JPH0253981B2

JPH0253981B2 -

Info

Publication number: JPH0253981B2
Application number: JP56082568A
Authority: JP
Inventors: Makoto Oomura; Hajime Marubayashi; Shinichi Tachikawa
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1981-06-01
Filing date: 1981-06-01
Publication date: 1990-11-20
Also published as: JPS57199355A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は拡散スペクトル通信方式に関し、特に
直接拡散（Direct Sequence；DS）と時間ホツ
ピング（Time Hopping；TH）の混合を不均一
な遅延回路と係数乗算器を用いて同時に行い、又
その逆変換により復調・情報検出する拡散スペク
トル通信方式に関する。

DSとTHを同時に行う拡散スペクトル通信方
式によると、送信側では、入力信号の列を遅延回
路の列に通し、各遅延回路の接続点に接続される
係数乗算器の総和をとることによりスペクトルを
拡散して送信し、受信側では、受信信号を送信側
の遅延回路の列に対応する遅延回路の列に通し、
各遅延回路の接続点に接続される係数乗算器の出
力の総和をとることによりスペクトル逆拡散を行
つて得た相関出力を信号検出同期回路に送つて情
報を抽出する。

拡散スペクトル通信方式では、受信側で信号の
自己相関特性をとることにより拡散符号の同期点
を見出す必要があるので、同期点では自己相関が
大きく、同期点以外では自己相関が小さいことが
好ましい。

ここで、従来の拡散スペクトル通信方式では遅
延回路の列を構成する各遅延回路の遅延時間が全
て等しく、または、係数乗算器の係数が全て等し
い。

しかしながら上記従来の技術では同期検出性
能、他局間干渉及び雑音除去性能に改善の余地が
ある。

従つて本発明は従来の技術の上記欠点を改善す
ることを目的とし、その特徴は、遅延回路の列を
構成する各遅延回路の遅延時間を不均一にすると
共に、係数乗算器の係数を不均一とする拡散スペ
クトル通信方式にある。

第１図は本発明による拡散スペクトル通信シス
テムのブロツク図である。まず構成を説明する
と、１は送信情報、２はサンプリング回路、３は
第２図Ａに示す構成の信号拡散回路、４は伝送路
で信号に印加される雑音、５はクロツク回路、６
は伝送路、７は第２図Ｂの構成の信号逆拡散回
路、８は信号検出同期回路、９は帯域フイルタ、
１０はクロツク回路、１１は受信情報である。

信号拡散回路３は第２図Ａのごとく構成され、
直列接続の複数の遅延回路１２，１３，…１４
と、それらの接続点に接続される係数乗算器１
５，１６，…１７，１８及び各係数乗算器の総和
をとつて伝送路に送出する加算器１９とを有す
る。ここで各遅延回路の遅延時間τ₁，τ₂，……，
τ_N）は不均一で、相互に等しくなく、又各係数乗
算器の係数C₁，C₂……，C_N-1，C_Nはそれぞれ＋
１または−１のいずれかの値をとり、かつ、不均
一であるとする。

信号逆拡散回路７は第２図Ｂのごとく、第２図
Ａと逆の構成で、複数の直列接続の遅延回路２
１，２２，…，２３と、それらの接続点に接続さ
れる係数乗算器２４，２５，…，２６，２７、及
び各係数乗算器の総和をとつて相関出力を得る加
算器とを有する。加算器の出力の相関出力は信号
検出同期回路８に送られる。信号逆拡散回路７に
おける遅延回路２２，…，２３の遅延時間τ_N，
…，τ₂及び係数乗算器２４，２５，…２７の係数
C_N，C_N-1，…，C₁は、信号拡散回路３の各遅延
時間及び各係数にそれぞれ逆順で対応している。
なお第２図Ａの遅延回路１２の遅延時間τ₁と第２
図Ｂの遅延回路２１の遅延時間τ₀とは信号全体の
遅延であり、これらの値は全く任意である。

第２図Ａにおいて、遅延回路１２，１３，…，
１４の各々の遅延時間τ₁，τ₂，…，τ_Nは、既にの
べたごとく一定ではなく不規則遅延間隔である。
入力情報源１を必要な情報を失なうことのない間
隔でサンプリングし（サンプリング回路２）、そ
れを遅延回路１２，１３，…，１４によつて、そ
の出力タツプから係数乗算器１５，１６，…１
７，１８を経て、時間差のある入力信号と混合し
て送信し、次に受信側の遅延回路２１，…，２３
および係数乗算器２４，…，２７で、これらの拡
散した信号を逆にもどして、和をとることにより
Ｎ倍のプロセスゲインを得ようとするものであ
る。この時、遅延時間τ_iの不規則性からポアソン
分布によるランダム化ならび、重みC_iの不規則性
から疑似雑音（Pseudo Noise；PN）の要素が
加わり、送信信号は、ランダムな拡散信号とな
る。

ここで、遅延時間τ₁＝τ₂＝…＝τ_N、サンプリン
グ間隔（サンプリング回路２）T_S＝Nτ₁の時は、
従来技術のDS拡散スペクトルの一方式となる。
また、τ_iがランダムで、C₁＝C₂＝…＝C_N＝１の時
には、従来技術のTH拡散スペクトルの一方式で
ある。

また、拡散回路３，１２〜１９や逆拡散回路
７，２１〜２８は、誘導性リアクタンスＬ、容量
性リアクタンスＣ、抵抗Ｒと能動素子（オペアン
プ、トランジスタ等）を組み合わせたもの、電荷
結合素子CTD、表面弾性波素子SAWDなどで構
成される。

第２図Ａに示した信号拡散回路３の動作を、第
３図を例にして説明する。

第３図ａは信号拡散回路３の入力データすなわ
ちサンプリング回路２の出力を示している。第３
図ａにおいてサンプリング間隔をT_Sとし、T_sの
１／７を1bit間隔としている。ここで、入力データ
としてデータ１およびデータ２のみを示している
が、入力データはデータ３，４，５…と続いてい
るものである。

第３図ｂは拡散データすなわち加算器１９の出
力データを示している。この拡散データ上には、
入力データ１に対して７個のデータ１が拡散して
分布している。入力データ２についても同じ規則
で分布している。これらの拡散データは、第２図
Ａに示される構成すなわち各遅延回路の遅延時間
τ_iおよび各係数乗算器の係数C_i（＋１または−１）
の構成により、形成されている。第３図ｂに示し
ているタツプ番号は、遅延時間T_S／７を有する、
同じ遅延回路を21個縦続に接続し、遅延回路の出
力端に順次１〜21のタツプ番号を付したとき、そ
の番号を有する出力端からタツプを取り出してい
ることを示している。すなわち、タツプ番号N_T
１，２，５，10，13，18，21の７ケ所に係数乗算
器が接続されている場合を示している。すなわち
この例は、第２図ＡにおいてＮ＝７の場合であ
る。この１／Ｎの値が、上記した1bit間隔T_S／７
に対応している。また後述の式(1)中のN_Ti，N_Tjは
上記タツプ番号である。さらに後述の式(2)で示さ
れる必要タツプ総和N_Dは上記の最大タツプ番号
21に対応しているものである。

上記のタツプ番号の中でそれぞれ隣接する番号
の差が、各遅延回路の遅延時間を表している。
T_s／Ｎ＝T_S／７（1bit間隔）を単位時間として表
すと、遅延時間はそれぞれτ₂＝１，τ₃＝３，τ₄＝
５，τ₅＝３，τ₆＝５，τ₇＝３であることが分か
る。また、同じ単位時間でサンプリング間隔を表
すと、T_S＝ＮすなわちT_S＝７である。一方、各
係数乗算器の係数は、拡散データの極性より、
C₁＝C₃＝C₇＋１、C₂＝C₄＝C₅＝C₆＝−１である
ことが分かる。すなわち、各係数乗算器の係数
は、そぞれ＋１または−１のいずれかの値で、か
つ、不均一となつている。なお、遅延回路１２の
遅延時間τ₁および遅延回路２１の遅延時間τ₀は任
意時間でよく、第３図はτ₁＝０の場合で示してあ
る。

以上説明したように、信号拡散回路３は、サン
プリング間隔T_Sの１／Ｎの時間幅が1bit間隔とな
つているデータをサンプリング回路２より受け、
このデータが複数の遅延回路の列を通過すると
き、Ｎ個の係数乗算器を経て、加算されるように
構成されている。本発明の疑似雑音符号化は、振
幅軸疑似雑音化と時間軸疑似雑音化で成立する。
振幅軸に関しては、Ｍ系列符号、ゴールド符号な
ど従来のDSに用いられた符号を割りあてること
ができる。時間軸に関しては、基本的にはランダ
ムに行う。しかし、もし拡散回路３で拡散された
信号が重なると、逆拡散後の出力（加算回路２８
の出力）すなわち第４図に示す自己相関の同期点
ピークθ_i０が下がるので、その値が下がらないよ
う遅延時間τ_iの間に制限がある。すなわち第３図
ａにおけるデータ１，２，…が、第３図ｂに示す
拡散データ上で重ならないように遅延時間を設定
する必要がある。この遅延時間の設定条件を、上
述のタツプ番号N_Tで表わすと、次の条件となる。

N_Tj≠nT_S＋N_Ti （ｊ≠ｉ） (1) T_S；データサンプリング間隔 τ_P；ポアソン分布の平均符号発生間隔 N_Ti，N_Tj（ｉ，ｊ＝１，２，…，Ｎ）；係数
C_i，C_jを有するｉ，ｊ番目の係数乗算器が接続
されるタツプ番号ｎ（＝１，２，…，τ_P−１）；
（τ_P−１）までの自然数さらに、必要タツプ総和N_Dについて、次の条件
が必要である。

τ_P・T_S≦N_D (2) 第３図ｂは式(1)，(2)を満たしており、T_S＝Ｎ
＝７、τ_P＝３であつて、タツプ番号N_Tは１，２，
５，10，13，18，21である。この構成によれば入
力データは、けつして重ならない。

以上説明したように、各遅延回路の遅延時間
は、１ビツト間隔の時間（T_S／７）を単位とし
て、その整数倍に設定されており、かつ、係数乗
算器の出力の総和をとる時に、入力データが互い
に重ならないように前記整数倍の値がそれぞれ不
均一に設定されている。このようにして設定され
た遅延時間の値を、先の説明では単に不均一と表
現していたものである。

次に、係数乗算器の係数（乗算係数）や遅延の
選定法について説明する。乗算係数の選定に関し
ては、従来のDSに用いた係数の巡回シフトを利
用するので、巡回シフト位相、自己位相の選定と
も呼ぶ。まず、本発明の効果の一つである同期検
出性能の向上は、符号の自己相関特性によつてき
まる。

符号が第２図Ｂに示す逆拡散回路を通過する過
程で自己相関処理が行われており、加算器２８の
出力が自己相関信号となつている。第４図はこの
自己相関特性を示している。この自己相関信号が
信号検出同期回路８に入力された場合、同期点で
の自己相関値θ_i０は劣化がなく大きいほど、また
他の同期はずれの点での自己相関値θ_i１，θ_i２，
…，θ_i（Ｎ−１）は小さいほど、同期検出の誤り
は少なくなる。θ_i０における劣化のない条件は、
前述の式(1)で述べた。同期はずれの点での値に関
して、従来の均一タツプ間隔のDS方式では、デ
ータサンプリング間隔T_Sと符号の長さが等しい
ので、自己相関の同期はずれの値は、２つのデー
タの値の影響しか受けず、データが等しい時の同
期自己相関と、データが異なる時の奇自己相関し
か存在せず、特に、奇自己相関特性は、大きな値
を有していた。本発明では、これを改善すること
が可能となる。まず、自己相関特性の同期はずれ
の値を小さく押えるための特徴パラメータの抽出
について説明する。

第４図に示す符号の自己相関特性において、同
期はずれの自己相関θ_i１，θ_i２，…，θ_i（Ｎ−１）
の中で、その最大値θ_inaxを抽出する。自己相関特
性は、入力の種類によつてかわる。自己相関の同
期点のピークが発生する間隔T_S＝Ｎの中におい
て、相関計算に影響する入力データは、ポアソン
分布の平均符号発生間隔をτ_Pとすると、2τ_P個す
なわち2²τ_P種類ある。この２進データを、早く送
出したデータビツトを下位ビツトとして、10進化
した値をｆとすると、次の値が定義される。

M_AO△＝max｛｜θ_i ^f（ｌ）｜；１≦ｌ≦Ｎ−１，０≦ｆ≦2²τ_P−１ λ_AO△＝Pr｛M_AO｝＝L_AO／（Ｎ−１）（2²τ_P） (3) L_AO；θ_i ^f（ｌ）を（Ｎ−１）（2²τ_P）調べたうち
M_AOになつた数である。このM_AO，λ_AOを最小に
する遅延、巡回シフト位相の状態を自己最適
（Auto Optimal；AO）という。

また、第４図に示す符号の自己相関特性におい
て同期はずれの時における自己相関の２乗和（位
相差ｌが１，２，…，Ｎ−１）と離散的にとつた
場合の値、すなわちθ_i ²(1)＋θ_i ²(2)＋…＋θ_i ²（Ｎ−
１））をサイドローブエネルギー（side lobe
energy）といい次式で定義される。

Ｓ＝１／２・2²τ_P｛₂₂〓_P-1 〓^f=0 _N=1 〓^l=1 （θ_i ^f（ｌ））²｝ (4) このＳを最小にする遅延、巡回シフト位相の状
態を最小サイドローブエネルギー（Least Side
−lobe Energy；LSE）という。LSEを選び、そ
の中からさらにAOを選ぶ方法をLSE／AO法、
AOを選び、その中からさらにLSEを選ぶ方法を
AO／LSE法という。

好ましくは、本発明では信号のＳ／Ｎ比を向上
させ同期検出性能を上げるために、LSE／AO
法、つまり同期外れの自己相関（第４図θ_i１，θ_i
２，…，θ_i（Ｎ−１））の２乗（サイドローブエネ
ルギー）を最小にし、次にその相関ピーク値を最
小にして符号の自己位相、遅延を選択する方法、
又はAO／LSE法、つまり同期外れの自己相関の
ピーク値を最小にし、次にそのサイドローブエネ
ルギーを最小にするように符号の自己位相、遅延
を選択する方法を採用するものとする。

以上説明したように、本発明の疑似雑音符号化
は、時間軸（すなわち各遅延回路の遅延時間）の
設定および振幅軸（すなわち各係数乗算器の係
数）の設定を不均一に行うことにより実行されて
おり、これにより第４図に示す自己相関特性の改
善ができる。すなわち上述の方法によりタツプ番
号（タツプをとる位置）の決定および係数の決定
を行えば、同期点以外（同期はずれ点）における
自己相関値θ_i（ｌ）の最大値θ_inaxを、DS方式より
小さくするか、またはその発生確率を小さくでき
るため、同期検出性能が向上することになる。

拡散スペクトル通信方式で多重化を行う場合に
は、他局の拡散符号が雑音として混入してくるた
め第２図Ｂの加算器の出力において第５図に示す
ような符号間の相互相関特性が新たに加わり問題
となる。この値θ_iK０，θ_iK１，…，θ_iK（Ｎ−１）
を、すべての位相において小さくできれば他局干
渉が小さくなる。そのような符号の組み合せを求
めることが必要である。

一方、これまでは、自己相関特性の同期はずれ
での値を評価するのに簡易性によりLSEを使つて
きたが、そのためには、データの状態を考えて非
常に多くの計算をする必要があり、また、θ_i１，
θ_i２，…等の位相差が離散的にとられていたの
で、実際の自己相関特性とは異なり誤差が生じて
いた。そこで、入力データの＋１と−１の発生確
率が等しく、且つランダムに生起する条件の基
で、個々のデータの状態を考えることなく、自己
相関特性の同期はずれの値を位相差ｌを１〜Ｎ−
１まで連続的にとつた場合の２乗の平均値を求め
る。この値を自己平均干渉係数r′_iiとよび、式(5)
で定義する。

また、多重化を行なう場合に問題となる第５図
の相互相関特性においても、位相差をＯ〜Ｎを
連続的にとり、その２乗の平均値を求める方が他
局間干渉を正確に表わす。この値を相互相関干渉
係数r_iKとよび、式(6)で定義する。

r′_ii＝Ｎ／Ｎ−２_N=2 〓〓^l=1 ｛S_ii（ｌ，ｌ）＋S_ii（ｌ＋１，ｌ＋１）＋S_ii（ｌ
，ｌ＋１）(5) r_iK＝_N=1 〓〓^l=0 ｛S_iK（ｌ，ｌ）＋S_iK（ｌ＋１，ｌ＋１）＋S_iK（ｌ
，ｌ＋１）｝(6) S_iK（ａ，ｂ）は、第５図におけるθ_iK（ｌ＝ａ）
とθ_iK（ｌ＝ｂ）において、同じ入力データd_iをも
つ係数（相関値）の積和である（これをsame
data correlation同入力相関関数とよぶ）。式(5)
の場合にｉ＝ｋであつて、第４図の自己相関特性
における同入力相関関数を示す。また、物理的に
は｛｝内の第１項と第２項は、位相差ｌならび
にｌ＋１での離散的な相関値の２乗を示してお
り、第３項は、ｌとｌ＋１の間の連続値を補間す
るものであつて、結果として、ｌとｌ＋１間の相
関値の２乗の平均を示している。式(5)ではｌ＝１
からＮ−２の範囲で式(6)ではｌ＝０からＮ−１の
範囲で、これを計算し加えている。平均のための
係数１／Ｎは、同入力相関関数に含まれている。

r′_iiを最小にする遅延、巡回シフト位相を見出
す方法をr′_ii法という。本発明では好ましくは、
r′_ii法、すなわち、同期外れの自己相関の平均干
渉係数r′_iiを最小にするごとく、符号の自己位相
及び遅延を選択するものとする。又、r_iKを最小
にする符号の組み合せ、遅延、巡回シフト位相を
見出す方法をr_iK法という。

好ましくは、相互相関θ_iK（ｌ）（第５図）の位
相差ｌを０〜Ｎまで連続的にとつた場合の値の２
乗の平均を最小にするごとく、r_iK法により符号
が選択されるものとする。

以上４つの方法（LSE／AO法、AO／LSE法、
r′_ii法及びr_iK法）は、従来の方法に比べ遅延要素
がふくまれることに特徴があり、本発明に適用し
て有用である。

本発明の実施例として、Ｎ＝７、τ_P＝２の場合
において、同期はずれのエネルギー（LSE）で40
％、相関ピーク値（AO）の発生確率で75％の改
善がはかれた。さらにそのような最良特性をもつ
符号が、各符号につき４〜62個存在する。従来の
DSの場合には、各１個ずつしかなかつた。

最後に本発明に特有の効果を列挙する。

(1) 従来の直接拡散（DS）スペクトル方式に比
らべ、符号の同期はずれのエネルギー（サイド
ローブエネルギー）を小さくし、また、同期は
ずれの相関ピーク値を押え、それにより、同期
検出性能の向上、情報伝送の信頼性の向上を行
うことができる。

(2) 発明の効果第１項により、自己相関特性のよ
い符号を多く見出すことにより、その中から、
符号間干渉の小さい符号の組み合わせ、あるい
は、多重度の増加が図れる。

(3) 本発明は、従来のDS方式に比べ、伝送速度
は、まつたく等しいが、平均符号発生間隔τ_P、
サンプリング間隔（サンプリング回路２）時間
T_Sとした時、（τ_P−１）T_Sだけ、伝送遅延がは
いる。しかし、最初の信号を得るのにτ_P倍、時
間があるから、確実に、第一信号から同期が情
報を捕捉できる。

(4) 本発明は、時間軸上にも信号を拡散するの
で、伝送路上で加わつたインパルス性バースト
雑音や周期性バースト雑音に対する影響の低減
化効果があり、データ誤り率の改善が図れる。
これは従来の拡散スペクトル通信方式にはなか
つた新たな特徴である。

(5) 発明の効果第１項、第２項、第３項、第４項
記載内容は、平均符号発生間隔τ_Pの増加ととも
に、より大きな改善がはかれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による拡散スペクトル通信シス
テムのブロツク図、第２図Ａは第１図における信
号拡散回路３のブロツク図、第２図Ｂは第１図に
おける信号逆拡散回路７のブロツク図、第３図ａ
及びｂは本発明の信号拡散の説明図、第４図は
PN符号の自己相関θ_i（ｌ）の説明図、第５図は
PN符号の相互相関θ_iK（ｌ）の説明図である。１…情報源、２…サンプリング回路、３…信号
拡散回路、４…外乱雑音発生回路、５…送信側ク
ロツク回路、６…伝送路、７…信号逆拡散回路、
８…信号検出同期回路、９…帯域フイルタ（B.P.
F）、１０…受信側クロツク回路、１１…出力情
報、１２…遅延時間τ₁の遅延回路、１３…遅延時
間τ₂の遅延回路、１４…遅延時間τ_Nの遅延回路、
１５…係数C₁の係数乗算器、１６…係数C₂の係
数乗算器、１７…係数C_N-1の係数乗算器、１８…
係数C_Nの係数乗算器、１９…信号加算器、２１，
２２，２３…遅延時間τ_O，τ_N，…，τ₂の遅延回
路、２４，２５，２６，２７…係数C_N，C_N-1，
…，C₂，C₁の係数乗算器、２８…加算器。

Claims

【特許請求の範囲】１送信側では、送信しようとする信号のサンプ
リング間隔に対し、その１／Ｎ（Ｎは２以上の自
然数）が１ビツト間隔となるように送信信号を整
形し、該整形された信号を縦続に接続された遅延回路
の列に通し、各遅延回路の接続点に接続されたＮ
個の係数乗算器の出力の総和をとることによりス
ペクトル拡散を行つて送信し、受信側では、受信信号を縦続に接続された遅延
回路の列に通し、各遅延回路の接続点に接続され
たＮ個の係数乗算器の出力の総和をとることによ
りスペクトル逆拡散を行つて相関出力を得、該相関出力を信号検出同期回路に送つて元の信
号を抽出する拡散スペクトル通信方式において、送信側の前記各遅延回路の遅延時間を、前記１
ビツト間隔の時間を単位として、その整数倍に設
定し、かつ、送信側の前記係数乗算器の出力の総
和をとる時に、前記整形された信号が互いに重な
らないような値に前記整数倍の値をそれぞれ不均
一に設定し、送信側の前記各係数乗算器の係数を、それぞれ
＋１または−１のいずれかの値で、かつ、不均一
に設定し、受信側の前記各遅延回路の遅延時間および前記
各係数乗算器の係数を、送信側の前記各遅延回路
の遅延時間および前記各係数乗算器の係数とそれ
ぞれ同じ値にし、かつ、受信側の前記各遅延回路
および前記各係数乗算器を、送信側の前記各遅延
回路および前記各係数乗算器に対しそれぞれ逆順
に対応させて配列することを特徴とする拡散スペ
クトル通信方式。