｂの後方のデータ列（−ｊｂ）を付加し、データ列Ｂの後方位置にデータ列Ｂの前方のデータ列（ｂ）を付加することにより形成することができる。
なお、データ列Ｂ中において各データ列ｂ，ｊｂ，−ｂ，−ｊｂの間隔は、系列ａ中の各係数間の間隔（例えば、Ｔ1，Ｔ２，…）により任意に定めることができる。
拡散系列はＤＦＴ行列を適用して形成することができる。図２は４次のＤＦＴ行列の各係数を示している。
以下、４次のＤＦＴ行列による拡散系列を用いた一例について説明する。
データ列として（１，０，０，０）とする場合、データ列（１，０，０，０）にＤＦＴ行列の各行の係数列（１，１，１，１）、（１，ｊ，−１，−ｊ）、（１，−１，１，−１），（１，−ｊ，−１，ｊ）の係数列を適用すると、以下の式（１）で示すように、周期列Ａ〜Ｄはクロネッカー積を用いて表すことができる。
上記式（１）において、周期列Ａは、
Ａ＝（１，０，０，０，１，０，０，０，１，０，０，０，１，０，０，０）
で表される。
Ａ＝（１，０，０，０，１，０，０，０，１，０，０，０，１，０，０，０）
で表される。
また、周期列Ｂは
Ｂ＝（１，０，０，０，ｊ，０，０，０，−１，０，０，０，−ｊ，０，０，０）
で表され、
周期列Ｃは
Ｃ＝（１，０，０，０，−１，０，０，０，１，０，０，０，−１，０，０，０）
で表され
周期列Ｄは
Ｄ＝（１，０，０，０，−ｊ，０，０，０，−１，０，０，０，ｊ，０，０，０）
で表される。
Ｂ＝（１，０，０，０，ｊ，０，０，０，−１，０，０，０，−ｊ，０，０，０）
で表され、
周期列Ｃは
Ｃ＝（１，０，０，０，−１，０，０，０，１，０，０，０，−１，０，０，０）
で表され
周期列Ｄは
Ｄ＝（１，０，０，０，−ｊ，０，０，０，−１，０，０，０，ｊ，０，０，０）
で表される。
ここで、例えば、周期列Ａの前後の位置に周期列Ａの後方のデータ列（１，０，０，０）及び前方のデータ列（１，０，０，０）を付加することにより、有限長の周期系列Ａ′のデータ列を形成する。
Ａ′＝（１，０，０，０，Ａ，１，０，０，０）
Ａ′＝（１，０，０，０，Ａ，１，０，０，０）
この周期系列Ａ′のデータ長は、周期列Ａのデータ長１６ビットにそれぞれ４ビットを加えた２４ビットとなる。この周期系列Ａ′は、周期列Ａの無限周期列（…ＡＡＡＡ…）から切り取ることにより得ることができる。
この有限長の周期系列Ａ′を送信データとする送信信号は、その送信信号の形成に用いた拡散系列の各係数に対応した整合フィルタ（マッチドフィルタ）により取り出すことができる。整合フィルタは、送信信号Ａを逆拡散して取り出すフィルタであり、送信信号Ａの形成に用いた拡散系列の係数に対応して形成される。
入力信号と整合フィルタとの関係は、拡散系列が備える完全相補性に基づいて定まる。例えば、信号Ｍを信号Ｍの整合フィルタに通した場合には、自己相関特性からインパルス状の信号を得ることができるが、信号Ｍを信号Ｍの整合フィルタ以外の整合フィルタに通した場合には、相互相関特性から信号は得られない。
ここで、信号Ａに対する整合フィルタをＡｆとし、この整合フィルタＡｆに周期系列Ａ′の信号を通すと、整合フィルタＡｆの出力は以下のコンボリューション演算で表すことができる。なお、整合フィルタＡｆでの処理を合わせるために、周期系列Ａ′を（Ａ′，１）として信号長を１ビット増やして２５ビットとしている。
（Ａ′，１）＊Ａｆ＝１６（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，１，０，０，０，１，０，０，０，１，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
なお、ｘはコンボリューション演算で得られる数である（図４（ａ））。
なお、ｘはコンボリューション演算で得られる数である（図４（ａ））。
本発明の通信方法では、形成される送信信号に少なくとも一つをパイロット信号とし、このパイロット信号は、信号が送信されるマルチパス伝送路のマルチパス特性の検出、及びマルチパス特性を除去した送信信号の検出に適用することができる。図３は、パイロット信号と送信信号との関係を説明するための図である。また、図４は、送信信号と検出信号との関係、及び相関関係を示す図である。
図３において、例えば、信号Ａをパイロット信号とし、マルチパス伝送路Ｐを通過させた後、信号Ａの整合フィルタＡｆを通して出力信号ｐを求めると、この出力信号ｐからマルチパス伝送路のマルチパス特性Ｐを求めることができる。
一方、信号Ｂ〜信号Ｄを送信信号とし、パイロット信号と同じマルチパス伝送路Ｐを同時に通過した場合には、マルチパス伝送路Ｐから同じマルチパス特性の影響を受けることになる。そのため、各整合フィルタＢｆ，Ｃｆ，Ｄｆを通して得られる出力信号ｑ，ｒ，ｓ中には同一のマルチパス特性が含まれる。そこで、パイロット信号により求めたマルチパス特性Ｐを用いて、出力信号ｑ，ｒ，ｓからマルチパス特性Ｐを除去することにより、送信信号Ｂ，送信信号Ｃ，及び送信信号Ｄを求めることができる。
ここで、マルチパス特性をＰ＝（ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3）とする。なお、ｐkはタイムスロット０，１，２，３の各遅延時間におけるマルチパスファクターである。このマルチパス特性Ｐは、例えば、マルチパス伝送路を通過したパイロット信号をパイロット信号の整合フィルタで検出することにより求めることができる。
ここで、前記した信号Ａは、マルチパス伝送路において無反射の直接経路に対応させることができ、マルチパスファクターｐkが１に対応している。
そこで、マルチパス特性Ｐ＝（ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3）のマルチパス伝送路を通過した受信信号Ａ″は、前記した送信信号（Ａ′，１）に各マルチパスファクターｐkが掛けられた値となり、
Ａ″＝ｐ0（Ａ′，１，０，０，０）＋ｐ1（０，Ａ′，１，０，０）
＋ｐ2（０，０，Ａ′，１，０）＋ｐ3（０，０，０，Ａ′，１）
で表される。
Ａ″＝ｐ0（Ａ′，１，０，０，０）＋ｐ1（０，Ａ′，１，０，０）
＋ｐ2（０，０，Ａ′，１，０）＋ｐ3（０，０，０，Ａ′，１）
で表される。
この受信信号Ａ″を整合フィルタＡｆに通して得られる出力は、
Ａ″＊Ａｆ＝１６（ｘ，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，ｘ，ｐ3，ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3ｐ0，ｐ1，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
となる（図４（ｂ））。
Ａ″＊Ａｆ＝１６（ｘ，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，ｘ，ｐ3，ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3ｐ0，ｐ1，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
となる（図４（ｂ））。
したがって、送信信号（Ａ′，１）をパイロット信号としてマルチパス特性Ｐ＝（ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3）に通して検出出力を求めると、この検出出力からマルチパス特性Ｐ＝（ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3）を分離して検出することができる。
なお、上記説明では、同一の送信信号（１，０，０，０）を各周期列Ａ〜Ｄに適用し、周期列Ａを適用して形成した送信データをパイロット信号とする例を示しているが、送信パイロット信号用の送信信号（例えば、前記送信信号（１，０，０，０）と異なる（１，１，１，−１））を用い、この送信信号に周期列Ａを適用して形成した送信データをパイロット信号としてもよい。この場合には、特定の送信信号から形成した送信データをパイロット信号としているため、そのパイロット信号に対応したフィルタを通すことによりパイロット信号として取り出すことができる。
次に、送信信号がマルチパス伝送路を通過する場合について説明する。
周期列Ｂは、前記式（１）から
Ｂ＝（１，０，０，０，ｊ，０，０，０，−１，０，０，０，−ｊ，０，０，０）
で表される。
Ｂ＝（１，０，０，０，ｊ，０，０，０，−１，０，０，０，−ｊ，０，０，０）
で表される。
ここで、周期列Ｂの前方位置及び後方位置に周期列Ｂの後方のデータ列（−ｊ，０，０，０）及び前方のデータ列（１，０，０，０）を付加することにより、有限長の周期系列Ｂ′のデータ列を形成する。
Ｂ′＝（−ｊ，０，０，０，Ｂ，１，０，０，０）
Ｂ′＝（−ｊ，０，０，０，Ｂ，１，０，０，０）
この周期系列Ｂ′のデータ長は、周期列Ｂのデータ長１６ビットにそれぞれ４ビットを加えた２４ビットとなる。この周期系列Ｂ′は、周期列Ｂの無限周期列（…ＢＢＢＢ…）から切り取ることにより得ることができる。
この有限長の周期系列Ｂ′を送信データとする送信信号は、その送信信号の形成に用いた拡散系列の各係数に対応した整合フィルタ（マッチドフィルタ）により取り出すことができる。整合フィルタは、送信データＢを逆拡散して取り出すフィルタであり、送信データＢの形成に用いた拡散系列の係数に対応して形成される。
周期系列Ｂ′を２５ビットとした信号（Ｂ′，ｊ）を、信号Ａに対する整合フィルタＡｆに通すと、
（Ｂ′，ｊ）＊Ａｆ＝１６（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
の出力が得られる。なお、ｘはコンボリューション演算で得られる数である。
（Ｂ′，ｊ）＊Ａｆ＝１６（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
の出力が得られる。なお、ｘはコンボリューション演算で得られる数である。
また、周期系列Ａ′を２５ビットとした信号（Ａ′，１）を、信号Ｂに対する整合フィルタＢｆに通すと、
（Ａ′，１）＊Ｂｆ＝１６（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
の出力が得られる。
（Ａ′，１）＊Ｂｆ＝１６（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
の出力が得られる。
したがって、信号（Ａ′，１）と信号（Ｂ′，ｊ）は、同じ周波数帯域において２つの信号間の時間差が制限されている場合には、互いに独立して送信することができる（図４（ｃ）及び図４（ｄ））。
また、マルチパス特性Ｐを有するマルチパス環境においても、信号（Ａ′，１）と信号（Ｂ′，ｊ）は相互相関関係が無相関であり、独立して扱うことができる（図４（ｅ）及び図４（ｆ））。したがって、各送信信号は独立に扱うことができるため、マルチパス特性を検出するパイロット信号は、信号Ａに限らず信号Ｂ，Ｃ，Ｄとすることもできる。
なお、この相互相関関係が無相関であることは、以下から確認することができる。
送信信号（Ａ′，ｊ）をマルチパス伝送路Ｐを通し、得られる受信信号Ａ″を信号Ｂに対する整合フィルタＢｆで検出すると、
出力信号は
Ａ″＊Ｂｆ＝（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
となり、
また、送信信号（Ｂ′，ｊ）をマルチパス伝送路Ｐに通し、得られる受信信号Ａ″を信号Ａに対する整合フィルタＡｆで検出すると、
出力信号は
Ｂ″＊Ａｆ＝（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
となる。このことは、共に相互相関関数に無相関の範囲が存在することを示しており、相互相関関係が無相関であることを示している。
出力信号は
Ａ″＊Ｂｆ＝（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
となり、
また、送信信号（Ｂ′，ｊ）をマルチパス伝送路Ｐに通し、得られる受信信号Ａ″を信号Ａに対する整合フィルタＡｆで検出すると、
出力信号は
Ｂ″＊Ａｆ＝（ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，ｘ，ｘ，…，ｘ，ｘ）
となる。このことは、共に相互相関関数に無相関の範囲が存在することを示しており、相互相関関係が無相関であることを示している。
なお、信号（Ｂ′，ｊ）をマルチパス伝送路Ｐを通して送信したときの受信信号Ｂ″は、
Ｂ″＝ｐ0（Ｂ′，ｊ，０，０，０）＋ｐ1（０，Ｂ′，ｊ，０，０）
＋ｐ2（０，０，Ｂ′，ｊ，０）＋ｐ3（０，０，０，Ｂ′，ｊ）
で表される。
Ｂ″＝ｐ0（Ｂ′，ｊ，０，０，０）＋ｐ1（０，Ｂ′，ｊ，０，０）
＋ｐ2（０，０，Ｂ′，ｊ，０）＋ｐ3（０，０，０，Ｂ′，ｊ）
で表される。
ここで、送信信号（Ｂ′，ｊ）を整合フィルタＢｆに通すと、出力信号は、送信信号（Ｂ′，ｊ）と整合フィルタＢｆとのコンボリューション演算によって得られ、
（Ｂ′，ｊ）＊Ｂｆ＝（ｘ，…，ｘ，−４ｊ，０，０，０，４，０，０，０，４ｊ，０，０，０，−４，ｘ，…，ｘ）
で表される（図４（ｇ））。
（Ｂ′，ｊ）＊Ｂｆ＝（ｘ，…，ｘ，−４ｊ，０，０，０，４，０，０，０，４ｊ，０，０，０，−４，ｘ，…，ｘ）
で表される（図４（ｇ））。
したがって、マルチパス伝送路Ｐを通過した信号をＢ″とすると、信号Ｂの整合フィルタで検出される受信信号は、信号Ｂ″と整合フィルタＢとのコンボリューション演算により求めることができ、
Ｂ″＊Ｂｆ
＝４（…，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，−ｊｐ0，−ｊｐ1，−ｊｐ2，−ｊｐ3，ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3，ｊｐ0，ｊｐ1，ｊｐ2，ｊｐ3，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，…）
で表される。なお、Ｂｆは整合フィルタＢに対応している。
Ｂ″＊Ｂｆ
＝４（…，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，−ｊｐ0，−ｊｐ1，−ｊｐ2，−ｊｐ3，ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3，ｊｐ0，ｊｐ1，ｊｐ2，ｊｐ3，ｘ，ｘ，ｘ，ｘ，…）
で表される。なお、Ｂｆは整合フィルタＢに対応している。
マルチパス特性ｐ0，ｐ1，ｐ2，ｐ3は、整合フィルタの出力として直接求めることができる（図４（ｈ））。
したがって、信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、互いに無相関であり、各信号間の周期相互相関関数はあらゆるシフトで０となり、また、各信号の周期スペクトラムに重なりは生じない。
次に、本発明の通信方法において、マルチパス伝送迂路を通過した受信信号から送信データを求める手順について説明する。
送信データｂ（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，ｂ4，ｂ5）を１チップ単位でシフトさせた拡散系列の信号（Ｂ′，ｊ，０，０，０，０，０）、（０，Ｂ′，ｊ，０，０，０，０）、（０，０，Ｂ′，ｊ，０，０，０）、…、（０，０，０，０，０，Ｂ′，ｊ）を用いて送信信号を形成すると、
ｂ0（Ｂ′，ｊ，０，０，０，０，０）
＋ｂ1（０，Ｂ′，ｊ，０，０，０，０）
＋ｂ2（０，０，Ｂ′，ｊ，０，０，０）
…
＋ｂ5（０，０，０，０，０，Ｂ′，ｊ）
となる。
ｂ0（Ｂ′，ｊ，０，０，０，０，０）
＋ｂ1（０，Ｂ′，ｊ，０，０，０，０）
＋ｂ2（０，０，Ｂ′，ｊ，０，０，０）
…
＋ｂ5（０，０，０，０，０，Ｂ′，ｊ）
となる。
この送信信号をマルチパス伝送路Ｐに通し、信号Ｂの整合フィルタＢｆで検出すると、出力信号
（ｘ，ｘ、…，ｘ，ｘ，ｑ0，ｑ1，ｑ2，ｑ3，ｑ4，ｑ5，ｑ6，ｘ，ｘ，…,ｘ，ｘ）
が検出される。
（ｘ，ｘ、…，ｘ，ｘ，ｑ0，ｑ1，ｑ2，ｑ3，ｑ4，ｑ5，ｑ6，ｘ，ｘ，…,ｘ，ｘ）
が検出される。
上記関係は以下の式で表すことができる。
この関係式は、６つの未知数（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，ｂ4，ｂ5）を含む７つの連立方程式であるから、ｐ0〜ｐ3、ｑ0〜ｑ6を用いて送信データ（ｂ0，ｂ1，ｂ2，ｂ3，ｂ4，ｂ5）を求めることができる。
なお、ｐ0〜ｐ3は、信号Ａの整合フィルタＡfの出力から得ることができ、ｑ0〜ｑ6は信号Ｂの整合フィルタＢｆの出力から得ることができる。
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、拡散系列内に送信データを組み込むことにより、データを含む信号全体に拡散系列の役目を持たせ、これにより、信号の振幅の広がりを小さくし、受信側の増幅器のダイナミックレンジを小さくすることができる。
本発明の送信成方法、通信方法、送信信号のデータ構造は、移動体通信等のマルチパス環境に好適であり有用である。
Ａｆ…信号Ａの整合フィルタ
Ｂｆ…信号Ｂの整合フィルタ
Ｐ…マルチパス伝送路
Ｂｆ…信号Ｂの整合フィルタ
Ｐ…マルチパス伝送路
Claims (9)
- 複数の長さＮのデータ列
Ａ＝（ａ0ａ1…ａN-1），Ｂ＝（ｂ0ｂ1…ｂN-1），…
少なくとも相互相関が互いにゼロとなる複数の長さｍの拡散係数列
Ｘ＝（ｘ0ｘ1…ｘm-1），Ｙ＝（ｙ0ｙ1…ｙm-1），…
を用いて、
前記各データ列Ａ，Ｂ，…に、前記拡散係数列Ｘ，Ｙ，…から選択したそれぞれ異なる１つの拡散係数列の係数を順に乗じて
複数の長さＮｍの有限長信号
ＳA,X＝Ｘ・Ａ（ここで、“・”はクロネッカー積を示す）
＝（ｘ0ａ0，ｘ0ａ1，…，ｘ1ａ0，ｘ1ａ1，…，ｘm-1ａ0，ｘm-1ａ1，…）
ＳB,X＝Ｘ・Ｂ（ここで、“・”はクロネッカー積を示す）
＝（ｘ0ｂ0，ｘ0ｂ1，…，ｘ1ｂ0，ｘ1ｂ1，…，ｘm-1ｂ0，ｘm-1ｂ1，…）
を形成し、
前記有限長信号ＳA,X，ＳB,X，…の各有限長信号をそれぞれ繰り返して、
（…，ＳA,X，ＳA,X，ＳA,X，…）、（…，ＳB,X，ＳB,X，ＳB,X…）、…の擬周期信号を形成し、
前記擬周期信号から一部分を切り取って上記Ｎｍより長い所定長さの信号を形成し、
当該信号を送信信号とすることを特徴とする、送信方法。 - 異なる有限長信号から形成される擬周期信号から切り取った所定長さの複数の信号を加算して送信信号とすることを特徴とする、請求項１に記載の送信方法。
- 異なる係数列を用いて複数の送信信号を形成し、
当該複数の送信信号は、任意の組み合わせにおいて、送信信号の送信データは周期相互相関関数があらゆるシフトで０とすることを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の送信方法。 - 異なる係数列を用いて複数の送信信号を形成し、
当該複数の送信信号の任意の組み合わせにおいて、送信信号の各周期スペクトルが無相関であるように、複数の送信信号を並列に送信することを特徴とする、請求項１又は請求項２に記載の送信方法。 - 前記拡散係数列は、ＤＦＴ行列の行ベクトルであることを特徴とする、請求項１から請求項４の何れか一つに記載の送信方法。
- 請求項１から請求項４の何れか一つに記載の送信信号を送信し、
当該送信信号を受信して前記拡散係数列に対応する整合フィルタを通してデータ列を出力することを特徴とする、送信方法。 - 前記送信信号から選択した少なくとも一つをマルチパス特性を測定するパイロット信号とし、
受信した信号は伝送経路のマルチパス特性を有することを特徴とする、請求項６に記載の通信方法。 - 系列が異なる拡散係数列を用いて複数の送信信号を形成し、
前記送信信号から選択した少なくとも一つをパイロット信号とし、
パイロット信号の受信信号からマルチパス特性を求め、
当該求めたマルチパス特性を用いて他の送信信号の受信信号からマルチパスの特性を利用してデータ列を求めることを特徴とする、請求項７に記載の通信方法。 - 複数の長さＮのデータ列
Ａ＝（ａ0ａ1…ａN-1），Ｂ＝（ｂ0ｂ1…ｂN-1），…
少なくとも相互相関が互いにゼロとなる複数の長さｍの拡散係数列
Ｘ＝（ｘ0ｘ1…ｘm-1），Ｙ＝（ｙ0ｙ1…ｙm-1），…
を用いて、
前記各データ列Ａ，Ｂ，…に、前記拡散係数列Ｘ，Ｙ，…から選択したそれぞれ異なる１つの拡散係数列の係数を順に乗じて
複数の長さＮｍの有限長信号
ＳA,X＝Ｘ・Ａ（ここで、“・”はクロネッカー積を示す）
＝（ｘ0ａ0，ｘ0ａ1，…，ｘ1ａ0，ｘ1ａ1，…，ｘm-1ａ0，ｘm-1ａ1，…）
ＳB,X＝Ｘ・Ｂ（ここで、“・”はクロネッカー積を示す）
＝（ｘ0ｂ0，ｘ0ｂ1，…，ｘ1ｂ0，ｘ1ｂ1，…，ｘm-1ｂ0，ｘm-1ｂ1，…）
を形成し、
前記有限長信号ＳA,X，ＳB,X，…の各有限長信号をそれぞれ繰り返して、
（…，ＳA,X，ＳA,X，ＳA,X，…）、（…，ＳB,X，B,X，ＳB,X…）、…の擬周期信号を形成し、
前記擬周期信号から一部分を切り取って形成される上記Ｎｍより長い所定長さのデータ構造を備える送信信号であり、
当該信号のデータ構造を構成する拡散係数列の各係数は、
当該係数に対応した整合フィルタとの自己相関性によって信号が取り出され、
当該係数に対応しない整合フィルタが備える相互相関性によって信号が阻止されることを特徴とする、送信信号のデータ構造。
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