JPH0244935A - スペクトラム拡散受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散受信装置Info
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- JPH0244935A JPH0244935A JP63196288A JP19628888A JPH0244935A JP H0244935 A JPH0244935 A JP H0244935A JP 63196288 A JP63196288 A JP 63196288A JP 19628888 A JP19628888 A JP 19628888A JP H0244935 A JPH0244935 A JP H0244935A
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- JP
- Japan
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- signal
- output
- circuit
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- adder
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- Pending
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 11
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- 238000005562 fading Methods 0.000 abstract description 17
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
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- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明はスペクトラム拡散通信（以下本明細書において
はＳＳＣと略記する。）システムで使用される受信装置
に関する。
はＳＳＣと略記する。）システムで使用される受信装置
に関する。
［発明の概要コ
相関器によって、受信信号と基準信号の相関を取ること
によって相関出力を得、その相関出力を基にデータに対
応する相関復調信号を得、その相関復調信号を用い信号
処理を行なう ＳＳＣ受信機において、相関復調信号を
縦続接続された遅延回路と加算器に入力し、該遅延回路
の各出力は該加算器に入力され、上記加算器において入
力信号の加算を行ない、その加算後の出力を積分回路に
て積分し、その積分出力を基に信号処理を行なう。
によって相関出力を得、その相関出力を基にデータに対
応する相関復調信号を得、その相関復調信号を用い信号
処理を行なう ＳＳＣ受信機において、相関復調信号を
縦続接続された遅延回路と加算器に入力し、該遅延回路
の各出力は該加算器に入力され、上記加算器において入
力信号の加算を行ない、その加算後の出力を積分回路に
て積分し、その積分出力を基に信号処理を行なう。
［従来の技術］
一般に、無線通信において送信された電波は、建物など
で反射／回折して様々な経路を経て受信される。また、
受信場所によっても受信状態が大きく変動する。
で反射／回折して様々な経路を経て受信される。また、
受信場所によっても受信状態が大きく変動する。
このような現象は、「マルチパスフェージング」と呼ば
れ、これは受信性能を劣化させる要因となる。
れ、これは受信性能を劣化させる要因となる。
直接拡散（以下本明細書においてはＤＳ と略言己す
る。）ＳＳＣにおいては、マルチパスフェージングの影
響は相関器の相関出力の多重化およびレベル変動となっ
て現れ、同期およびデータ復調等の信号処理の性能劣化
の要因となる。
る。）ＳＳＣにおいては、マルチパスフェージングの影
響は相関器の相関出力の多重化およびレベル変動となっ
て現れ、同期およびデータ復調等の信号処理の性能劣化
の要因となる。
ＤＳ−８ＳＣにおいては、マルチパスフェージング対策
としてバスダイバシティ一方式が知られており、その一
つにマツチドフィルタもしくはコンボルバを使用する相
関器とともに用いられるＰＤＩ 方式がある。
としてバスダイバシティ一方式が知られており、その一
つにマツチドフィルタもしくはコンボルバを使用する相
関器とともに用いられるＰＤＩ 方式がある。
これは、伝搬遅延により時間的に分散した相関復調出力
信号を合成することにより、Ｓ／Ｎ比を改善することを
目的としたものであり、第３図に従来のＰＤＩ 方式の
原理図を示す。
信号を合成することにより、Ｓ／Ｎ比を改善することを
目的としたものであり、第３図に従来のＰＤＩ 方式の
原理図を示す。
第３図の ＰＤＩ 方式は差動位相偏位変調（Ｄｉｆｆ
ｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉ
ｎｇ、 ＤＰＳＫ ）受信機におけるデータ復調器に用
いられており１図中、１ はマツチドフィルタ、２ は
１ビツト遅延回路、３ は掛は算器、４ は積分回路、
５ はゼロ閾値回路を表わす。
ｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉ
ｎｇ、 ＤＰＳＫ ）受信機におけるデータ復調器に用
いられており１図中、１ はマツチドフィルタ、２ は
１ビツト遅延回路、３ は掛は算器、４ は積分回路、
５ はゼロ閾値回路を表わす。
マツチドフィルタ １ の出力 Ｙ（ｔ）と、Ｙ（ｔ）
を１ビツト遅延回路 ２ によって１ビツト遅延された
信号Ｚ（ｔ）を掛は算器３ に与えて、ＤＰＳＫ復調さ
れた相関復調信号Ｕ（ｔ）を、積分回路４ にてＢ−Ａ
［＝Ｔ＋Ｂ（Ｔ 十Ａ）から、なおＴ−任意コの時間区
間積分して、時刻子’＋Ｂ において、積分値を初期
化（ダンプ）し、この繰返しにより出力Ｉ（ｔ）を得る
。時間区間Ｂ−Ａ は通常データ１ビツト周期間隔に設
定される（後の第４図など参照）。
を１ビツト遅延回路 ２ によって１ビツト遅延された
信号Ｚ（ｔ）を掛は算器３ に与えて、ＤＰＳＫ復調さ
れた相関復調信号Ｕ（ｔ）を、積分回路４ にてＢ−Ａ
［＝Ｔ＋Ｂ（Ｔ 十Ａ）から、なおＴ−任意コの時間区
間積分して、時刻子’＋Ｂ において、積分値を初期
化（ダンプ）し、この繰返しにより出力Ｉ（ｔ）を得る
。時間区間Ｂ−Ａ は通常データ１ビツト周期間隔に設
定される（後の第４図など参照）。
一
この積分回路出力 １（ｔ）をゼロ閾値回路 ５に通す
ことによって、データ復調出力を得る。以上の一連の動
作タイミングを第４図に示す。
ことによって、データ復調出力を得る。以上の一連の動
作タイミングを第４図に示す。
なお、第５図にはマルチパスフェージングの影響を受は
多重化された相関復調信号Ｕ（ｔ）を積分回路４ にて
同様な動作を行なわせた場合の波形を示している。これ
より時間的に分散した相関復調信号Ｕ（ｔ）が合成され
、第４図の積分回路出力 Ｉ（ｔ）よりも積分値が増加
した積分回路出力 Ｉ（ｔ）を得ることができ、したが
って、相関復調信号Ｕ（ｔ）における Ｓ／Ｎ が悪い
場合でも、データ復調等の性能向上が得られる。
多重化された相関復調信号Ｕ（ｔ）を積分回路４ にて
同様な動作を行なわせた場合の波形を示している。これ
より時間的に分散した相関復調信号Ｕ（ｔ）が合成され
、第４図の積分回路出力 Ｉ（ｔ）よりも積分値が増加
した積分回路出力 Ｉ（ｔ）を得ることができ、したが
って、相関復調信号Ｕ（ｔ）における Ｓ／Ｎ が悪い
場合でも、データ復調等の性能向上が得られる。
こメで使用される積分回路４ は、Ｂ−Ａの時間区間積
分を行なうが、相関復調信号Ｕ（ｔ）が発生しない時間
区間においても、積分回路出力■（ｔ）を保持しなけれ
ばならない（第４図および第５図参照）。
分を行なうが、相関復調信号Ｕ（ｔ）が発生しない時間
区間においても、積分回路出力■（ｔ）を保持しなけれ
ばならない（第４図および第５図参照）。
つまり、積分結果後の出力 Ｉ（ｔ）が保持されず減少
すると、データ復調が行なえなくなる。
すると、データ復調が行なえなくなる。
よって、」−記の積分を可能とする積分回路４は、通常
の低域通過フィルタのような移動平均型の積分回路でな
く、理想積分回路を用いる必要がある。
の低域通過フィルタのような移動平均型の積分回路でな
く、理想積分回路を用いる必要がある。
しかし、一般に、定常白色ガウス雑音を低域通過フィル
タのような移動平均型の積分回路で積分した場合、その
結果出力はＯになるが、理想積分回路で積分した場合に
は、その結果出力はＯにならない。
タのような移動平均型の積分回路で積分した場合、その
結果出力はＯになるが、理想積分回路で積分した場合に
は、その結果出力はＯにならない。
また、室内空間を対象とした通信においては、一般に相
関復調信号Ｕ（ｔ）の Ｓ／Ｎ が良い場合には、直接
波が支配的で殆んど直接波で決まり、マルチパスフェー
ジングが生じたとしても、そのレベルは低く、問題とさ
れない環境下である。その反対として、相関復調信号Ｕ
（ｔ）のＳ／Ｎが悪い場合には、 Ｓ／Ｎ の良い場合
に比較して直接波のレベルは低く、かつ、マルチパスフ
ェージングによるレベルは大きくなる環境下である。
関復調信号Ｕ（ｔ）の Ｓ／Ｎ が良い場合には、直接
波が支配的で殆んど直接波で決まり、マルチパスフェー
ジングが生じたとしても、そのレベルは低く、問題とさ
れない環境下である。その反対として、相関復調信号Ｕ
（ｔ）のＳ／Ｎが悪い場合には、 Ｓ／Ｎ の良い場合
に比較して直接波のレベルは低く、かつ、マルチパスフ
ェージングによるレベルは大きくなる環境下である。
したがって、ＰＤＩ 方式の目的である Ｓ／Ｎ改善
効果を考えた場合に、マルチパスフェージングにより時
間的に分散された相関復調信号Ｕ（ｔ）のエネルギーを
有効に合成できるのは、相関復調信号Ｕ（ｔ）における
Ｓ／Ｎ が悪い場合である。
効果を考えた場合に、マルチパスフェージングにより時
間的に分散された相関復調信号Ｕ（ｔ）のエネルギーを
有効に合成できるのは、相関復調信号Ｕ（ｔ）における
Ｓ／Ｎ が悪い場合である。
すなわち、相関復調信号Ｕ（ｔ）におけるＳ／Ｎ が良
い場合には、雑音をも積分した結果、Ｓ／Ｎ改善効果が
得られない場合がある。
い場合には、雑音をも積分した結果、Ｓ／Ｎ改善効果が
得られない場合がある。
［発明が解決しようとする課題］
故に、従来の ＰＤＩ 方式では、相関復調信号Ｕ（
ｔ）の Ｓ／Ｎ の状態次第では、かえって受信性能の
劣化を引き起こす場合があった。
ｔ）の Ｓ／Ｎ の状態次第では、かえって受信性能の
劣化を引き起こす場合があった。
［発明の目的］
本発明の目的は、相関復調信号の状態に拘らず、マルチ
パスフェージングに対する良好なバスダイバシティ方式
を提供することである。
パスフェージングに対する良好なバスダイバシティ方式
を提供することである。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するために、本発明によるＳＳＣ受信装
置は、相関復調信号を遅延して遅延信号を発生する遅延
回路と、該遅延回路の入／出力信号を加算する加算手段
と、該加算手段で得られた加算信号を積分する積分回路
とを含むことを要旨とする。
置は、相関復調信号を遅延して遅延信号を発生する遅延
回路と、該遅延回路の入／出力信号を加算する加算手段
と、該加算手段で得られた加算信号を積分する積分回路
とを含むことを要旨とする。
第２の発明による ＳＳＣ受信装置は、相関復調信号を
所定時間遅延して第１の遅延信号を発生する第１の遅延
回路および該第１の遅延信号をさらに所定時間遅延して
第２の遅延信号を発生する第２の遅延回路の少なくとも
二つの直列に接続された遅延回路群と、上記第１の遅延
回路の入力側信号、第１の遅延信号ならびに第２の遅延
信号を加算する加算手段と、該加算手段による加算信号
を積分する積分回路とから成る。
所定時間遅延して第１の遅延信号を発生する第１の遅延
回路および該第１の遅延信号をさらに所定時間遅延して
第２の遅延信号を発生する第２の遅延回路の少なくとも
二つの直列に接続された遅延回路群と、上記第１の遅延
回路の入力側信号、第１の遅延信号ならびに第２の遅延
信号を加算する加算手段と、該加算手段による加算信号
を積分する積分回路とから成る。
［作用］
カスケ−１−に接続されたｎ 個の遅延回路の出力をそ
れぞれ加算器に入力し、その加算器の出力を積分回路で
積分すれば、恰も時間的に分散した相関復調信号を有効
に合成でき、その積分出力（ＰＤＩ 出力）の増加が
得られる。
れぞれ加算器に入力し、その加算器の出力を積分回路で
積分すれば、恰も時間的に分散した相関復調信号を有効
に合成でき、その積分出力（ＰＤＩ 出力）の増加が
得られる。
［実施例］
以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて本発明を
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず１本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず１本発明
の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり得
ることは勿論である。
第１図は本発明による ＰＤＩ 方式の回路構成を示す
ブロック図で、図中、６〜９ は遅延回路、１０ は加
算器、１１ は積分回路である。
ブロック図で、図中、６〜９ は遅延回路、１０ は加
算器、１１ は積分回路である。
以下上記実施例の動作を説明する。
いま、相関器から相関出力が得られ、その相関出力を基
に第４図のような相関復調信号Ｕ（ｔ ）が得られた場
合、すなわち相関復調信号Ｕ（ｔ）の Ｓ／Ｎ が良い
場合を考える。
に第４図のような相関復調信号Ｕ（ｔ ）が得られた場
合、すなわち相関復調信号Ｕ（ｔ）の Ｓ／Ｎ が良い
場合を考える。
入力 ａ には、上述の相関復調信号Ｕ（ｔ）が入力さ
れ、遅延回路６ および加算器１０ にそれぞれ入力さ
れることになる。
れ、遅延回路６ および加算器１０ にそれぞれ入力さ
れることになる。
つぎに、遅延回路６ の出力 ｂ はさらにつぎの遅延
回路 ７ および加算器 １０ に入力される。
回路 ７ および加算器 １０ に入力される。
同様に順次ｎ−１番目までの遅延回路の出力はつぎの遅
延回路および加算器 １０ に入力される。
延回路および加算器 １０ に入力される。
したがって、最終的に遅延回路の数が、ｎ個の場合、加
算器１０ に入力される信号数はｎ＋１ となる。
算器１０ に入力される信号数はｎ＋１ となる。
こ＼で相関復調信号パルス幅（第４図における相関復調
信号Ｕ（ｔ）のスパイク波形幅）に相当する時間をカス
ケードに接続された遅延回路の各遅延時間に設定すると
、相関復調信号パルス幅間隔でｎ＋１ の相関復調信
号が加算器 １０の出力 Ｃに現われる。
信号Ｕ（ｔ）のスパイク波形幅）に相当する時間をカス
ケードに接続された遅延回路の各遅延時間に設定すると
、相関復調信号パルス幅間隔でｎ＋１ の相関復調信
号が加算器 １０の出力 Ｃに現われる。
つまり、故意に遅延回路を用いることで、マルチパスフ
ェージングのない環境下でもマルチパスフェージングが
発生した場合と等価な相関復調信号が得られることにな
る。
ェージングのない環境下でもマルチパスフェージングが
発生した場合と等価な相関復調信号が得られることにな
る。
また、マルチパスフェージングが発生している環境下で
は、さらにマルチパスフェージングが増えたことと等し
い状況になる。
は、さらにマルチパスフェージングが増えたことと等し
い状況になる。
この加算器 １０ の出力 Ｃを積分回路 １１で積分
することで、第５図と似た、恰も時間的に分散した相関
復調信号を有効に合成でき、その積分出力（ＰＤＩ
出力）の増加を得ることが可能となる。
することで、第５図と似た、恰も時間的に分散した相関
復調信号を有効に合成でき、その積分出力（ＰＤＩ
出力）の増加を得ることが可能となる。
したがって、相関復調信号ａ の Ｓ／Ｎ等がいかなる
状態においても良好な ＰＤＩ 出力を得ることがで
き、受信性能の劣化を生じさせない。
状態においても良好な ＰＤＩ 出力を得ることがで
き、受信性能の劣化を生じさせない。
なお、遅延回路の数は、回路規模によって設定すれば良
く、また遅延回路の遅延時間は相関復調信号パルス幅を
基準に任意に設定すれば良い。
く、また遅延回路の遅延時間は相関復調信号パルス幅を
基準に任意に設定すれば良い。
第１図にはカースケートに接続されたｎ個の遅延回路６
〜９ を示したけれども、第２図に示すように、遅延回
路は１個でも良いことは勿論である。
〜９ を示したけれども、第２図に示すように、遅延回
路は１個でも良いことは勿論である。
［発明の効果］
以上説明した通り、本発明によれば、相関復調信号の状
態に拘らず、マルチパスフェージングに対する良好なバ
スダイバシテイ方式を実現することができる。
態に拘らず、マルチパスフェージングに対する良好なバ
スダイバシテイ方式を実現することができる。
第１図は本発明による ＰＤＩ 方式の回路構成を示す
ブロック図、第２図は簡単化された回路の構成を示すブ
ロック図、第３図はＰＤＩ 方式の原理図、第４図は第
３図に示す原理図の動作を説明するタイミングチャート
、第５図はマルチパスフェージングにより多重化された
相関復調信号の場合の波形図である。 ６〜９ ・・・ 遅延回路、１０・・・ 加算器、］−
１・・ ・・積分回路。 特許出願人 クラリオン株式会社
ブロック図、第２図は簡単化された回路の構成を示すブ
ロック図、第３図はＰＤＩ 方式の原理図、第４図は第
３図に示す原理図の動作を説明するタイミングチャート
、第５図はマルチパスフェージングにより多重化された
相関復調信号の場合の波形図である。 ６〜９ ・・・ 遅延回路、１０・・・ 加算器、］−
１・・ ・・積分回路。 特許出願人 クラリオン株式会社
Claims (2)
- （１） （ａ）相関復調信号を遅延して遅延信号を発生する遅延
回路、 （ｂ）該遅延回路の入／出力信号を加算する加算手段、
および （ｃ）該加算手段で得られた加算信号を積分する積分回
路 を含むことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。 - （２） （ａ）相関復調信号を所定時間遅延して第１の遅延信号
を発生する第１の遅延回路および該第１の遅延信号をさ
らに所定時間遅延して第２の遅延信号を発生する第２の
遅延回路の少なくとも二つの直列に接続された遅延回路
群、 （ｂ）上記第１の遅延回路の入力側信号、第１の遅延信
号ならびに第２の遅延信号を加算する加算手段、および （ｃ）該加算手段による加算信号を積分する積分回路 を含むことを特徴とするスペクトラム拡散受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63196288A JPH0244935A (ja) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | スペクトラム拡散受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63196288A JPH0244935A (ja) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | スペクトラム拡散受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0244935A true JPH0244935A (ja) | 1990-02-14 |
Family
ID=16355309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63196288A Pending JPH0244935A (ja) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | スペクトラム拡散受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0244935A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5974374A (en) * | 1997-01-21 | 1999-10-26 | Nec Corporation | Voice coding/decoding system including short and long term predictive filters for outputting a predetermined signal as a voice signal in a silence period |
-
1988
- 1988-08-05 JP JP63196288A patent/JPH0244935A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5974374A (en) * | 1997-01-21 | 1999-10-26 | Nec Corporation | Voice coding/decoding system including short and long term predictive filters for outputting a predetermined signal as a voice signal in a silence period |
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