JP3749512B2 - 電力安定供給装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統に連結される電力安定供給装置に関するものであり、特にレドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、鉛電池などの２次電池を用いる電力安定供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パーソナルコンピュータや精密モータを搭載した精密電子機器などのように、電源電圧の変動に敏感なエレクトロニクス機器が多用されてきている。このため、電源電圧が短時間大幅に低下する現象である瞬時電圧低下（以下、瞬低と略記する）に対する対策の要求が高まってきており、瞬時電圧低下対策装置としての電力安定供給装置の需要が増大しつつある。また従来から用いられている負荷平準化装置、ピークカット装置、周波数変動抑制装置、電圧安定化装置、フリッカー対策装置などの各種の電力安定供給装置に対しても瞬時電圧低下対策の機能を付加することが必要とされている。上記負荷平準化装置やピークカット装置等が、負荷平準化やピークカットなどの本来の機能で動作している状態を以下「通常時」という。
【０００３】
図１１は２次電池としてレドックスフロー電池を用いた従来の電力安定供給装置１０１を有する電力供給系統のブロック図である。図において、変電所１３０の電力系統１００に変圧器１２０を介して系統母線１０２が連結されている。電力安定供給装置１０１はこの系統母線１０２に開閉器１０３を介して連系されている。系統母線１０２には、例えば重要負荷１０４および１０５がそれぞれの開閉器１１４、１１５を経て接続されている。重要負荷１０４、１０５は、例えば半導体製造工場、精密機械加工工場など、特に安定な電力供給が必要な大口需要家の重要な設備である。系統母線１０２には開閉器１０９、１１１を介して一般負荷１１０も接続されている。電力安定供給装置１０１は、主に連系リアクトルを兼ねる変圧器１０６、交流電力を直流電力に変換し、又はその逆の変換をするコンバータ１０７及び大容量の２次電池１０８としてレドックスフロー電池を備えている。この電力安定供給装置１０１は、通常時はピークカット装置や負荷平準化装置として機能するが、雷事故の発生等による瞬低時には重要負荷１０４、１０５の稼働停止等を防止するための瞬時電圧低下対策装置としても働く。
【０００４】
以下、電力安定供給装置１０１の機能を詳細に説明する。変電所１３０と、重要負荷１０４、１０５及び一般負荷１１０とを結ぶ電力供給系統の電力の需給が均衡を保っている状態である「定常時」には、系統母線１０２から開閉器１０３及び変圧器１０６を経て電力安定供給装置１０１に供給される交流電力がコンバータ１０７で直流電力に変換されて２次電池１０８を充電する。一方、重要負荷１０４又は１０５の消費電力が大幅に増加して、一時的に負荷１０４、１０５に供給される電力が変電所１３０の容量を超過する場合には、電圧検出器１０及び電流検出器１１を有する検出回路８により、その状態が検出される。検出回路８の検出出力は制御回路９に与えられる。制御回路９はコンバータ１０７を制御して、２次電池１０８の放電による直流電力をコンバータ１０７で交流電力に変換し、上記の超過する分の有効電力を系統母線１０２に供給して需給を安定化させる。系統母線１０２から供給されるべき超過分の電力を電力安定供給装置１０１が代りに供給して、系統母線１０２の供給電力のピークをカットできるのでこの機能を「ピークカット」と呼んでいる。
【０００５】
電力安定供給装置１０１の２次電池１０８の容量を大きくし長時間供給できる電力を蓄電できるようにすると負荷平準化装置として使用できる。すなわち、夜間の低需要時間帯に一定時間（典型的には約８時間）定電力で２次電池１０８を充電し、昼間の高需要時間帯には一定時間（典型的には約８時間）定電力で２次電池１０８から電力を供給する。これにより、高需要時間帯には変電所１３０の供給可能電力以上の電力を供給できる。この用途の電力安定供給装置は、昼と夜の電力需要の大きなギャップを平準化するので「負荷平準化装置」と呼ばれている。
【０００６】
電力系統１００に雷が到来して系統の電圧に瞬低が生じた場合には、電圧検出器１０が瞬低を検出する。瞬低による重要負荷１０４、１０５の稼働停止等を防ぐために、直ちに瞬低前の系統電圧に復帰させる必要がある。そのために、電力安定供給装置１０１は、制御回路９によりコンバータ１０７を制御して、２次電池１０８から重要負荷１０４、１０５にコンバータ１０７及び系統母線１０２を介して無効電力や有効電力を供給して電力の安定供給を維持する。２次電池１０８からの供給電力が不十分なときは開閉器１０９を開き重要度の低い一般負荷１１０を切り離し、少なくとも重要負荷１０４、１０５だけには所望の電力を供給して重要負荷１０４、１０５の稼働停止を防ぐようにしている。瞬低が回復すると直ちにコンバータ１０７を通常時の動作状態に戻して電力を供給する。
【０００７】
従来の電力安定供給装置においては、ピークカット時や負荷平準化時には、例えばそれぞれ前者では５００ｋＷ、後者では２ＭＷ程度の電力を比較的長時間（例えば、前者では約１時間、後者は約８時間）供給することが必要とされる。ピークカットや負荷平準化の動作時に雷が到来して瞬低が発生した時には、低下した電圧の復帰のために比較的短時間（例えば、２秒間）ではあるが１から数ＭＷの電力を追加供給する必要がある。
【０００８】
【特許文献１】
特開平６−１０５４８４号公報
【特許文献２】
特開２００２−８４６８３号公報
【特許文献３】
特開昭６１−１１６９３４号公報
【特許文献４】
特開平１１−３２４３８号公報
【特許文献５】
国際公開番号ＷＯ９８／４３３０１
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
レドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、鉛電池などの２次電池は、「瞬時大電流供給能力」を有しており、数秒から数分間であれば通常時に供給できる定格電流の数倍程度の電流を供給できる。瞬低時にこの能力を活用すれば２次電池の定格容量を増大しなくても瞬時電圧低下対策ができる。そこで、従来の電力安定供給装置では、２次電池の瞬時大電流供給能力に対応した大きな電力容量を有する大型のコンバータ１０７を備えていた。コンバータ１０７の電力容量は、例えば通常時の電力容量の数倍に設定する必要があった。
【００１０】
雷の到来による瞬低はそれほど頻繁に発生するものではなく、多くても年間２０回程度である。また雷の影響による瞬低の持続時間は多重雷の場合でも数秒間である。まれではあるが送電線にへびや鳥などの小動物がひっかかったり、樹木が接したりして短絡や地絡が発生することがある。このような場合には数分を超える比較的長時間の「瞬時停電」が起こることもある。しかしこのように発生頻度が低い瞬低や瞬時停電に対応するために、通常時の供給電力の数倍にも及ぶ電力定格を有する大型のコンバータを設けることは、電力安定供給装置が大型化し重くなるとともに、電力損失も大きくなり、設備費が高くつくばかりでなく運転中の経費も高くつく、という問題があった。
【００１１】
本発明は、通常時に必要な電力に相当する電力定格を有するコンバータを用いて、瞬低や瞬時停電の時には通常時の電力を大幅に超える電力を供給できる電力安定供給装置を実現し、電力安定化装置の小型化・軽量化・低損失化・低コスト化を図ることを目的とする。
【００１２】
本発明の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力し、かつ、それ自体の定格電力の３から３０倍の電力を数秒間制御可能なコンバータを備える。
また、本発明の他の観点の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力し、かつ、それ自体の定格電力の１．４から５倍の電力を数分間制御可能なコンバータを備える。
ワイドギャップバイポーラ半導体素子は数秒間の短時間であれば定格電力の３から３０倍の電力を制御することができる。また高性能のヒートシンクを用いた場合、数分間であれば定格電力の１．４から５倍の電力を制御できる。本発明ではコンバータのスイッチング素子にワイドギャップ半導体素子を用い、その定格電力は「通常時」の値に設定しておく。短時間に大電力を供給する必要がある瞬低時や瞬時停電時には、定格電力を大幅に超える大電力でコンバータを動作させるが、大電力の供給時間は短いのでコンバータが破壊されることはない。
【００１３】
本発明の他の観点の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力し、かつ、それ自体の定格電力の３から３０倍の電力を数秒間制御可能なコンバータを備える。
また、本発明の他の観点の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力し、かつ、それ自体の定格電力の１．４から５倍の電力を数分間制御可能なコンバータを備える。
【００１４】
前記２次電池と前記コンバータに接続され、前記２次電池への充電電圧を降圧し、前記２次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路をさらに備えることが好ましい。双方向のチョッパー回路により２次電池の充電電圧を降圧し、放電電圧を昇圧するので、前記の効果に加えて、２次電池の電圧より高い電圧を有する系統母線にも電力安定供給装置を適用することができる。
【００１５】
前記系統母線の電圧を検出し、検出した電圧に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路をさらに備えることが好ましい。系統母線の電圧を検出することにより瞬低の発生を検出して、瞬低時の系統の電圧低下を防ぐことができる。
【００１６】
前記系統母線の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路をさらに備えることが好ましい。系統母線の電圧と電流を検出することにより、系統の電力の需給状況を検出することができる。電力の需給状況を検出できるので、本発明の電力安定供給装置を負荷平準化用に用いることができる。
また、前記系統母線の周波数を検出し、検出した周波数に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路をさらに備えることが好ましい。
前記２次電池が、レドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、リチウムイオン電池、および鉛電池のいずれかであることを特徴とする。
【００１７】
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とするゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）であることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、窒化ガリウムを母材とする半導体素子であることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＧＴＯの少なくとも１つのチップで形成されていることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とするインシュレーテッドゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＧＴＯの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続したもので形成されていることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＩＧＢＴの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続したもので形成されていることを特徴とする。
【００１８】
前記系統母線とコンバータとの間に連系リアクトルを設けたことを特徴とする。
前記系統母線とコンバータとの間にトランスを設けたことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態について説明する。
ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンドなどを母材としたワイドギャップ半導体素子は、Ｓｉ（シリコン）を母材とした半導体素子に比べて損失が少なく、且つ高温でも動作できるという物理的性質を有している。この点に注目してワイドギャップ半導体素子で制御できる短時間の最大許容電力を調べたところ、数秒間程度の短時間であればワイドギャップ半導体素子に定格電流をはるかに超える電流を流しても破壊されないことが判った。特にワイドギャップバイポーラ半導体素子は２次電池の「瞬時大電流供給能力」を越える大電流を流すことができる「瞬時大電力稼働能力」をもつことが確認された。このような特性を有するワイドギャップ半導体素子をスイッチング素子として用いてコンバータを構成し、通常時はワイドギャップ半導体素子の定格内の電圧および電流で動作させる。瞬低時には２次電池の瞬時大電力供給能力による通常時の数倍の放電直流電力を前記コンバータにより交流電力に変換して系統母線に供給する。
【００２１】
通常時には、２次電池の放電による直流出力電圧はチョッパー回路で昇圧された後、コンバータで交流電力に変換されて系統母線に出力され各種の電力安定化機能を果たす。２次電池は、電力安定化機能を果たしていない「定常時」に充電される。２次電池の充電時は、系統母線からの交流電力がコンバータで直流電力に変換され、チョッパー回路で降圧されて２次電池に充電される。定常時及び通常時に充放電される電力値はコンバータの定格内にある。
【００２２】
瞬低時又は瞬時停電時には、２次電池からその瞬時大電流供給能力に応じて定格の数倍の電流が、ほぼ電池の定格電圧を保ちつつ供給される。すなわち、定格電力のほぼ数倍の直流電力が供給される。この直流電力はチョッパー回路で昇圧された後にコンバータで交流電力に変換されて系統母線に出力され、電力の供給を安定化する。
コンバータとしては一般的な既知のＰＷＭ動作型のスイッチング素子を有するコンバータを用い、パルス幅変調をする。パルス幅変調式コンバータ（以下、ＰＷＭコンバータと記す）の出力電圧の位相を系統母線の電圧の位相よりも進ませて通常時と同じ電力を系統母線に出力し、電力安定供給のための有効電力を出力するのが望ましい。瞬低時には系統母線の電圧が低下する場合が多いのでパルス幅変調のパルス幅を広げてコンバータを動作させることにより、通常時の数倍の無効電力を出力し、系統母線の低下した電圧を瞬低前の電圧に急速に戻す。
【００２３】
瞬低時に２次電池の瞬時大電流供給能力に応じて大電力でコンバータのワイドギャップ半導体素子を動作させる場合、ワイドギャップ半導体ＭＯＳＦＥＴ等のユニポーラ半導体素子は、その瞬時大電力稼働能力が定格の約２倍程度あることが実験により見いだされた。一方、ＧＴＯ（Gate turn off thyristor）やＩＧＢＴ（Insulated gate bipolar transistor）等のワイドギャップバイポーラ半導体素子はユニポーラ半導体素子よりも瞬時大電力稼働能力が大きく、定格の３から３０倍以上であることが実験により見いだされた。以上の実験結果から、本発明の電力安定供給装置のコンバータのスイッチング素子に用いる半導体素子としては、ワイドギャップバイポーラ半導体素子のほうがユニポーラ半導体素子より好適である。
【００２４】
小電力の制御用のものでは、ワイドキャップ半導体の１つのチップを用いてコンバータを構成することができる。大電力の制御用のものでは、ワイドギャップ半導体素子の母材のＳｉＣには多くの結晶欠陥が存在するために、本発明の用途のような大電流を流すことができる面積の大きいチップの作製は困難である。ＳｉＣの結晶欠陥を減少させる技術が向上すればＳｉと同様に１つの大面積のチップで半導体素子が実現できるが、現状では大電流を流すために複数のチップを並列に接続する方法が考えられる。複数のチップの並列接続は、Ｓｉ半導体素子の場合は、ＩＧＢＴなどのユニポーラ動作とバイポーラ動作が共存する融合素子では可能であるが、ＧＴＯ等のバイポーラ動作のみをする半導体素子では困難であるとされている。その理由は以下の通りである。ＩＧＢＴなどのユニポーラ動作とバイポーラ動作が共存する融合素子では、バイポーラ動作は負の温度依存性を持ち、ユニポーラ動作は正の温度依存性を持つ。そのため正負の温度依存性の相殺効果により大電流が流れても熱暴走を生じない。すなわちユニポーラ動作素子の場合は素子のオン抵抗においてチャンネルの抵抗が最も大きく、主にこのチャンネル抵抗の正の温度依存性が支配的である。
【００２５】
一方、バイポーラ動作素子の場合は温度が高くなると接合ポテンシャルが低くなりキャリアの注入が増大する一方ライフタイムも長くなるために電流が増大する。このため更に素子の温度が高くなりキャリアの注入とライフタイムの増大を促進しますます電流が増大するといった負の温度依存性を持つ。これらの正負の温度依存性の相殺効果によりＩＧＢＴは大電流が流れても熱暴走が生じない。しかし、ＧＴＯ等の純粋なバイポーラ素子は負の温度依存性のみを持つために大電流が流れると熱暴走しひいては素子の破壊にいたってしまう。
【００２６】
発明者は、ＳｉＣの場合は、ＧＴＯであっても長時間でなければ、並列接続による大電流化が可能なことを見いだし、これを適用することにより本発明の電力安定供給装置を実現した。大電流化は、ＳｉＣ−ＧＴＯの電界緩和領域である低濃度ベース領域の抵抗が正の温度依存性をもつことにより得られる。すなわち、低い温度ではバイポーラ動作の負の温度依存性が低濃度ベース領域の抵抗の正の温度依存性よりも大きいためにＳｉＣ−ＧＴＯは負の温度依存性をもつ。しかし数百℃以上では低濃度ベース領域の正の温度依存性がバイポーラ動作の負の温度依存性を相殺し逆に正の温度依存性の方が優位になるためＳｉＣ−ＧＴＯは正の温度依存性をもつようになる現象を発明者は見出した。
【００２７】
ＳｉＣはバンドギャップが広いため１０００℃以上の高温でも半導体としての性質を維持できるので、本発明ではこの現象を十分に活用する。これに対してＳｉの半導体素子では、半導体としての性質が維持される限界温度が低い。通常は接合温度を２００℃以下にして使用しなければならないため、上記の現象の発現には至らずその活用が困難である。この現象を活用できる時間は、素子の内部の発生熱量と外部への放熱量の差により、素子内部温度が上昇して半導体としての性質を維持できなくなる限界温度にいたるまでの時間である。この時間は、素子の構造や通電電流の密度、モジュールの構造等により決まる。ＳｉＣはＳｉに比べて電力損失が少なくかつ熱伝導率が大きいこともコンバータに適用したときの瞬時大電力稼働能力を大きくするのに極めて有利に作用する。また、ＳｉＣを用いたＧＴＯのスイッチング時間は１μｓ程度であり、Ｓｉを用いたＧＴＯに比べて１桁以上短い。この点からターンオフ時にはＳｉのＧＴＯのように遮断時間の長いＧＴＯでは一部のＧＴＯに遮断電流が集中し破壊されやすい、という問題を回避でき並列接続が可能になる。
【００２８】
また、ＳｉＣ−ＩＧＢＴにおいてもＳｉ−ＩＧＢＴとは異なり、電界緩和領域である低濃度ドリフト領域の抵抗の正の温度依存性が大きな効果を及ぼし、数百℃以上ではＳｉＣ−ＩＧＢＴは正の温度依存性を示すことがわかった。すなわち、Ｓｉ−ＩＧＢＴにおいて、バイポーラ動作の負の温度依存性がユニポーラ動作の正の温度依存性を相殺し大電流が流れても熱暴走を生じないように保てるのはＳｉが半導体の性質を堅持できる限界温度以内であり、限界温度に近い２００℃以上ではバイポ−ラ動作が急激に優位になる。この程度の温度では低濃度ドリフト領域の正の温度依存性は未だ小さくバイポーラ動作の急増した負の温度依存性を相殺することができず熱暴走に至る。しかし、ＳｉＣ−ＩＧＢＴの場合は数百℃以上では低濃度ドリフト領域の正の温度依存性がバイポーラ動作の負の温度依存性を相殺し、逆に正の温度依存性の方が優位になるためＳｉＣ−ＩＧＢＴが正の温度依存性をもつようになる。その結果、ＳｉＣ−ＩＧＢＴを複数個並列接続すれば、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べて遙かに大きな電流を短時間流すことができ、且つその信頼性も向上する。
【００２９】
ＳｉのＧＴＯやＩＧＢＴを用いた従来のコンバータを有する電力安定供給装置では、瞬低時に２次電池から供給される通常時の数倍の電力に合わせた大容量のコンンバータを設けなければならない。
これに対して本発明の電力安定供給装置における、ＳｉＣのＧＴＯやＩＧＢＴを用いたコンバータは、定格電流の数倍の過大な電流に耐えられるので、定格電流を通常時の電流に合わせたコンバータによって瞬低時の大電流時に対応できる。そのため電力安定供給装置を構成する種々の部品、例えばリアクトルとしてのトランス、半導体素子のヒートシンク、ブスバー等が小型にできる。また、容量が小さいので、同じ変換効率でも損失の絶対値が小さく低損失化ができるとともに大幅な低コスト化も達成できる。電力用途の大型コンバータは、小型のコンバータに比べて高耐圧であるとともに高い信頼性が求められる。また多くの保護機能を要求されるので価格が高い。例えば従来の電力安定供給装置で５ＭＷのコンバータが必要である用途の場合、本発明のものでは１ＭＷのもので済む。このためにコストは従来のもののほぼ５分の１になり大幅な低コスト化が達成できる。電力容量の大きい電力安定供給装置ほど低コスト化の効果が大きくなる。以上のように、本発明の電力安定供給装置は、大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００３０】
以下、本発明の好適な実施例を図１から図７を参照して説明する。
《第１実施例》
図１は、本発明の第１実施例であるピ−クカット用の電力安定供給装置１、及びこの電力安定供給装置１が接続された、変電所１３０から重要負荷１０４、１０５及び一瞬負荷１１０に至る電力供給系統のブロック図である。「ピークカット」とは、電力需要の急増により、消費電力が変電所１３０の供給可能な電力を超過するとき、変電所１３０以外の電源から超過分を供給することをいい、この状態にあるときを「ピークカット時」という。またピークカット時以外の状態のときを「正常時」という。図において、変電所１３０の電力系統１００にトランス１２０を経て系統母線１０２が連結されている。系統母線１０２には、特に重要な重要負荷１０４及び１０５がそれぞれの開閉器１１４及び１１５を介して接続されている。また、系統母線１０２には開閉器１０９及び１１１を介して重要負荷１０４、１０５より重要度の低い一般負荷１１０が接続されている。開閉器１０９は系統母線１０２に異常が発生したとき、まず一般負荷１１０を切り離して、重要負荷１０４、１０５への電力供給を優先して維持するためのものである。系統母線１０２には、本発明の電力安定供給装置１が開閉器６を介して接続されている。開閉器６、１０９、１１１、１１４及び１１５を動作させる制御装置については、当分野では周知であるので図示を省略している。
【００３１】
電力安定供給装置１は例えば５００ｋＷ定格のレドックスフロー電池を用いた２次電池２、昇圧及び降圧をする双方向のチョッパー回路３，５００ｋＷ定格のコンバータ４及び、連系リアクトルも兼ねた変圧器５を有し、開閉器６を介して６.６ｋＶの系統母線１０２に連結されている。系統母線１０２の電圧と電流は、それぞれ電圧検出器１０及び電流検出器１１で検出され、検出した電圧、電流に基づいて電力の需給状態が検出回路８で検出される。電圧検出器１０にはポテンシャルトランス（ＰＴ）等が用いられる。電流検出器１１はカレントトランス（ＣＴ）等であり、変電所１３０内に設けられて変電所１３０の出力電流を検出する。制御回路９は、検出回路８から与えられる電力の需給状態を示す検出出力に応じてコンバータ４の出力電力を制御する。２次電池２のレドックスフロー電池は電圧８００Ｖ、電流６２５Ａの直流を約１時間供給できる容量を有する。チョッパー回路３およびコンバータ４のスイッチング素子はアノードゲート型のＳｉＣを用いたＧＴＯ（以下、ＳｉＣ−ＧＴＯと記す）であり、それぞれの定格電圧電流は、８ｋＶ・８００Ａおよび８ｋＶ・４００Ａである。本装置の電力容量はチョッパー回路３、コンバータ４及び変圧器５で発生する電力損失を考慮すると約４５０ｋＷである。重要負荷１０４、１０５の電力消費が増えて一時的に変電所１３０の電力容量を超過する場合には、電圧検出器１０及び電流検出器１１によりその状態を検出し、系統母線１０２に向けて２次電池２から超過電力に応じた有効電力を最大約４５０ｋＷまで供給できる。２次電池２は「定常時」（変電所１３０と、重要負荷１０４、１０５及び一般負荷１１０等との間の電力の需給が均衡を保っている状態）に系統母線１０２から供給される電力により充電されている。
【００３２】
レドックスフロー電池等の２次電池２の直流の出力電圧は、使用期間の初期には例えば８００Ｖであるが、使用期間が長くなるとともに８００Ｖより低下する傾向がある。そこで、ピ−クカット時は定電圧出力保持型のチョッパー回路３で２次電池２の出力電圧を昇圧し電圧を常に一定にしてコンバータ４に供給している。直流電力を交流電力に変換するコンバータ４はＳｉＣ−ＧＴＯをスイッチング素子として用いている。コンバータ４は、一般的な既知の回路構成を有するものであるので図示を省略している。ＳｉＣ−ＧＴＯはＳｉＣの結晶内の欠陥による制約のために、電流定格を大きくするのが困難である。そこで電圧定格を高くして低い電流定格において所望の電力定格を得るのが望ましい。本実施例では、２次電池２のレドックスフロー電池の出力電圧８００Ｖをチョッパー回路３で１６００Ｖに昇圧している。例えば約１６００Ｖ、３００Ａの直流電力をコンバータ４に供給している。コンバータ４ではこの直流電力を７３６Ｖ、３５４Ａの交流電力に変換して変圧器５に印加する。変圧器５は７３６Ｖの電圧を６.６ｋＶに昇圧して開閉器６を経て系統母線１０２に出力し負荷１０４、１０５及び１１０に供給する。
【００３３】
ピークカット時に電力安定供給装置１が４５０ｋＷのピ−クカット時の電力を供給しているとき、もし電力系統１００に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧に瞬時電圧低下（以下、瞬低という）が生じると、重要負荷１０４、１０５に稼働停止などの重大な障害を与えるおそれがある。そこでこれを防ぐために、直ちに開閉器１０９を開き一般負荷１１０を切り離す。同時に電力安定供給装置１において、２次電池２からその瞬時大電流供給能力に相当する、例えば電圧が８００Ｖで、２.５ＭＷの直流電力が出力されるように制御回路９でコンバータ４を制御する。チョッパ回路３は８００Ｖの直流電圧を３.２ｋＶに昇圧してコンバータ４に供給する。コンバータ４を駆動するＰＷＭパルス幅は定格動作時よりも拡大され、コンバータ４からは、電圧が１．４７ｋＶで４５０ｋＷの有効電力と、電圧が約１.４７ｋＶで、２.７８ＭＶＡＲ（無効電力の単位を表す）の無効電力が出力される。有効電力及び無効電力の電圧は変圧器５で６.６ｋＶに昇圧されて系統母線１０２に供給されて電圧低下を防ぐ。落雷の影響による系統母線１０２の電圧低下が０.５秒間以上続くのは極めて稀である。本実施例の電力安定供給装置１は４５０ｋＷの有効電力と最大２.７８ＭＶＡＲの無効電力を約６秒間供給できるようにコンバータ４を設計してあるので、落雷による瞬低の対策として十分である。上記の例ではコンバータ４は４秒間であれば定格の約６倍の瞬時大電力を変換することができる。
本実施例の電力安定供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図８に示すように、電圧を検出する電圧検出器１０のみを設ければよく、図１に示す電流検出器１１は設けなくても、変電所の電圧データを用いることにより対応できる。
【００３４】
本実施例の電力安定供給装置１において定格を大幅に越える電力でコンバータ４を動作させることができるのは、スイッチング素子としてＳｉＣ−ＧＴＯを用いているからである。
本実施例で用いている、定格電圧及び電流が８ｋＶ・４００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯ素子の上面図を図２の（ａ）に示し、ｂ−ｂ断面図を図２の（ｂ）に示す。このＳｉＣ−ＧＴＯ素子は、定格電流８０Ａの５個のアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯチップ１３１〜１３５を並列に接続してモジュール化している。図２の（ｂ）において、カソード電極１４に設けられた中間下部電極１６と、アノード電極１５に設けられた中間上部電極１７との間に一辺が７ｍｍの略正方形の５個のＧＴＯチップ１３１、１３２、１３３、１３４、１３５を挟み込み電気的に並列に接続している。スペーサ１８はカソード電極１４の上における各ＧＴＯチップ１３１から１３５の位置を定めるためのものである。セラミックス外囲器１９はカソード電極１４とアノード電極１５間を一定距離に保持すると共に絶縁するものであり、その直径は約１０ｃｍである。図３にアノードゲート型ＳｉＣのＧＴＯチップ１３１の断面を示す。このＧＴＯチップ１３１はｎ型ＳｉＣの、エミッタとして機能する基板５０の上面にｐ型ベース層５１、ｎ型ベース層５２及びｐ型エミッタ層５３をこの順序で積層している。基盤５０の下面にカソード電極５４を設け、ｐ型エミッタ層５３にアノード電極５５を設けている。ｎ型ベース層５２にアノードゲート電極５６を設けている。
【００３５】
ＧＴＯチップ１３１は、アノードＡからアノードゲートＧに駆動電流を流すことによりオンになる。オンになった後、カソードＫとアノードＡとの間を流れている電流を、カソードＫとアノードゲートＧとの間に迂回して流すと、ＧＴＯチップ１３１はオフになる。ＧＴＯチップ１３１を構成する各層の厚さは、例えば、基板５０が約４００ミクロン、ｐ型ベース層５１が約８０ミクロン、ｎ型ベース層５２が約３ミクロン、ｐ型エミッタ層５３が約５ミクロンである。現状のＳｉＣでは、ｐ型ＳｉＣはｎ型ＳｉＣに比べて最少の抵抗率が１桁以上大きい。従って、最も厚い基板５０の部分をｎ型ＳｉＣを用いて構成すると、ｐ型ＳｉＣを用いた場合に比べて抵抗を小さくできる。これによりオン時の電力損失を著しく小さくできるという利点がある。この場合、アノードゲート電極５６をｐ型ベース層５１に設けてカソードゲート駆動をするよりは、図３のようにｎ型ベース層５２に設けてアノードゲート駆動をする方が、ＧＴＯサイリスタのゲートターンオン電流やゲートターンオフ電流を大幅に低減できる。これにより、図示を省略した駆動回路の出力が小電力ですみ、大幅に小型化・軽量化できるとともに低損失化でき本発明の目的をより効果的に達成できる。
【００３６】
前に説明したように、Ｓｉ−ＧＴＯ素子は、バイポーラ動作で負の温度依存性を持つので、大電流が流れて素子の内部温度上がると更に電流が増えて益々温度が上昇し、ついには熱暴走して素子の破壊に致る。複数のＳｉ−ＧＴＯチップを並列に接続した場合は、あるＳｉ−ＧＴＯチップに一旦電流集中が起こると、他のＳｉ−ＧＴＯチップの電流もそのチップに集中してしまい熱暴走に至る場合がある。従ってＳｉ−ＧＴＯチップを多数並列に接続するのは困難である。これに対して、ＳｉＣ−ＧＴＯの場合は前に記したように、大電流の流れる時間が１０秒以下の短時間であれば並列接続が可能である。大電流を流せる時間は、素子の内部での発生熱量と放出熱量の差により素子の内部温度が上昇し、半導体としての性質を維持できる限界温度にいたるまでの時間である。この時間は素子の構造や通電電流の密度、モジュールの構造等に依存して決まるが、図２に示す構成では約８秒間は全く問題を生じないことが実験により確認された。例えば、約４５分間のピークカットの動作試験をしている間に８秒間の瞬低を発生させてテストしたが、重要負荷１０４、１０５にほとんど影響を及ぼすことなくピークカット電力を供給できた。
【００３７】
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、このＳｉＣ−ＧＴＯを用いたコンバータは瞬低の影響を防止する４.５秒間は定格の６倍の電力を変換するコンバータとして働く。従って、従来の設計のようにコンバータの容量を瞬低時を考慮に入れた大電力のものにする必要はなく、瞬低時の電力の数分の１のピークカット時の電力が供給できる能力があれば十分である。これにより、ピークカットの電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００３８】
《第２実施例》
図４は、本発明の第２実施例である負荷平準化用の電力安定供給装置２１のブロック図である。電力安定供給装置２１は定格電圧１.５ＫＶ、定格電力１.５ＭＷのナトリウム硫黄電池を用いた２次電池２２、双方向のチョッパー回路２３、コンバータ２４及び変圧器２５を有しており、前記図１の電力安定供給装置１と同様に、開閉器６を介して、電圧６.６ＫＶの系統母線１０２に接続されている。その他の構成は電力安定供給装置１と同じである。
【００３９】
「負荷平準化」とは、電力の需要が１日の中の時間帯により大幅に異なる現象に対処するために、電力需要の少ない時間帯に電力を蓄積し、需要の多い時間帯に放出することをいう。チョッパー回路２３のスイッチング素子は、電圧・電流が１０ｋＶ・１４００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯであり、コンバータ２４のスイッチング素子は、電圧・電流が１０ｋＶ・６００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯである。電力需要の少ない夜間の、例えば２２時から６時の８時間に２次電池２２を一定電力で充電する。電力需要の特に多い昼間の、例えば９時から１７時の８時間は約１.３５ＭＷの電力を２次電池２２から供給する。本実施例のコンバータ２２に用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子は、定格電流１００ＡのＧＴＯチップを図２に示すものと類似のパッケージ内に６個設け、それらを並列接続してモジュール化している。
【００４０】
定格電流の比較的小さいＳｉＣ−ＧＴＯを用い、電圧を高くして定格電力を大きくするために、昼間の１.３５ＭＷの電力供給時は、チョッパー回路２３で２次電池２の１.５ｋＶの直流出力電圧を３ｋＶに昇圧している。その結果、コンバータ４には約３ｋＶ・４８０Ａの直流電力が供給される。コンバータ２４はこの直流電力を約１.３８ｋＶ・５６６Ａの交流電力に変換し変圧器２５に供給する。変圧器２５は電圧を６.６ｋＶに昇圧し、開閉器６を介して系統母線１０２に供給している。
１.３５ＭＷの電力を供給している時に、電力系統１００（図１）に落雷事故による瞬低が発生しその影響で系統母線１０２の電圧が大幅に低下すると、重要負荷１０４、１０５が稼働を停止するおそれがある。これを防ぐために、２次電池２２の出力電圧をチョッパ回路２３で４.５ｋＶに昇圧してコンバータ２４に供給する。また、コンバータ２４のスイッチング制御のＰＷＭパルス幅を拡大する。これによりコンバータ２４から、定格値である約１.３５ＭＷの有効電力と、電圧が約２.０７ｋＶで約６．４４ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ２４の出力は変圧器２５で昇圧されて系統母線１０２に供給され系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。
【００４１】
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力が１.５ＭＷのコンバータが瞬低の影響を阻止する所定時間の間は１.５ＭＷの約４.７倍の定格電力のコンバータとして働く。従って、負荷平準化用の電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００４２】
《第３実施例》
図５は、本発明の第３実施例である周波数変動抑制用の電力安定供給装置３１のブロック図である。電力安定供給装置３１は電圧が８００Ｖで定格電力が７００ｋＷのレドックスフロー電池を用いた２次電池３２、双方向のチョッパー回路３３、定格電力６００ｋＷのコンバータ３４、及び変圧器３５を有しており、図１の開閉器６を介して電圧６.６ｋＶの系統母線１０２に連結されている。その他の構成は図１のものと同じである。
「周波数変動抑制」とは、電力需要の急変により、電力系統１００の交流の周波数が定格値（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）からずれるのを防止するため、他の電源により電力供給の調整をして周波数を定格値に保つことをいう。チョッパー回路３３およびコンバータ３４のスイッチング素子は、定格電圧及び定格電流がそれぞれ８ｋＶ・１０００Ａおよび８ｋＶ・５００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯである。例えば、負荷の変動や短絡事故などにより有効電力の需要と供給が急激に不均衡になると、電力系統１００の周波数が変動し不安定になる。系統母線１０２の周波数を検出器１０Ａで測定し、測定出力を検出回路８に入力する。検出回路８の検出出力は制御回路９に印加される。制御回路９は検出出力に基づいてコンバータ３４を制御して、周波数が下がった時には２次電池３２から系統母線１０２へ有効電力を追加供給し、逆に周波数が上がった時には系統母線１０２から２次電池３２へ有効電力を吸収して周波数の変動を抑制する。本実施例の電力安定供給装置３１の定格電力は例えば５４０ｋＷであり、周波数の変動に応じてレドックスフロー電池の２次電池３２から有効電力を最大出力約５４０ｋＷまで供給できる。
【００４３】
本実施例においても、２次電池３２のレドックスフロー電池の経時劣化による電圧低下に対処するために、２次電池３２から５４０ｋＷの電力を供給する時は、チョッパー回路３３で２次電池３２の出力電圧８００Ｖを１６００Ｖに昇圧している。周波数が下がった場合はコンバータ３４には２次電池３２から電圧１６００Ｖ・電流３６０Ａの直流電力が供給される。コンバータ３４はこの直流電力を約７３６Ｖ・４２５Ａの交流電力に変換して変圧器３５に印加する。変圧器３５は電圧７３６Ｖを６.６ｋＶに昇圧し、約６.６ｋＶ・４７.４Ａの交流電力を開閉器６を経て系統母線１０２に供給し周波数の低下を抑制する。
【００４４】
本実施例の電力安定供給装置が周波数変動抑制の動作をして５４０ｋＷの電力を系統母線１０２に供給している時、電力系統１００に落雷事故が発生しその影響で系統母線１０２の電圧に瞬低が生じた場合、重要負荷１０４、１０５が稼働を停止するおそれがある。これを防ぐために、直ちに、２次電池３２からその瞬時大電流供給能力に対応する３ＭＷの直流電力を取り出し、チョッパ回路３３で電圧を３.２ｋＶに昇圧してコンバータ３４に供給する。コンバータ３４では制御回路９の制御によりスイッチング動作のＰＷＭパルス幅が定格動作時よりも拡大され、コンバータ３４から５４０ｋＷの有効電力とともに、電圧が約１.４７ｋＶで３.７２ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ３４の電圧は変圧器３５で昇圧され開閉器６を経て系統母線１０２に供給され系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。
【００４５】
落雷の影響による系統母線１０２の電圧低下は通常０.５秒間以下でありそれ以上続くのは極めて稀である。本実施例の電力安定供給装置３１は、５４０ｋＷの有効電力とともに、最大３.４６ＭＶＡＲの無効電力を３.５秒間は供給できる。従ってこの装置は通常の落雷による瞬低には十分対処できる。この場合、コンバータ３４は３.５秒間、定格電力の約５.７倍の瞬時大電力で動作している。
【００４６】
本実施例のコンバータ３４に用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子は、定格１００ＡのＳｉＣ−ＧＴＯチップを図２に示すものと類似のパッケージ内に６個設けそれらを並列に接続してモジュール化している。コンバータ３４の制御電流がＳｉＣ−ＧＴＯ素子の定格電流を大幅に越えた場合でも、大電流が流れる時間が短時間であれば、ＳiＣ−ＧＴＯの素子電界緩和領域（図示省略）である低濃度ベース領域の抵抗が正の温度依存性をもつので、数百℃以上の温度範囲ではバイポーラ動作の負の温度依存性と相殺され電流集中による熱暴走を防止できる。
【００４７】
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力７００ｋＷのコンバータ３４を瞬低の影響を防止する短時間の間は約５.７倍の定格電力のコンバータとして動作させることができる。これにより周波数変動抑制用の電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００４８】
《第４実施例》
図６は、本発明の第４実施例であるピ−クカット用の他の例の電力安定供給装置４１のブロック図である。本実施例では２次電池４２として電圧が８００Ｖで定格出力が５００ｋＷのナトリウム硫黄電池を用いている。コンバータ４４のスイッチング素子は、定格電圧・電流が７ｋＶ・４００Ａのｐ型ゲート型ＳｉＣ−ＩＧＢＴである。それ以外の構成、動作、機能等は実質的に第１実施例と同様である。電力安定供給装置４１が例えば４５０ｋＷのピ−クカット電力を供給している時に電力系統１００に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧が低下したとき、重要負荷１０４、１０５の稼働停止を防ぐために、コンバータ４４から４６０ｋＷの有効電力とともに、約１.４７ｋＶの電圧で２.７８ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ４４の出力は変圧器４５で昇圧されて系統母線１０２に供給され、系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。この場合、コンバータ４４からは約３秒間定格電力の約６倍の瞬時大電力が供給される。
【００４９】
本実施例のＳｉＣ−ＩＧＢＴ素子は定格電流５０Ａのチップを８個並列に接続してモジュール化している。本実施例のように、定格電流を大幅に超えた装置の稼働はＳｉＣ−ＩＧＢＴ特有の温度依存性によって可能になる。先に記したように、ＳｉＣ−ＩＧＢＴはＳｉ−ＩＧＢＴとは異なり、電界緩和領域である低濃度ドリフト領域の抵抗の正の温度依存性が大きな効果を及ぼす。数百℃以上ではＳｉＣ−ＩＧＢＴは負の温度依存性を示す。
Ｓｉ−ＩＧＢＴにおいてもバイポーラ動作の負の温度依存性がユニポーラ動作の正の温度依存性を相殺し、大電流が流れても熱暴走を生じないようにできる。しかしこれはＳｉの温度が半導体の性質を維持できる限界温度より低い場合である。限界温度に近い２００℃以上ではバイポーラ動作が急激に優位になり、低濃度ドリフト領域の正の温度依存性をもってしても負の温度依存性を相殺することができず熱暴走に至る。
ＳｉＣ−ＩＧＢＴの場合は数百℃以上では低濃度ドリフト領域の正の温度依存性がバイポーラ動作の負の温度依存性を相殺し、逆に低濃度ドリフト領域の正の温度依存性の方が優位になるためＳｉＣ−ＩＧＢＴが正の温度依存性をもつようになる。これによりＳｉＣ−ＩＧＢＴを複数個並列に接続すれば、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べて遙かに大きな電流を短時間流すことが出来る。このように、ＳｉＣ−ＩＧＢＴでは大きな電流定格容量を実現するために素子を複数個並列接続してモジュールにすることが容易にでき、且つそのモジュールの信頼性も高い。
【００５０】
ＩＧＢＴはＧＴＯなどのサイリスタ素子と異なりゲートに制御電圧を印加することにより通電電流を制御する機能を有する。従って、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ素子の通電電流を高速で検出し、制御信号のＰＷＭパルス幅を所定の電流以上に流れないように制限すれば熱暴走を防ぐことができ、この点からも多数のＩＧＢＴチップを並列に接続して使用しやすい。スイッチング速度が遅い素子を多数並列接続するとターンオフ時の遮断速度が遅い素子に電流が集中し破壊されやすい。しかし、ＳｉＣ−ＩＧＢＴのスイッチング速度はＳｉＣ−ＧＴＯに比べて１桁以上速いのでこの電流の集中が避けられ、この点からも並列接続が可能になる。
本実施例の電力安定供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図９に示すように、電圧を検出する電圧検出器１０のみを設ければよく、図６に示す電流検出器１１は設けなくても、変電所の電圧データを用いることにより対応できる。
【００５１】
本実施例ではＳｉＣ−ＩＧＢＴの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力が５００ｋＷのコンバータ４４を瞬低の影響を防止するための短時間の間は約６倍の定格電力のコンバータとして動作させることができる。従って、ピークカット用の電力安定供給装置４１の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００５２】
《第５実施例》
図７は本発明の第５実施例である、ピークカット用の電力安定供給装置６１のブロック図である。本実施例のピークカット用電力安定供給装置は特に重要性の高い重要負荷１０４のみに対してピークカットを行う装置である。本ピークカット装置６１は、３５０ｋＷ定格のレドックスフロー電池６２、双方向チョッパー回路６３、３５０ｋＷ定格のコンバータ６４、連系リアクトルも兼ねた変圧器６５、電圧検出器６６、電流検出器６９、検出回路６７及び制御回路６８を備えている。本装置は開閉器６を介して重要負荷１０４と開閉器１１４接続点に接続されており、この開閉器１１４を介して６.６ｋＶの系統母線１０２に連系されている。レドックスフロー電池６２はほぼ８００Ｖの直流電圧で約１.５時間電力を供給できる。チョッパー回路６３およびコンバータ６４は各々８ｋＶ・１０００Ａおよび８ｋＶ・３００Ａ定格のアノードゲード型ＳｉＣ−ＧＴＯで構成されている。本装置の電力容量はチョッパー回路６３やコンバータ６４や変圧器６５で電力損失が発生するので約３１７ｋＷとなるが、重要負荷１０４に変動が生じ一時的に変電所の所定の電力容量を超過する場合、レドックスフロー電池６２から有効電力を負荷に追従して最大約３１７ｋＷまで供給できるものである。レドックスフロー電池６２はピークカット時以外は系統母線１０２により充電されている。
【００５３】
３１７ｋＷのピークカット電力の供給時に上位系統に落雷事故が発生しその影響で系統母線の電圧が低下した場合は、重要負荷１０４が稼働停止してしまうのを防ぐために、瞬時に開閉器１１４をオフにする。重要負荷１０４には、コンバータ６４から変圧器６を介して３ＭＷの有効電力を供給し、瞬低の影響を防ぐことができる。この場合、２秒以下であれば、コンバータ６４を定格の約９．５倍の瞬時大電力で動作させることができる。この間に系統母線１０２の電圧が瞬低前の状態に復帰すれば、開閉器１１４をオンし系統母線から重要負荷に所定の電力が供給される。この瞬時大電力は動作時間によって変わり定格電力の２から１２倍の有効電力で動作させることができる。実用設計上は３から１０倍にするのが望ましい。上記の定格を大幅に超えたコンバータ６４の稼働は実施例１や２と同様にＳｉＣ−ＧＴＯの使用によって可能になされている。本実施例のＳｉＣ−ＧＴＯ素子は定格５０Ａのチップを例えば６個並列に接続してモジュール化している。
本実施例の電力安定供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図１０に示すように、電圧を検出する電圧検出器６６のみを設ければよく、図７に示す電流検出器６９は設けなくても、変電所の電圧データを用いることにより対応できる。
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、３５０ｋＷ定格のコンバータを瞬低の影響を阻止する２秒以下の短時間の間は９.５倍の定格のコンバータとして稼働できるので、ピークカット電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量・低損失・低コスト化を実現できる。
【００５４】
《第６実施例》
本発明の第６実施例は、負荷平準化用の電力安定供給装置であり、図４に示す前記第２実施例のものと同様の構成を有している。よって図４を参照して説明する。前記第２実施例の電力安定供給装置２１は定格値の有効電力を供給していたが、本実施例の電力安定供給装置２１は定格値の２から１２倍の有効電力を供給するように、制御回路９でコンバータ２４を制御する。このために、制御回路９は、系統母線１０２の電圧の位相に対して、コンバータ２４の出力電圧の位相を進めるように制御する。本実施例の電力安定供給装置２１は、定格１．０ＭＷのナトリウム硫黄電池の２次電池２２、チョッパー回路２３、定格１．０ＭＷの双方向のコンバータ２４、及び変圧器２５を有し、開閉器６を介して６．６ｋＶの系統母線１０２に連系されている。チョッパー回路２３およびコンバータ２４のスイッチング素子は８ｋＶ・８００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯで構成されている。本実施例の電力安定供給装置２１は電力需要の少ない夜間の８時間に定電力で２次電池２２を充電し、電力需要の多い昼間に例えば０．９ＭＷの電力を８時間の間２次電池２２から供給する。本実施例のコンバータ２４に用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子は定格１００Ａのチップを８個並列に接続してモジュール化している。
【００５５】
前記第１実施例と同様に本実施例においても、ＳｉＣ−ＧＴＯの比較的小さい電流定格に対応するために、昼間に０．９ＭＷの電力を供給する時は、２次電池２２の出力直流電圧をチョッパー回路２３で３ｋＶに昇圧している。その結果、コンバータ４には約３２０Ａの直流電流が流れる。コンバータ２４は、３ｋＶの直流電圧を約１．２ｋＶの交流電圧に変換し変圧器２５に印加する。交流電圧は、変圧器２５により６．６ｋＶに昇圧され、開閉器６０を介して系統母線１０２に出力され各負荷に供給される。
０．９ＭＷの電力を供給している時に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧が低下した場合、電圧の低下により重要負荷１０４、１０５の稼働停止が発生するのを防ぐために、４．８ＭＷの直流電力が２次電池２２からチョッパー回路２３を経てコンバータ２４に供給される。コンバータ２４からは約４．５ＭＷの有効電力と、出力電圧が約１．３８ｋＶで約３．３８ＭＶＡＲの無効電力が出力される。有効電力は極く短時間であれば、最大で定格の１２倍の１２ＭＷ程度まで出力できる。出力電圧は変圧器２５で６．６ｋＶに昇圧されて系統母線１０２に供給される。これにより系統母線１０２の電圧低下を防ぐとともに、重要負荷１０４、１０５に有効電力の一部を供給して瞬低による稼働停止を防止する。
【００５６】
以上のように、本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、瞬低の影響を防止する短時間の間、定格１ＭＷの２次電池２２から定格の約５倍の約５ＭＷの直流電力を出力させ、定格１ＭＷのコンバータ２４を定格の約６倍の約６ＭＷの電力で稼働させる。すなわち、瞬低時に定格の２倍から数倍の電力を放電できる２次電池２２と、定格の２倍から数倍の電力で稼働できるコンバータ２４を用いることで、負荷平準化用の電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化を実現できる。
【００５７】
以上、第１から第６実施例により本発明を説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではなく、各種の変形応用ができるものである。
例えば、コンバータ４、２４、３４、４４のスイッチング素子はＧＴＯやＩＧＢＴに限定されるものではなく、静電誘導サイリスタ、バイポーラトランジスタ、エミッタスイッチドサイリスイタ（ＥＳＴ）、ＩＥＧＴ、ＳＩＡＦＥＴ、ＳＩＪＦＥＴ等の各種のワイドギャップバイポーラ半導体素子をスイッチング素子として使用できる。またＳｉＣ以外の他のワイドギャップ半導体材料すなわち窒化ガリウムやダイヤモンドなどを用いた上記の各半導体素子も同様に前記各コンバータに使用可能である。
【００５８】
２次電池２、２２、３２、４２はレドックスフロー電池やナトリウム硫黄電池の他に、鉛電池、亜鉛塩素電池や亜鉛臭素電池、リチウムイオン電池などでもよい。
電力容量が２００ｋＷ以下の小容量電力安定供給装置の場合は、電流容量も小さいのでチップ面積の小さいワイドギャップバイポーラ半導体素子で十分対応可能である。この場合には、所定の電力を小さい電流で得るために電圧を昇圧する目的のチョッパー回路は必ずしも必要がない。この場合は電池の電圧を直接コンバータに印加すればよい。
【００５９】
ワイドギャップバイポーラ半導体素子は高耐圧の実現が容易である。例えば２０ｋＶ以上の耐圧にすることにより、直接６.６ｋＶの系統母線１０２に連系できるのでトランス５、２５、３５、４５を用いずに連系用リアクトルのみを用いることもできる。
前記各実施例では、６.６ｋＶの配電系統母線の例で説明したが、電力安定供給装置を構成する各要素を高耐圧大電流にすることにより、更に上流の電力系統に連結する電力安定供給装置にも適用できる。また送電線にへびや鳥などの小動物がひっかかったり、樹木が接したりして短絡や地絡が発生した場合の数分を超える比較的長時間の「瞬時停電」にも本発明の電力安定供給装置を適用できる。さらに電力送電電源の複数の発電機の内１つが故障したり、電力の大口需要家の負荷（工場など）が突然稼働を停止したりした場合、急激な電力変動が生じ、電力需給の不均衡が５分以上継続する場合がある。雷による瞬低の継続時間（数秒）よりはるかに長い５分から１時間の電力需給の不均衡による系統周波数の変動等に対しても、２次電池の容量を増やし、かつスイッチング素子を冷却するなど、その温度を所定値以下に保つ手段を講じることにより、本発明の電力安定供給装置を適用することができる。このような長時間の場合、本発明の電力安定供給装置は、定格出力の１．５から３倍程度の電力を調整することができ、非常用電線としても利用できる。
【００６０】
【発明の効果】
以上の各実施例で詳細に説明したように、本発明によれば、ワイドギャップバイポーラ半導体素子の瞬時大電力駆動能力を活用することにより、瞬低の影響を阻止する短時間の間は、このワイドギャップバイポーラ半導体素子を有するコンバータを、２次電池の瞬時大電力供給能力を上回る、コンバータの定格電力の数倍以上の電力で動作させる。これにより、電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であるピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図
【図２】（ａ）は第１実施例のコンバータに用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子のモジュール構成の平面図
（ｂ）は（ａ）のｂ−ｂ断面図
【図３】ＳｉＣ−ＧＴＯチップの断面図
【図４】本発明の第２実施例及び第６実施例の負荷平準化用の電力安定供給装置のブロック図
【図５】本発明の第３実施例である周波数変動抑制用の電力安定供給装置のブロック図
【図６】本発明の第４実施例であるピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図
【図７】本発明の第５実施例である電力安定供給装置のブロック図
【図８】本発明の第１実施例の瞬低対応の場合の電力安定供給装置のブロック図
【図９】本発明の第４実施例の瞬低対応の場合の電力安定供給装置のブロック図
【図１０】本発明の第５実施例の瞬低対応の場合の電力安定供給装置のブロック図
【図１１】従来のピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図。
【符号の説明】
１、２１、３１、４１、１０１ 電力安定供給装置
１００ 電力系統
５、１２０ 変圧器
６、１０９、１１１、１１４、１１５ 開閉器
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統に連結される電力安定供給装置に関するものであり、特にレドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、鉛電池などの２次電池を用いる電力安定供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パーソナルコンピュータや精密モータを搭載した精密電子機器などのように、電源電圧の変動に敏感なエレクトロニクス機器が多用されてきている。このため、電源電圧が短時間大幅に低下する現象である瞬時電圧低下（以下、瞬低と略記する）に対する対策の要求が高まってきており、瞬時電圧低下対策装置としての電力安定供給装置の需要が増大しつつある。また従来から用いられている負荷平準化装置、ピークカット装置、周波数変動抑制装置、電圧安定化装置、フリッカー対策装置などの各種の電力安定供給装置に対しても瞬時電圧低下対策の機能を付加することが必要とされている。上記負荷平準化装置やピークカット装置等が、負荷平準化やピークカットなどの本来の機能で動作している状態を以下「通常時」という。
【０００３】
図１１は２次電池としてレドックスフロー電池を用いた従来の電力安定供給装置１０１を有する電力供給系統のブロック図である。図において、変電所１３０の電力系統１００に変圧器１２０を介して系統母線１０２が連結されている。電力安定供給装置１０１はこの系統母線１０２に開閉器１０３を介して連系されている。系統母線１０２には、例えば重要負荷１０４および１０５がそれぞれの開閉器１１４、１１５を経て接続されている。重要負荷１０４、１０５は、例えば半導体製造工場、精密機械加工工場など、特に安定な電力供給が必要な大口需要家の重要な設備である。系統母線１０２には開閉器１０９、１１１を介して一般負荷１１０も接続されている。電力安定供給装置１０１は、主に連系リアクトルを兼ねる変圧器１０６、交流電力を直流電力に変換し、又はその逆の変換をするコンバータ１０７及び大容量の２次電池１０８としてレドックスフロー電池を備えている。この電力安定供給装置１０１は、通常時はピークカット装置や負荷平準化装置として機能するが、雷事故の発生等による瞬低時には重要負荷１０４、１０５の稼働停止等を防止するための瞬時電圧低下対策装置としても働く。
【０００４】
以下、電力安定供給装置１０１の機能を詳細に説明する。変電所１３０と、重要負荷１０４、１０５及び一般負荷１１０とを結ぶ電力供給系統の電力の需給が均衡を保っている状態である「定常時」には、系統母線１０２から開閉器１０３及び変圧器１０６を経て電力安定供給装置１０１に供給される交流電力がコンバータ１０７で直流電力に変換されて２次電池１０８を充電する。一方、重要負荷１０４又は１０５の消費電力が大幅に増加して、一時的に負荷１０４、１０５に供給される電力が変電所１３０の容量を超過する場合には、電圧検出器１０及び電流検出器１１を有する検出回路８により、その状態が検出される。検出回路８の検出出力は制御回路９に与えられる。制御回路９はコンバータ１０７を制御して、２次電池１０８の放電による直流電力をコンバータ１０７で交流電力に変換し、上記の超過する分の有効電力を系統母線１０２に供給して需給を安定化させる。系統母線１０２から供給されるべき超過分の電力を電力安定供給装置１０１が代りに供給して、系統母線１０２の供給電力のピークをカットできるのでこの機能を「ピークカット」と呼んでいる。
【０００５】
電力安定供給装置１０１の２次電池１０８の容量を大きくし長時間供給できる電力を蓄電できるようにすると負荷平準化装置として使用できる。すなわち、夜間の低需要時間帯に一定時間（典型的には約８時間）定電力で２次電池１０８を充電し、昼間の高需要時間帯には一定時間（典型的には約８時間）定電力で２次電池１０８から電力を供給する。これにより、高需要時間帯には変電所１３０の供給可能電力以上の電力を供給できる。この用途の電力安定供給装置は、昼と夜の電力需要の大きなギャップを平準化するので「負荷平準化装置」と呼ばれている。
【０００６】
電力系統１００に雷が到来して系統の電圧に瞬低が生じた場合には、電圧検出器１０が瞬低を検出する。瞬低による重要負荷１０４、１０５の稼働停止等を防ぐために、直ちに瞬低前の系統電圧に復帰させる必要がある。そのために、電力安定供給装置１０１は、制御回路９によりコンバータ１０７を制御して、２次電池１０８から重要負荷１０４、１０５にコンバータ１０７及び系統母線１０２を介して無効電力や有効電力を供給して電力の安定供給を維持する。２次電池１０８からの供給電力が不十分なときは開閉器１０９を開き重要度の低い一般負荷１１０を切り離し、少なくとも重要負荷１０４、１０５だけには所望の電力を供給して重要負荷１０４、１０５の稼働停止を防ぐようにしている。瞬低が回復すると直ちにコンバータ１０７を通常時の動作状態に戻して電力を供給する。
【０００７】
従来の電力安定供給装置においては、ピークカット時や負荷平準化時には、例えばそれぞれ前者では５００ｋＷ、後者では２ＭＷ程度の電力を比較的長時間（例えば、前者では約１時間、後者は約８時間）供給することが必要とされる。ピークカットや負荷平準化の動作時に雷が到来して瞬低が発生した時には、低下した電圧の復帰のために比較的短時間（例えば、２秒間）ではあるが１から数ＭＷの電力を追加供給する必要がある。
【０００８】
【特許文献１】
特開平６−１０５４８４号公報
【特許文献２】
特開２００２−８４６８３号公報
【特許文献３】
特開昭６１−１１６９３４号公報
【特許文献４】
特開平１１−３２４３８号公報
【特許文献５】
国際公開番号ＷＯ９８／４３３０１
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
レドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、鉛電池などの２次電池は、「瞬時大電流供給能力」を有しており、数秒から数分間であれば通常時に供給できる定格電流の数倍程度の電流を供給できる。瞬低時にこの能力を活用すれば２次電池の定格容量を増大しなくても瞬時電圧低下対策ができる。そこで、従来の電力安定供給装置では、２次電池の瞬時大電流供給能力に対応した大きな電力容量を有する大型のコンバータ１０７を備えていた。コンバータ１０７の電力容量は、例えば通常時の電力容量の数倍に設定する必要があった。
【００１０】
雷の到来による瞬低はそれほど頻繁に発生するものではなく、多くても年間２０回程度である。また雷の影響による瞬低の持続時間は多重雷の場合でも数秒間である。まれではあるが送電線にへびや鳥などの小動物がひっかかったり、樹木が接したりして短絡や地絡が発生することがある。このような場合には数分を超える比較的長時間の「瞬時停電」が起こることもある。しかしこのように発生頻度が低い瞬低や瞬時停電に対応するために、通常時の供給電力の数倍にも及ぶ電力定格を有する大型のコンバータを設けることは、電力安定供給装置が大型化し重くなるとともに、電力損失も大きくなり、設備費が高くつくばかりでなく運転中の経費も高くつく、という問題があった。
【００１１】
本発明は、通常時に必要な電力に相当する電力定格を有するコンバータを用いて、瞬低や瞬時停電の時には通常時の電力を大幅に超える電力を供給できる電力安定供給装置を実現し、電力安定化装置の小型化・軽量化・低損失化・低コスト化を図ることを目的とする。
【００１２】
本発明の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力し、かつ、それ自体の定格電力の３から３０倍の電力を数秒間制御可能なコンバータを備える。
また、本発明の他の観点の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力し、かつ、それ自体の定格電力の１．４から５倍の電力を数分間制御可能なコンバータを備える。
ワイドギャップバイポーラ半導体素子は数秒間の短時間であれば定格電力の３から３０倍の電力を制御することができる。また高性能のヒートシンクを用いた場合、数分間であれば定格電力の１．４から５倍の電力を制御できる。本発明ではコンバータのスイッチング素子にワイドギャップ半導体素子を用い、その定格電力は「通常時」の値に設定しておく。短時間に大電力を供給する必要がある瞬低時や瞬時停電時には、定格電力を大幅に超える大電力でコンバータを動作させるが、大電力の供給時間は短いのでコンバータが破壊されることはない。
【００１３】
本発明の他の観点の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力し、かつ、それ自体の定格電力の３から３０倍の電力を数秒間制御可能なコンバータを備える。
また、本発明の他の観点の電力安定供給装置は、直流電力を充放電する２次電池、及び前記２次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力し、かつ、それ自体の定格電力の１．４から５倍の電力を数分間制御可能なコンバータを備える。
【００１４】
前記２次電池と前記コンバータに接続され、前記２次電池への充電電圧を降圧し、前記２次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路をさらに備えることが好ましい。双方向のチョッパー回路により２次電池の充電電圧を降圧し、放電電圧を昇圧するので、前記の効果に加えて、２次電池の電圧より高い電圧を有する系統母線にも電力安定供給装置を適用することができる。
【００１５】
前記系統母線の電圧を検出し、検出した電圧に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路をさらに備えることが好ましい。系統母線の電圧を検出することにより瞬低の発生を検出して、瞬低時の系統の電圧低下を防ぐことができる。
【００１６】
前記系統母線の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路をさらに備えることが好ましい。系統母線の電圧と電流を検出することにより、系統の電力の需給状況を検出することができる。電力の需給状況を検出できるので、本発明の電力安定供給装置を負荷平準化用に用いることができる。
また、前記系統母線の周波数を検出し、検出した周波数に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路をさらに備えることが好ましい。
前記２次電池が、レドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、リチウムイオン電池、および鉛電池のいずれかであることを特徴とする。
【００１７】
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とするゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）であることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、窒化ガリウムを母材とする半導体素子であることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＧＴＯの少なくとも１つのチップで形成されていることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とするインシュレーテッドゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）であることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＧＴＯの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続したもので形成されていることを特徴とする。
前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＩＧＢＴの少なくとも１つのチップ又は複数のチップを並列に接続したもので形成されていることを特徴とする。
【００１８】
前記系統母線とコンバータとの間に連系リアクトルを設けたことを特徴とする。
前記系統母線とコンバータとの間にトランスを設けたことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態について説明する。
ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンドなどを母材としたワイドギャップ半導体素子は、Ｓｉ（シリコン）を母材とした半導体素子に比べて損失が少なく、且つ高温でも動作できるという物理的性質を有している。この点に注目してワイドギャップ半導体素子で制御できる短時間の最大許容電力を調べたところ、数秒間程度の短時間であればワイドギャップ半導体素子に定格電流をはるかに超える電流を流しても破壊されないことが判った。特にワイドギャップバイポーラ半導体素子は２次電池の「瞬時大電流供給能力」を越える大電流を流すことができる「瞬時大電力稼働能力」をもつことが確認された。このような特性を有するワイドギャップ半導体素子をスイッチング素子として用いてコンバータを構成し、通常時はワイドギャップ半導体素子の定格内の電圧および電流で動作させる。瞬低時には２次電池の瞬時大電力供給能力による通常時の数倍の放電直流電力を前記コンバータにより交流電力に変換して系統母線に供給する。
【００２１】
通常時には、２次電池の放電による直流出力電圧はチョッパー回路で昇圧された後、コンバータで交流電力に変換されて系統母線に出力され各種の電力安定化機能を果たす。２次電池は、電力安定化機能を果たしていない「定常時」に充電される。２次電池の充電時は、系統母線からの交流電力がコンバータで直流電力に変換され、チョッパー回路で降圧されて２次電池に充電される。定常時及び通常時に充放電される電力値はコンバータの定格内にある。
【００２２】
瞬低時又は瞬時停電時には、２次電池からその瞬時大電流供給能力に応じて定格の数倍の電流が、ほぼ電池の定格電圧を保ちつつ供給される。すなわち、定格電力のほぼ数倍の直流電力が供給される。この直流電力はチョッパー回路で昇圧された後にコンバータで交流電力に変換されて系統母線に出力され、電力の供給を安定化する。
コンバータとしては一般的な既知のＰＷＭ動作型のスイッチング素子を有するコンバータを用い、パルス幅変調をする。パルス幅変調式コンバータ（以下、ＰＷＭコンバータと記す）の出力電圧の位相を系統母線の電圧の位相よりも進ませて通常時と同じ電力を系統母線に出力し、電力安定供給のための有効電力を出力するのが望ましい。瞬低時には系統母線の電圧が低下する場合が多いのでパルス幅変調のパルス幅を広げてコンバータを動作させることにより、通常時の数倍の無効電力を出力し、系統母線の低下した電圧を瞬低前の電圧に急速に戻す。
【００２３】
瞬低時に２次電池の瞬時大電流供給能力に応じて大電力でコンバータのワイドギャップ半導体素子を動作させる場合、ワイドギャップ半導体ＭＯＳＦＥＴ等のユニポーラ半導体素子は、その瞬時大電力稼働能力が定格の約２倍程度あることが実験により見いだされた。一方、ＧＴＯ（Gate turn off thyristor）やＩＧＢＴ（Insulated gate bipolar transistor）等のワイドギャップバイポーラ半導体素子はユニポーラ半導体素子よりも瞬時大電力稼働能力が大きく、定格の３から３０倍以上であることが実験により見いだされた。以上の実験結果から、本発明の電力安定供給装置のコンバータのスイッチング素子に用いる半導体素子としては、ワイドギャップバイポーラ半導体素子のほうがユニポーラ半導体素子より好適である。
【００２４】
小電力の制御用のものでは、ワイドキャップ半導体の１つのチップを用いてコンバータを構成することができる。大電力の制御用のものでは、ワイドギャップ半導体素子の母材のＳｉＣには多くの結晶欠陥が存在するために、本発明の用途のような大電流を流すことができる面積の大きいチップの作製は困難である。ＳｉＣの結晶欠陥を減少させる技術が向上すればＳｉと同様に１つの大面積のチップで半導体素子が実現できるが、現状では大電流を流すために複数のチップを並列に接続する方法が考えられる。複数のチップの並列接続は、Ｓｉ半導体素子の場合は、ＩＧＢＴなどのユニポーラ動作とバイポーラ動作が共存する融合素子では可能であるが、ＧＴＯ等のバイポーラ動作のみをする半導体素子では困難であるとされている。その理由は以下の通りである。ＩＧＢＴなどのユニポーラ動作とバイポーラ動作が共存する融合素子では、バイポーラ動作は負の温度依存性を持ち、ユニポーラ動作は正の温度依存性を持つ。そのため正負の温度依存性の相殺効果により大電流が流れても熱暴走を生じない。すなわちユニポーラ動作素子の場合は素子のオン抵抗においてチャンネルの抵抗が最も大きく、主にこのチャンネル抵抗の正の温度依存性が支配的である。
【００２５】
一方、バイポーラ動作素子の場合は温度が高くなると接合ポテンシャルが低くなりキャリアの注入が増大する一方ライフタイムも長くなるために電流が増大する。このため更に素子の温度が高くなりキャリアの注入とライフタイムの増大を促進しますます電流が増大するといった負の温度依存性を持つ。これらの正負の温度依存性の相殺効果によりＩＧＢＴは大電流が流れても熱暴走が生じない。しかし、ＧＴＯ等の純粋なバイポーラ素子は負の温度依存性のみを持つために大電流が流れると熱暴走しひいては素子の破壊にいたってしまう。
【００２６】
発明者は、ＳｉＣの場合は、ＧＴＯであっても長時間でなければ、並列接続による大電流化が可能なことを見いだし、これを適用することにより本発明の電力安定供給装置を実現した。大電流化は、ＳｉＣ−ＧＴＯの電界緩和領域である低濃度ベース領域の抵抗が正の温度依存性をもつことにより得られる。すなわち、低い温度ではバイポーラ動作の負の温度依存性が低濃度ベース領域の抵抗の正の温度依存性よりも大きいためにＳｉＣ−ＧＴＯは負の温度依存性をもつ。しかし数百℃以上では低濃度ベース領域の正の温度依存性がバイポーラ動作の負の温度依存性を相殺し逆に正の温度依存性の方が優位になるためＳｉＣ−ＧＴＯは正の温度依存性をもつようになる現象を発明者は見出した。
【００２７】
ＳｉＣはバンドギャップが広いため１０００℃以上の高温でも半導体としての性質を維持できるので、本発明ではこの現象を十分に活用する。これに対してＳｉの半導体素子では、半導体としての性質が維持される限界温度が低い。通常は接合温度を２００℃以下にして使用しなければならないため、上記の現象の発現には至らずその活用が困難である。この現象を活用できる時間は、素子の内部の発生熱量と外部への放熱量の差により、素子内部温度が上昇して半導体としての性質を維持できなくなる限界温度にいたるまでの時間である。この時間は、素子の構造や通電電流の密度、モジュールの構造等により決まる。ＳｉＣはＳｉに比べて電力損失が少なくかつ熱伝導率が大きいこともコンバータに適用したときの瞬時大電力稼働能力を大きくするのに極めて有利に作用する。また、ＳｉＣを用いたＧＴＯのスイッチング時間は１μｓ程度であり、Ｓｉを用いたＧＴＯに比べて１桁以上短い。この点からターンオフ時にはＳｉのＧＴＯのように遮断時間の長いＧＴＯでは一部のＧＴＯに遮断電流が集中し破壊されやすい、という問題を回避でき並列接続が可能になる。
【００２８】
また、ＳｉＣ−ＩＧＢＴにおいてもＳｉ−ＩＧＢＴとは異なり、電界緩和領域である低濃度ドリフト領域の抵抗の正の温度依存性が大きな効果を及ぼし、数百℃以上ではＳｉＣ−ＩＧＢＴは正の温度依存性を示すことがわかった。すなわち、Ｓｉ−ＩＧＢＴにおいて、バイポーラ動作の負の温度依存性がユニポーラ動作の正の温度依存性を相殺し大電流が流れても熱暴走を生じないように保てるのはＳｉが半導体の性質を堅持できる限界温度以内であり、限界温度に近い２００℃以上ではバイポ−ラ動作が急激に優位になる。この程度の温度では低濃度ドリフト領域の正の温度依存性は未だ小さくバイポーラ動作の急増した負の温度依存性を相殺することができず熱暴走に至る。しかし、ＳｉＣ−ＩＧＢＴの場合は数百℃以上では低濃度ドリフト領域の正の温度依存性がバイポーラ動作の負の温度依存性を相殺し、逆に正の温度依存性の方が優位になるためＳｉＣ−ＩＧＢＴが正の温度依存性をもつようになる。その結果、ＳｉＣ−ＩＧＢＴを複数個並列接続すれば、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べて遙かに大きな電流を短時間流すことができ、且つその信頼性も向上する。
【００２９】
ＳｉのＧＴＯやＩＧＢＴを用いた従来のコンバータを有する電力安定供給装置では、瞬低時に２次電池から供給される通常時の数倍の電力に合わせた大容量のコンンバータを設けなければならない。
これに対して本発明の電力安定供給装置における、ＳｉＣのＧＴＯやＩＧＢＴを用いたコンバータは、定格電流の数倍の過大な電流に耐えられるので、定格電流を通常時の電流に合わせたコンバータによって瞬低時の大電流時に対応できる。そのため電力安定供給装置を構成する種々の部品、例えばリアクトルとしてのトランス、半導体素子のヒートシンク、ブスバー等が小型にできる。また、容量が小さいので、同じ変換効率でも損失の絶対値が小さく低損失化ができるとともに大幅な低コスト化も達成できる。電力用途の大型コンバータは、小型のコンバータに比べて高耐圧であるとともに高い信頼性が求められる。また多くの保護機能を要求されるので価格が高い。例えば従来の電力安定供給装置で５ＭＷのコンバータが必要である用途の場合、本発明のものでは１ＭＷのもので済む。このためにコストは従来のもののほぼ５分の１になり大幅な低コスト化が達成できる。電力容量の大きい電力安定供給装置ほど低コスト化の効果が大きくなる。以上のように、本発明の電力安定供給装置は、大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００３０】
以下、本発明の好適な実施例を図１から図７を参照して説明する。
《第１実施例》
図１は、本発明の第１実施例であるピ−クカット用の電力安定供給装置１、及びこの電力安定供給装置１が接続された、変電所１３０から重要負荷１０４、１０５及び一瞬負荷１１０に至る電力供給系統のブロック図である。「ピークカット」とは、電力需要の急増により、消費電力が変電所１３０の供給可能な電力を超過するとき、変電所１３０以外の電源から超過分を供給することをいい、この状態にあるときを「ピークカット時」という。またピークカット時以外の状態のときを「正常時」という。図において、変電所１３０の電力系統１００にトランス１２０を経て系統母線１０２が連結されている。系統母線１０２には、特に重要な重要負荷１０４及び１０５がそれぞれの開閉器１１４及び１１５を介して接続されている。また、系統母線１０２には開閉器１０９及び１１１を介して重要負荷１０４、１０５より重要度の低い一般負荷１１０が接続されている。開閉器１０９は系統母線１０２に異常が発生したとき、まず一般負荷１１０を切り離して、重要負荷１０４、１０５への電力供給を優先して維持するためのものである。系統母線１０２には、本発明の電力安定供給装置１が開閉器６を介して接続されている。開閉器６、１０９、１１１、１１４及び１１５を動作させる制御装置については、当分野では周知であるので図示を省略している。
【００３１】
電力安定供給装置１は例えば５００ｋＷ定格のレドックスフロー電池を用いた２次電池２、昇圧及び降圧をする双方向のチョッパー回路３，５００ｋＷ定格のコンバータ４及び、連系リアクトルも兼ねた変圧器５を有し、開閉器６を介して６.６ｋＶの系統母線１０２に連結されている。系統母線１０２の電圧と電流は、それぞれ電圧検出器１０及び電流検出器１１で検出され、検出した電圧、電流に基づいて電力の需給状態が検出回路８で検出される。電圧検出器１０にはポテンシャルトランス（ＰＴ）等が用いられる。電流検出器１１はカレントトランス（ＣＴ）等であり、変電所１３０内に設けられて変電所１３０の出力電流を検出する。制御回路９は、検出回路８から与えられる電力の需給状態を示す検出出力に応じてコンバータ４の出力電力を制御する。２次電池２のレドックスフロー電池は電圧８００Ｖ、電流６２５Ａの直流を約１時間供給できる容量を有する。チョッパー回路３およびコンバータ４のスイッチング素子はアノードゲート型のＳｉＣを用いたＧＴＯ（以下、ＳｉＣ−ＧＴＯと記す）であり、それぞれの定格電圧電流は、８ｋＶ・８００Ａおよび８ｋＶ・４００Ａである。本装置の電力容量はチョッパー回路３、コンバータ４及び変圧器５で発生する電力損失を考慮すると約４５０ｋＷである。重要負荷１０４、１０５の電力消費が増えて一時的に変電所１３０の電力容量を超過する場合には、電圧検出器１０及び電流検出器１１によりその状態を検出し、系統母線１０２に向けて２次電池２から超過電力に応じた有効電力を最大約４５０ｋＷまで供給できる。２次電池２は「定常時」（変電所１３０と、重要負荷１０４、１０５及び一般負荷１１０等との間の電力の需給が均衡を保っている状態）に系統母線１０２から供給される電力により充電されている。
【００３２】
レドックスフロー電池等の２次電池２の直流の出力電圧は、使用期間の初期には例えば８００Ｖであるが、使用期間が長くなるとともに８００Ｖより低下する傾向がある。そこで、ピ−クカット時は定電圧出力保持型のチョッパー回路３で２次電池２の出力電圧を昇圧し電圧を常に一定にしてコンバータ４に供給している。直流電力を交流電力に変換するコンバータ４はＳｉＣ−ＧＴＯをスイッチング素子として用いている。コンバータ４は、一般的な既知の回路構成を有するものであるので図示を省略している。ＳｉＣ−ＧＴＯはＳｉＣの結晶内の欠陥による制約のために、電流定格を大きくするのが困難である。そこで電圧定格を高くして低い電流定格において所望の電力定格を得るのが望ましい。本実施例では、２次電池２のレドックスフロー電池の出力電圧８００Ｖをチョッパー回路３で１６００Ｖに昇圧している。例えば約１６００Ｖ、３００Ａの直流電力をコンバータ４に供給している。コンバータ４ではこの直流電力を７３６Ｖ、３５４Ａの交流電力に変換して変圧器５に印加する。変圧器５は７３６Ｖの電圧を６.６ｋＶに昇圧して開閉器６を経て系統母線１０２に出力し負荷１０４、１０５及び１１０に供給する。
【００３３】
ピークカット時に電力安定供給装置１が４５０ｋＷのピ−クカット時の電力を供給しているとき、もし電力系統１００に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧に瞬時電圧低下（以下、瞬低という）が生じると、重要負荷１０４、１０５に稼働停止などの重大な障害を与えるおそれがある。そこでこれを防ぐために、直ちに開閉器１０９を開き一般負荷１１０を切り離す。同時に電力安定供給装置１において、２次電池２からその瞬時大電流供給能力に相当する、例えば電圧が８００Ｖで、２.５ＭＷの直流電力が出力されるように制御回路９でコンバータ４を制御する。チョッパ回路３は８００Ｖの直流電圧を３.２ｋＶに昇圧してコンバータ４に供給する。コンバータ４を駆動するＰＷＭパルス幅は定格動作時よりも拡大され、コンバータ４からは、電圧が１．４７ｋＶで４５０ｋＷの有効電力と、電圧が約１.４７ｋＶで、２.７８ＭＶＡＲ（無効電力の単位を表す）の無効電力が出力される。有効電力及び無効電力の電圧は変圧器５で６.６ｋＶに昇圧されて系統母線１０２に供給されて電圧低下を防ぐ。落雷の影響による系統母線１０２の電圧低下が０.５秒間以上続くのは極めて稀である。本実施例の電力安定供給装置１は４５０ｋＷの有効電力と最大２.７８ＭＶＡＲの無効電力を約６秒間供給できるようにコンバータ４を設計してあるので、落雷による瞬低の対策として十分である。上記の例ではコンバータ４は４秒間であれば定格の約６倍の瞬時大電力を変換することができる。
本実施例の電力安定供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図８に示すように、電圧を検出する電圧検出器１０のみを設ければよく、図１に示す電流検出器１１は設けなくても、変電所の電圧データを用いることにより対応できる。
【００３４】
本実施例の電力安定供給装置１において定格を大幅に越える電力でコンバータ４を動作させることができるのは、スイッチング素子としてＳｉＣ−ＧＴＯを用いているからである。
本実施例で用いている、定格電圧及び電流が８ｋＶ・４００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯ素子の上面図を図２の（ａ）に示し、ｂ−ｂ断面図を図２の（ｂ）に示す。このＳｉＣ−ＧＴＯ素子は、定格電流８０Ａの５個のアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯチップ１３１〜１３５を並列に接続してモジュール化している。図２の（ｂ）において、カソード電極１４に設けられた中間下部電極１６と、アノード電極１５に設けられた中間上部電極１７との間に一辺が７ｍｍの略正方形の５個のＧＴＯチップ１３１、１３２、１３３、１３４、１３５を挟み込み電気的に並列に接続している。スペーサ１８はカソード電極１４の上における各ＧＴＯチップ１３１から１３５の位置を定めるためのものである。セラミックス外囲器１９はカソード電極１４とアノード電極１５間を一定距離に保持すると共に絶縁するものであり、その直径は約１０ｃｍである。図３にアノードゲート型ＳｉＣのＧＴＯチップ１３１の断面を示す。このＧＴＯチップ１３１はｎ型ＳｉＣの、エミッタとして機能する基板５０の上面にｐ型ベース層５１、ｎ型ベース層５２及びｐ型エミッタ層５３をこの順序で積層している。基盤５０の下面にカソード電極５４を設け、ｐ型エミッタ層５３にアノード電極５５を設けている。ｎ型ベース層５２にアノードゲート電極５６を設けている。
【００３５】
ＧＴＯチップ１３１は、アノードＡからアノードゲートＧに駆動電流を流すことによりオンになる。オンになった後、カソードＫとアノードＡとの間を流れている電流を、カソードＫとアノードゲートＧとの間に迂回して流すと、ＧＴＯチップ１３１はオフになる。ＧＴＯチップ１３１を構成する各層の厚さは、例えば、基板５０が約４００ミクロン、ｐ型ベース層５１が約８０ミクロン、ｎ型ベース層５２が約３ミクロン、ｐ型エミッタ層５３が約５ミクロンである。現状のＳｉＣでは、ｐ型ＳｉＣはｎ型ＳｉＣに比べて最少の抵抗率が１桁以上大きい。従って、最も厚い基板５０の部分をｎ型ＳｉＣを用いて構成すると、ｐ型ＳｉＣを用いた場合に比べて抵抗を小さくできる。これによりオン時の電力損失を著しく小さくできるという利点がある。この場合、アノードゲート電極５６をｐ型ベース層５１に設けてカソードゲート駆動をするよりは、図３のようにｎ型ベース層５２に設けてアノードゲート駆動をする方が、ＧＴＯサイリスタのゲートターンオン電流やゲートターンオフ電流を大幅に低減できる。これにより、図示を省略した駆動回路の出力が小電力ですみ、大幅に小型化・軽量化できるとともに低損失化でき本発明の目的をより効果的に達成できる。
【００３６】
前に説明したように、Ｓｉ−ＧＴＯ素子は、バイポーラ動作で負の温度依存性を持つので、大電流が流れて素子の内部温度上がると更に電流が増えて益々温度が上昇し、ついには熱暴走して素子の破壊に致る。複数のＳｉ−ＧＴＯチップを並列に接続した場合は、あるＳｉ−ＧＴＯチップに一旦電流集中が起こると、他のＳｉ−ＧＴＯチップの電流もそのチップに集中してしまい熱暴走に至る場合がある。従ってＳｉ−ＧＴＯチップを多数並列に接続するのは困難である。これに対して、ＳｉＣ−ＧＴＯの場合は前に記したように、大電流の流れる時間が１０秒以下の短時間であれば並列接続が可能である。大電流を流せる時間は、素子の内部での発生熱量と放出熱量の差により素子の内部温度が上昇し、半導体としての性質を維持できる限界温度にいたるまでの時間である。この時間は素子の構造や通電電流の密度、モジュールの構造等に依存して決まるが、図２に示す構成では約８秒間は全く問題を生じないことが実験により確認された。例えば、約４５分間のピークカットの動作試験をしている間に８秒間の瞬低を発生させてテストしたが、重要負荷１０４、１０５にほとんど影響を及ぼすことなくピークカット電力を供給できた。
【００３７】
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、このＳｉＣ−ＧＴＯを用いたコンバータは瞬低の影響を防止する４.５秒間は定格の６倍の電力を変換するコンバータとして働く。従って、従来の設計のようにコンバータの容量を瞬低時を考慮に入れた大電力のものにする必要はなく、瞬低時の電力の数分の１のピークカット時の電力が供給できる能力があれば十分である。これにより、ピークカットの電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００３８】
《第２実施例》
図４は、本発明の第２実施例である負荷平準化用の電力安定供給装置２１のブロック図である。電力安定供給装置２１は定格電圧１.５ＫＶ、定格電力１.５ＭＷのナトリウム硫黄電池を用いた２次電池２２、双方向のチョッパー回路２３、コンバータ２４及び変圧器２５を有しており、前記図１の電力安定供給装置１と同様に、開閉器６を介して、電圧６.６ＫＶの系統母線１０２に接続されている。その他の構成は電力安定供給装置１と同じである。
【００３９】
「負荷平準化」とは、電力の需要が１日の中の時間帯により大幅に異なる現象に対処するために、電力需要の少ない時間帯に電力を蓄積し、需要の多い時間帯に放出することをいう。チョッパー回路２３のスイッチング素子は、電圧・電流が１０ｋＶ・１４００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯであり、コンバータ２４のスイッチング素子は、電圧・電流が１０ｋＶ・６００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯである。電力需要の少ない夜間の、例えば２２時から６時の８時間に２次電池２２を一定電力で充電する。電力需要の特に多い昼間の、例えば９時から１７時の８時間は約１.３５ＭＷの電力を２次電池２２から供給する。本実施例のコンバータ２２に用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子は、定格電流１００ＡのＧＴＯチップを図２に示すものと類似のパッケージ内に６個設け、それらを並列接続してモジュール化している。
【００４０】
定格電流の比較的小さいＳｉＣ−ＧＴＯを用い、電圧を高くして定格電力を大きくするために、昼間の１.３５ＭＷの電力供給時は、チョッパー回路２３で２次電池２の１.５ｋＶの直流出力電圧を３ｋＶに昇圧している。その結果、コンバータ４には約３ｋＶ・４８０Ａの直流電力が供給される。コンバータ２４はこの直流電力を約１.３８ｋＶ・５６６Ａの交流電力に変換し変圧器２５に供給する。変圧器２５は電圧を６.６ｋＶに昇圧し、開閉器６を介して系統母線１０２に供給している。
１.３５ＭＷの電力を供給している時に、電力系統１００（図１）に落雷事故による瞬低が発生しその影響で系統母線１０２の電圧が大幅に低下すると、重要負荷１０４、１０５が稼働を停止するおそれがある。これを防ぐために、２次電池２２の出力電圧をチョッパ回路２３で４.５ｋＶに昇圧してコンバータ２４に供給する。また、コンバータ２４のスイッチング制御のＰＷＭパルス幅を拡大する。これによりコンバータ２４から、定格値である約１.３５ＭＷの有効電力と、電圧が約２.０７ｋＶで約６．４４ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ２４の出力は変圧器２５で昇圧されて系統母線１０２に供給され系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。
【００４１】
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力が１.５ＭＷのコンバータが瞬低の影響を阻止する所定時間の間は１.５ＭＷの約４.７倍の定格電力のコンバータとして働く。従って、負荷平準化用の電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００４２】
《第３実施例》
図５は、本発明の第３実施例である周波数変動抑制用の電力安定供給装置３１のブロック図である。電力安定供給装置３１は電圧が８００Ｖで定格電力が７００ｋＷのレドックスフロー電池を用いた２次電池３２、双方向のチョッパー回路３３、定格電力６００ｋＷのコンバータ３４、及び変圧器３５を有しており、図１の開閉器６を介して電圧６.６ｋＶの系統母線１０２に連結されている。その他の構成は図１のものと同じである。
「周波数変動抑制」とは、電力需要の急変により、電力系統１００の交流の周波数が定格値（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）からずれるのを防止するため、他の電源により電力供給の調整をして周波数を定格値に保つことをいう。チョッパー回路３３およびコンバータ３４のスイッチング素子は、定格電圧及び定格電流がそれぞれ８ｋＶ・１０００Ａおよび８ｋＶ・５００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯである。例えば、負荷の変動や短絡事故などにより有効電力の需要と供給が急激に不均衡になると、電力系統１００の周波数が変動し不安定になる。系統母線１０２の周波数を検出器１０Ａで測定し、測定出力を検出回路８に入力する。検出回路８の検出出力は制御回路９に印加される。制御回路９は検出出力に基づいてコンバータ３４を制御して、周波数が下がった時には２次電池３２から系統母線１０２へ有効電力を追加供給し、逆に周波数が上がった時には系統母線１０２から２次電池３２へ有効電力を吸収して周波数の変動を抑制する。本実施例の電力安定供給装置３１の定格電力は例えば５４０ｋＷであり、周波数の変動に応じてレドックスフロー電池の２次電池３２から有効電力を最大出力約５４０ｋＷまで供給できる。
【００４３】
本実施例においても、２次電池３２のレドックスフロー電池の経時劣化による電圧低下に対処するために、２次電池３２から５４０ｋＷの電力を供給する時は、チョッパー回路３３で２次電池３２の出力電圧８００Ｖを１６００Ｖに昇圧している。周波数が下がった場合はコンバータ３４には２次電池３２から電圧１６００Ｖ・電流３６０Ａの直流電力が供給される。コンバータ３４はこの直流電力を約７３６Ｖ・４２５Ａの交流電力に変換して変圧器３５に印加する。変圧器３５は電圧７３６Ｖを６.６ｋＶに昇圧し、約６.６ｋＶ・４７.４Ａの交流電力を開閉器６を経て系統母線１０２に供給し周波数の低下を抑制する。
【００４４】
本実施例の電力安定供給装置が周波数変動抑制の動作をして５４０ｋＷの電力を系統母線１０２に供給している時、電力系統１００に落雷事故が発生しその影響で系統母線１０２の電圧に瞬低が生じた場合、重要負荷１０４、１０５が稼働を停止するおそれがある。これを防ぐために、直ちに、２次電池３２からその瞬時大電流供給能力に対応する３ＭＷの直流電力を取り出し、チョッパ回路３３で電圧を３.２ｋＶに昇圧してコンバータ３４に供給する。コンバータ３４では制御回路９の制御によりスイッチング動作のＰＷＭパルス幅が定格動作時よりも拡大され、コンバータ３４から５４０ｋＷの有効電力とともに、電圧が約１.４７ｋＶで３.７２ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ３４の電圧は変圧器３５で昇圧され開閉器６を経て系統母線１０２に供給され系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。
【００４５】
落雷の影響による系統母線１０２の電圧低下は通常０.５秒間以下でありそれ以上続くのは極めて稀である。本実施例の電力安定供給装置３１は、５４０ｋＷの有効電力とともに、最大３.４６ＭＶＡＲの無効電力を３.５秒間は供給できる。従ってこの装置は通常の落雷による瞬低には十分対処できる。この場合、コンバータ３４は３.５秒間、定格電力の約５.７倍の瞬時大電力で動作している。
【００４６】
本実施例のコンバータ３４に用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子は、定格１００ＡのＳｉＣ−ＧＴＯチップを図２に示すものと類似のパッケージ内に６個設けそれらを並列に接続してモジュール化している。コンバータ３４の制御電流がＳｉＣ−ＧＴＯ素子の定格電流を大幅に越えた場合でも、大電流が流れる時間が短時間であれば、ＳiＣ−ＧＴＯの素子電界緩和領域（図示省略）である低濃度ベース領域の抵抗が正の温度依存性をもつので、数百℃以上の温度範囲ではバイポーラ動作の負の温度依存性と相殺され電流集中による熱暴走を防止できる。
【００４７】
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力７００ｋＷのコンバータ３４を瞬低の影響を防止する短時間の間は約５.７倍の定格電力のコンバータとして動作させることができる。これにより周波数変動抑制用の電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００４８】
《第４実施例》
図６は、本発明の第４実施例であるピ−クカット用の他の例の電力安定供給装置４１のブロック図である。本実施例では２次電池４２として電圧が８００Ｖで定格出力が５００ｋＷのナトリウム硫黄電池を用いている。コンバータ４４のスイッチング素子は、定格電圧・電流が７ｋＶ・４００Ａのｐ型ゲート型ＳｉＣ−ＩＧＢＴである。それ以外の構成、動作、機能等は実質的に第１実施例と同様である。電力安定供給装置４１が例えば４５０ｋＷのピ−クカット電力を供給している時に電力系統１００に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧が低下したとき、重要負荷１０４、１０５の稼働停止を防ぐために、コンバータ４４から４６０ｋＷの有効電力とともに、約１.４７ｋＶの電圧で２.７８ＭＶＡＲの無効電力が出力される。コンバータ４４の出力は変圧器４５で昇圧されて系統母線１０２に供給され、系統母線１０２の電圧低下を防ぐ。この場合、コンバータ４４からは約３秒間定格電力の約６倍の瞬時大電力が供給される。
【００４９】
本実施例のＳｉＣ−ＩＧＢＴ素子は定格電流５０Ａのチップを８個並列に接続してモジュール化している。本実施例のように、定格電流を大幅に超えた装置の稼働はＳｉＣ−ＩＧＢＴ特有の温度依存性によって可能になる。先に記したように、ＳｉＣ−ＩＧＢＴはＳｉ−ＩＧＢＴとは異なり、電界緩和領域である低濃度ドリフト領域の抵抗の正の温度依存性が大きな効果を及ぼす。数百℃以上ではＳｉＣ−ＩＧＢＴは負の温度依存性を示す。
Ｓｉ−ＩＧＢＴにおいてもバイポーラ動作の負の温度依存性がユニポーラ動作の正の温度依存性を相殺し、大電流が流れても熱暴走を生じないようにできる。しかしこれはＳｉの温度が半導体の性質を維持できる限界温度より低い場合である。限界温度に近い２００℃以上ではバイポーラ動作が急激に優位になり、低濃度ドリフト領域の正の温度依存性をもってしても負の温度依存性を相殺することができず熱暴走に至る。
ＳｉＣ−ＩＧＢＴの場合は数百℃以上では低濃度ドリフト領域の正の温度依存性がバイポーラ動作の負の温度依存性を相殺し、逆に低濃度ドリフト領域の正の温度依存性の方が優位になるためＳｉＣ−ＩＧＢＴが正の温度依存性をもつようになる。これによりＳｉＣ−ＩＧＢＴを複数個並列に接続すれば、Ｓｉ−ＩＧＢＴに比べて遙かに大きな電流を短時間流すことが出来る。このように、ＳｉＣ−ＩＧＢＴでは大きな電流定格容量を実現するために素子を複数個並列接続してモジュールにすることが容易にでき、且つそのモジュールの信頼性も高い。
【００５０】
ＩＧＢＴはＧＴＯなどのサイリスタ素子と異なりゲートに制御電圧を印加することにより通電電流を制御する機能を有する。従って、ＳｉＣ−ＩＧＢＴ素子の通電電流を高速で検出し、制御信号のＰＷＭパルス幅を所定の電流以上に流れないように制限すれば熱暴走を防ぐことができ、この点からも多数のＩＧＢＴチップを並列に接続して使用しやすい。スイッチング速度が遅い素子を多数並列接続するとターンオフ時の遮断速度が遅い素子に電流が集中し破壊されやすい。しかし、ＳｉＣ−ＩＧＢＴのスイッチング速度はＳｉＣ−ＧＴＯに比べて１桁以上速いのでこの電流の集中が避けられ、この点からも並列接続が可能になる。
本実施例の電力安定供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図９に示すように、電圧を検出する電圧検出器１０のみを設ければよく、図６に示す電流検出器１１は設けなくても、変電所の電圧データを用いることにより対応できる。
【００５１】
本実施例ではＳｉＣ−ＩＧＢＴの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、定格電力が５００ｋＷのコンバータ４４を瞬低の影響を防止するための短時間の間は約６倍の定格電力のコンバータとして動作させることができる。従って、ピークカット用の電力安定供給装置４１の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化が実現できる。
【００５２】
《第５実施例》
図７は本発明の第５実施例である、ピークカット用の電力安定供給装置６１のブロック図である。本実施例のピークカット用電力安定供給装置は特に重要性の高い重要負荷１０４のみに対してピークカットを行う装置である。本ピークカット装置６１は、３５０ｋＷ定格のレドックスフロー電池６２、双方向チョッパー回路６３、３５０ｋＷ定格のコンバータ６４、連系リアクトルも兼ねた変圧器６５、電圧検出器６６、電流検出器６９、検出回路６７及び制御回路６８を備えている。本装置は開閉器６を介して重要負荷１０４と開閉器１１４接続点に接続されており、この開閉器１１４を介して６.６ｋＶの系統母線１０２に連系されている。レドックスフロー電池６２はほぼ８００Ｖの直流電圧で約１.５時間電力を供給できる。チョッパー回路６３およびコンバータ６４は各々８ｋＶ・１０００Ａおよび８ｋＶ・３００Ａ定格のアノードゲード型ＳｉＣ−ＧＴＯで構成されている。本装置の電力容量はチョッパー回路６３やコンバータ６４や変圧器６５で電力損失が発生するので約３１７ｋＷとなるが、重要負荷１０４に変動が生じ一時的に変電所の所定の電力容量を超過する場合、レドックスフロー電池６２から有効電力を負荷に追従して最大約３１７ｋＷまで供給できるものである。レドックスフロー電池６２はピークカット時以外は系統母線１０２により充電されている。
【００５３】
３１７ｋＷのピークカット電力の供給時に上位系統に落雷事故が発生しその影響で系統母線の電圧が低下した場合は、重要負荷１０４が稼働停止してしまうのを防ぐために、瞬時に開閉器１１４をオフにする。重要負荷１０４には、コンバータ６４から変圧器６を介して３ＭＷの有効電力を供給し、瞬低の影響を防ぐことができる。この場合、２秒以下であれば、コンバータ６４を定格の約９．５倍の瞬時大電力で動作させることができる。この間に系統母線１０２の電圧が瞬低前の状態に復帰すれば、開閉器１１４をオンし系統母線から重要負荷に所定の電力が供給される。この瞬時大電力は動作時間によって変わり定格電力の２から１２倍の有効電力で動作させることができる。実用設計上は３から１０倍にするのが望ましい。上記の定格を大幅に超えたコンバータ６４の稼働は実施例１や２と同様にＳｉＣ−ＧＴＯの使用によって可能になされている。本実施例のＳｉＣ−ＧＴＯ素子は定格５０Ａのチップを例えば６個並列に接続してモジュール化している。
本実施例の電力安定供給装置を瞬低のみに対応させる場合には、図１０に示すように、電圧を検出する電圧検出器６６のみを設ければよく、図７に示す電流検出器６９は設けなくても、変電所の電圧データを用いることにより対応できる。
本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、３５０ｋＷ定格のコンバータを瞬低の影響を阻止する２秒以下の短時間の間は９.５倍の定格のコンバータとして稼働できるので、ピークカット電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量・低損失・低コスト化を実現できる。
【００５４】
《第６実施例》
本発明の第６実施例は、負荷平準化用の電力安定供給装置であり、図４に示す前記第２実施例のものと同様の構成を有している。よって図４を参照して説明する。前記第２実施例の電力安定供給装置２１は定格値の有効電力を供給していたが、本実施例の電力安定供給装置２１は定格値の２から１２倍の有効電力を供給するように、制御回路９でコンバータ２４を制御する。このために、制御回路９は、系統母線１０２の電圧の位相に対して、コンバータ２４の出力電圧の位相を進めるように制御する。本実施例の電力安定供給装置２１は、定格１．０ＭＷのナトリウム硫黄電池の２次電池２２、チョッパー回路２３、定格１．０ＭＷの双方向のコンバータ２４、及び変圧器２５を有し、開閉器６を介して６．６ｋＶの系統母線１０２に連系されている。チョッパー回路２３およびコンバータ２４のスイッチング素子は８ｋＶ・８００Ａのアノードゲート型ＳｉＣ−ＧＴＯで構成されている。本実施例の電力安定供給装置２１は電力需要の少ない夜間の８時間に定電力で２次電池２２を充電し、電力需要の多い昼間に例えば０．９ＭＷの電力を８時間の間２次電池２２から供給する。本実施例のコンバータ２４に用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子は定格１００Ａのチップを８個並列に接続してモジュール化している。
【００５５】
前記第１実施例と同様に本実施例においても、ＳｉＣ−ＧＴＯの比較的小さい電流定格に対応するために、昼間に０．９ＭＷの電力を供給する時は、２次電池２２の出力直流電圧をチョッパー回路２３で３ｋＶに昇圧している。その結果、コンバータ４には約３２０Ａの直流電流が流れる。コンバータ２４は、３ｋＶの直流電圧を約１．２ｋＶの交流電圧に変換し変圧器２５に印加する。交流電圧は、変圧器２５により６．６ｋＶに昇圧され、開閉器６０を介して系統母線１０２に出力され各負荷に供給される。
０．９ＭＷの電力を供給している時に落雷事故が発生し、その影響で系統母線１０２の電圧が低下した場合、電圧の低下により重要負荷１０４、１０５の稼働停止が発生するのを防ぐために、４．８ＭＷの直流電力が２次電池２２からチョッパー回路２３を経てコンバータ２４に供給される。コンバータ２４からは約４．５ＭＷの有効電力と、出力電圧が約１．３８ｋＶで約３．３８ＭＶＡＲの無効電力が出力される。有効電力は極く短時間であれば、最大で定格の１２倍の１２ＭＷ程度まで出力できる。出力電圧は変圧器２５で６．６ｋＶに昇圧されて系統母線１０２に供給される。これにより系統母線１０２の電圧低下を防ぐとともに、重要負荷１０４、１０５に有効電力の一部を供給して瞬低による稼働停止を防止する。
【００５６】
以上のように、本実施例ではＳｉＣ−ＧＴＯの瞬時大電力稼働能力を活用することにより、瞬低の影響を防止する短時間の間、定格１ＭＷの２次電池２２から定格の約５倍の約５ＭＷの直流電力を出力させ、定格１ＭＷのコンバータ２４を定格の約６倍の約６ＭＷの電力で稼働させる。すなわち、瞬低時に定格の２倍から数倍の電力を放電できる２次電池２２と、定格の２倍から数倍の電力で稼働できるコンバータ２４を用いることで、負荷平準化用の電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化を実現できる。
【００５７】
以上、第１から第６実施例により本発明を説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではなく、各種の変形応用ができるものである。
例えば、コンバータ４、２４、３４、４４のスイッチング素子はＧＴＯやＩＧＢＴに限定されるものではなく、静電誘導サイリスタ、バイポーラトランジスタ、エミッタスイッチドサイリスイタ（ＥＳＴ）、ＩＥＧＴ、ＳＩＡＦＥＴ、ＳＩＪＦＥＴ等の各種のワイドギャップバイポーラ半導体素子をスイッチング素子として使用できる。またＳｉＣ以外の他のワイドギャップ半導体材料すなわち窒化ガリウムやダイヤモンドなどを用いた上記の各半導体素子も同様に前記各コンバータに使用可能である。
【００５８】
２次電池２、２２、３２、４２はレドックスフロー電池やナトリウム硫黄電池の他に、鉛電池、亜鉛塩素電池や亜鉛臭素電池、リチウムイオン電池などでもよい。
電力容量が２００ｋＷ以下の小容量電力安定供給装置の場合は、電流容量も小さいのでチップ面積の小さいワイドギャップバイポーラ半導体素子で十分対応可能である。この場合には、所定の電力を小さい電流で得るために電圧を昇圧する目的のチョッパー回路は必ずしも必要がない。この場合は電池の電圧を直接コンバータに印加すればよい。
【００５９】
ワイドギャップバイポーラ半導体素子は高耐圧の実現が容易である。例えば２０ｋＶ以上の耐圧にすることにより、直接６.６ｋＶの系統母線１０２に連系できるのでトランス５、２５、３５、４５を用いずに連系用リアクトルのみを用いることもできる。
前記各実施例では、６.６ｋＶの配電系統母線の例で説明したが、電力安定供給装置を構成する各要素を高耐圧大電流にすることにより、更に上流の電力系統に連結する電力安定供給装置にも適用できる。また送電線にへびや鳥などの小動物がひっかかったり、樹木が接したりして短絡や地絡が発生した場合の数分を超える比較的長時間の「瞬時停電」にも本発明の電力安定供給装置を適用できる。さらに電力送電電源の複数の発電機の内１つが故障したり、電力の大口需要家の負荷（工場など）が突然稼働を停止したりした場合、急激な電力変動が生じ、電力需給の不均衡が５分以上継続する場合がある。雷による瞬低の継続時間（数秒）よりはるかに長い５分から１時間の電力需給の不均衡による系統周波数の変動等に対しても、２次電池の容量を増やし、かつスイッチング素子を冷却するなど、その温度を所定値以下に保つ手段を講じることにより、本発明の電力安定供給装置を適用することができる。このような長時間の場合、本発明の電力安定供給装置は、定格出力の１．５から３倍程度の電力を調整することができ、非常用電線としても利用できる。
【００６０】
【発明の効果】
以上の各実施例で詳細に説明したように、本発明によれば、ワイドギャップバイポーラ半導体素子の瞬時大電力駆動能力を活用することにより、瞬低の影響を阻止する短時間の間は、このワイドギャップバイポーラ半導体素子を有するコンバータを、２次電池の瞬時大電力供給能力を上回る、コンバータの定格電力の数倍以上の電力で動作させる。これにより、電力安定供給装置の大幅な小型化・軽量化・低損失化・低コスト化できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であるピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図
【図２】（ａ）は第１実施例のコンバータに用いるＳｉＣ−ＧＴＯ素子のモジュール構成の平面図
（ｂ）は（ａ）のｂ−ｂ断面図
【図３】ＳｉＣ−ＧＴＯチップの断面図
【図４】本発明の第２実施例及び第６実施例の負荷平準化用の電力安定供給装置のブロック図
【図５】本発明の第３実施例である周波数変動抑制用の電力安定供給装置のブロック図
【図６】本発明の第４実施例であるピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図
【図７】本発明の第５実施例である電力安定供給装置のブロック図
【図８】本発明の第１実施例の瞬低対応の場合の電力安定供給装置のブロック図
【図９】本発明の第４実施例の瞬低対応の場合の電力安定供給装置のブロック図
【図１０】本発明の第５実施例の瞬低対応の場合の電力安定供給装置のブロック図
【図１１】従来のピ−クカット用の電力安定供給装置のブロック図。
【符号の説明】
１、２１、３１、４１、１０１ 電力安定供給装置
１００ 電力系統
５、１２０ 変圧器
６、１０９、１１１、１１４、１１５ 開閉器
Claims (17)
- 直流電力を充放電する２次電池、及び
前記２次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力し、かつ、それ自体の定格電力の３から３０倍の電力を数秒間制御可能なコンバータ
を備える電力安定供給装置。 - 直流電力を充放電する２次電池、及び
前記２次電池と、電力送電電源の系統母線との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記系統母線に出力し、かつ、それ自体の定格電力の１．４から５倍の電力を数分間制御可能なコンバータ
を備える電力安定供給装置。 - 直流電力を充放電する２次電池、及び
前記２次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力し、かつ、それ自体の定格電力の３から３０倍の電力を数秒間制御可能なコンバータ
を備える電力安定供給装置。 - 直流電力を充放電する２次電池、及び
前記２次電池と、電力送電電源の系統母線に接続された負荷との間に接続され、スイッチング素子としてワイドギャップバイポーラ半導体素子を備え、前記系統母線から入力される交流を直流に変換して前記２次電池に出力し、前記２次電池から出力される直流を交流に変換して前記負荷に出力し、かつ、それ自体の定格電力の１．４から５倍の電力を数分間制御可能なコンバータ
を備える電力安定供給装置。 - 前記２次電池と前記コンバータに接続され、前記２次電池への充電電圧を降圧し、前記２次電池の放電電圧を昇圧する双方向のチョッパー回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電力供給安定装置。
- 前記系統母線の電圧を検出し、検出した電圧に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力安定供給装置。 - 前記系統母線の電圧及び電流を検出し、検出した電圧及び電流に基づいて、電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき 、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力安定供給装置。 - 前記系統母線の周波数を検出し、検出した周波数に基づいて電力の需給状態を検出する検出装置、及び
前記検出装置の検出出力に基づいて、前記系統母線に接続された負荷と、電力送電電源との電力の需給が均衡しているとき、前記２次電池を充電し、需要が供給を上回ったとき、前記２次電池を放電して電力を系統母線へ供給するよう前記コンバータを制御する制御回路
をさらに備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力安定供給装置。 - 前記２次電池が、レドックスフロー電池、ナトリウム硫黄電池、リチウムイオン電池、および鉛電池のいずれかであることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を母材とする半導体素子であることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、窒化ガリウムを母材とする半導体素子であることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＧＴＯの少なくとも１つのチップで形成されていることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＩＧＢＴの少なくとも１つのチップで形成されていることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＧＴＯの複数のチップを並列に接続して形成されていることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記ワイドギャップバイポーラ半導体素子が、ＳｉＣのＩＧＢＴの複数のチップを並列に接続して形成されていることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記系統母線とコンバータとの間に連系リアクトルの機能を含むトランスを設けたことを特徴とする請求項１から１５のいずれかに記載の電力安定供給装置。
- 前記系統母線とコンバータとの間に連系リアクトルを設けたことを特徴とする請求項１から１５のいずれかに記載の電力安定供給装置。
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