JP3730984B2 - 関数発生回路及び温度補償型水晶発振器 - Google Patents

Description

本発明は、水晶発振周波数の温度補償に適した関数発生回路と、この関数発生回路を用いた温度補償型水晶発振器とに関するものである。

近年、電子機器では機器の小型化・軽量化が求められ、更に高信頼性、高精度であることを望まれている。このような背景の中、数々の電子機器でクロック信号の生成等に水晶振動子が多く用いられている。水晶振動子を用いた水晶発振回路の発振周波数は、特に周囲温度の変化に対して発振周波数が高安定であることを要求されている。このような水晶振動子の中で最も多く利用されているものに、厚み滑り振動子がある。

厚み滑り振動子を用いた水晶発振回路の発振周波数は、温度補償がなければ、周囲温度Ｔａの変化に従って大きな変化を示すことが知られている。例えば、基準周波数Ｆｒ（基準温度Ｔｒ）に対する発振周波数Ｆａ（周囲温度Ｔａ）の比率は、−３０℃から＋８０℃までの周囲温度Ｔａの範囲で数十ｐｐｍの変動を示す。また、基準周波数Ｆｒにもばらつきがある。このような発振周波数の変動やばらつきは、高精度の電子機器では重大な問題となる。したがって、発振周波数のより安定な水晶発振回路が望まれている。例えば、周波数比率Ｆａ／Ｆｒの変動が２．５ｐｐｍ以内であり、かつ基準周波数Ｆｒのばらつきが０．３ｐｐｍ以内であることが要求される。

そこで、高精度の電子機器では水晶発振周波数の温度補償が行われるのが通例である。例えば、水晶振動子に可変容量ダイオード（バリキャップ・ダイオード）を直列接続し、周囲温度Ｔａに応じた補償電圧を可変容量ダイオードに与える。

ある従来技術によれば、Ｎを１以上の整数とするとき、周囲温度Ｔａによらず一定の電流をＮ個のダイオードの直列回路に流し、かつ周囲温度Ｔａと基準温度Ｔｒとの差に比例した電流をＮ＋１個のダイオードの直列回路に流して、両回路で発生した電圧の差を出力トランジスタのベース・エミッタ間に供給することにより、Ｔａ−ＴｒのＮ＋１乗に比例した電流を出力トランジスタのコレクタに発生する。Ｎ＝２としてＴａ−Ｔｒの３乗に比例した電流を発生し、この電流から可変容量ダイオードに与える補償電圧を生成すれば、３次の温度補償を実現することができる（特許文献１参照）。

温度補償に対する要求精度が更に高いものについては、４次、５次といった高い次数での制御技術が必要になる（特許文献２参照）。
特開平９−１５３１０４号公報 特開２００３−８３８６号公報

ダイオード直列回路を用いた上記従来技術において３次関数発生回路を構成するためには、３個のダイオードの直列回路を駆動できる電源電圧が必要である。また、４次関数発生回路には４個のダイオードの駆動電圧が、５次関数発生回路には５個のダイオードの駆動電圧がそれぞれ要求される。

本発明の目的は、携帯電話機を代表とする携帯機器の消費電力を削減するために、低電圧で動作する関数発生回路及び温度補償型水晶発振器を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、２以上の電流変換回路を縦続接続して３次以上の関数発生回路を構成し、これら電流変換回路の各々は、ｎを１以上の整数とするとき、周囲温度Ｔａと基準温度Ｔｒとの差のｎ乗に比例した電流を入力して、Ｔａ−Ｔｒのｎ＋１乗又は２ｎ乗に比例した電流を出力する機能を有することとしたものである。

本発明によれば、低電圧駆動の電流変換回路を縦続接続して３次以上の関数発生回路を構成することとしたので、低電圧で動作する関数発生回路及び温度補償型水晶発振器を実現することができる。

図１は、本発明に係る温度補償型水晶発振器の構成例を示している。図１の構成は、コントローラ１００と、１次関数発生回路２００と、０次関数発生回路３００と、３次関数発生回路４００と、５次関数発生回路５００と、２本の抵抗１１１，１１２と、可変容量ダイオード１１３と、水晶発振回路６００とを備えている。ここでは、基準温度をＴｒとするとき、水晶発振回路６００の発振周波数を周囲温度Ｔａによらず一定にするために可変容量ダイオード１１３に印加すべき補償電圧Ｖｉｎが、
Ｖｉｎ＝−Ａ（Ｔａ−Ｔｒ）⁵−Ｂ（Ｔａ−Ｔｒ）³＋Ｃ（Ｔａ−Ｔｒ）＋Ｄ
…（１）
で与えられるものとする。Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤは、いずれも０でない定数である。

コントローラ１００は、２７個のフリップフロップで構成された１つのシフトレジスタであって、シリアルデータ信号Ｄｉｎ及びシフトクロック信号ＣＬＫの入力を受け、式（１）中の４定数Ａ、Ｂ、Ｃ及びＤ並びに基準温度Ｔｒを示す信号を供給するものである。信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＴｒは、各々４ビット、４ビット、６ビット、８ビット及び５ビットの信号である。

１次関数発生回路２００は、信号Ａ、Ｂ、Ｃ及びＴｒの入力を受け、周囲温度Ｔａによらず一定のベース電圧Ｖｂｃを電流伝達のために供給する機能と、周囲温度Ｔａによらず一定の電流を排出する電流源Ｉｃ１，Ｉｃ３の機能と、周囲温度Ｔａによらず一定の電流を吸収する電流源Ｉｃ２，Ｉｃ４の機能と、Ｔａ≧Ｔｒの場合にはＴａ−Ｔｒに比例した電流を排出しかつＴａ＜Ｔｒの場合には｜Ｔａ−Ｔｒ｜に比例した電流を吸収する電流源Ｉｔ１，Ｉｔ２，Ｉｔ３の機能とを兼ね備えたものである。

電流源Ｉｃ１，Ｉｃ２，Ｉｔ１に接続された３次関数発生回路４００は、Ｔａ≧ＴｒにおいてＴａ−Ｔｒの３乗に比例し、かつＴａ＜Ｔｒにおいて｜Ｔａ−Ｔｒ｜の３乗に比例した２極性の電流Ｉｔ４を発生するものである。

電流源Ｉｃ３，Ｉｃ４，Ｉｔ２に接続された５次関数発生回路５００は、Ｔａ≧ＴｒにおいてＴａ−Ｔｒの５乗に比例し、かつＴａ＜Ｔｒにおいて｜Ｔａ−Ｔｒ｜の５乗に比例した２極性の電流Ｉｔ５を発生するものである。

０次関数発生回路３００は、ベース電圧Ｖｂｃ及び信号Ｄの入力を受け、周囲温度Ｔａによらず一定の電圧Ｖｃを発生するものである。

２本の抵抗１１１，１１２と可変容量ダイオード１１３との直列接続回路は、１次関数発生回路２００の出力電流Ｉｔ３と、３次関数発生回路４００の出力電流Ｉｔ４と、５次関数発生回路５００の出力電流Ｉｔ５との和を電圧に変換し、かつ該変換により得られた電圧と０次関数発生回路３００の出力電圧Ｖｃとの和を水晶発振回路６００に補償電圧Ｖｉｎとして供給するための手段を構成するものである。この補償電圧Ｖｉｎは、前記の式（１）で与えられる。Ｖｏｕｔは、水晶発振回路６００の出力電圧である。

図２は、１次関数発生回路２００の内部構成を示している。１次関数発生回路２００は、バンドギャップ型電流電圧発生回路２５０と、第１の電流供給回路２６０と、第２の電流供給回路２７０と、第３の電流供給回路２８０と、第４の電流供給回路２９０とで構成されている。

図３は、バンドキャップ型電流電圧発生回路２５０の詳細構成を示している。図３の回路は、２個のＰＮＰトランジスタ２５１，２５７と、５個のＮＰＮトランジスタ２５２，２５３，２５４，２５５，２５９と、２本の抵抗２５６，２５８とで構成されている。Ｖｂｔは周囲温度Ｔａの１次関数で表された電流伝達のためのベース電圧であり、Ｉｔは周囲温度Ｔａに比例して増加する電流であり、Ｖｔは周囲温度Ｔａに比例して増加する電圧である。

図４は、第１の電流供給回路２６０の詳細構成を示している。図４の回路は、演算増幅器２６１と、１個のＮＰＮトランジスタ２６２と、１本の抵抗２６３と、１個のＰＮＰトランジスタ２６４とを備えている。ＰＮＰトランジスタ２６４のベース電圧Ｖｂｃは、周囲温度Ｔａによらず一定のコレクタ電流の伝達に供せられる。図４の回路は、５ビット信号Ｔｒに対応して、ベース電圧Ｖｂｃを共有する５個のＰＮＰトランジスタ２６５と、２個の電流出力回路２６６，２６７と、ＮＰＮトランジスタ２６２のエミッタへの電流帰還のための５個のＰＮＰトランジスタ２６８と、スイッチングのための５個のＮＰＮトランジスタ２６９とを更に備えている。５ビット信号Ｔｒに応じて５個のＮＰＮトランジスタ２６９のうちのオン・トランジスタの数が変更されると、それに応じて電流Ｉｃ１，Ｉｃ２，Ｉｃ３，Ｉｃ４がそれぞれ変更される。

図５は、第２の電流供給回路２７０の詳細構成を示している。図５の回路は、４ビット信号Ａに対応して、ベース電圧Ｖｂｔを共有する４個のＰＮＰトランジスタ２７１と、電流排出のための４個のＰＮＰトランジスタ２７２と、スイッチングのための４個のＮＰＮトランジスタ２７３と、ベース電圧Ｖｂｃを共有する４個のＰＮＰトランジスタ２７４と、電流吸収のための４個のカレントミラー回路を構成する８個のＮＰＮトランジスタ２７５と、スイッチングのための４個のＮＰＮトランジスタ２７６とで構成されている。４ビット信号Ａに応じて４個のＮＰＮトランジスタ２７３のうちのオン・トランジスタの数と４個のＮＰＮトランジスタ２７６のうちのオン・トランジスタの数とが変更されると、それに応じて電流Ｉｔ２が変更される。

図６は、第３の電流供給回路２８０の詳細構成を示している。図６の回路は、４ビット信号Ｂに対応して、ベース電圧Ｖｂｔを共有する４個のＰＮＰトランジスタ２８１と、電流排出のための４個のＰＮＰトランジスタ２８２と、スイッチングのための４個のＮＰＮトランジスタ２８３と、ベース電圧Ｖｂｃを共有する４個のＰＮＰトランジスタ２８４と、電流吸収のための４個のカレントミラー回路を構成する８個のＮＰＮトランジスタ２８５と、スイッチングのための４個のＮＰＮトランジスタ２８６とで構成されている。４ビット信号Ｂに応じて４個のＮＰＮトランジスタ２８３のうちのオン・トランジスタの数と４個のＮＰＮトランジスタ２８６のうちのオン・トランジスタの数とが変更されると、それに応じて電流Ｉｔ１が変更される。

図７は、第４の電流供給回路２９０の詳細構成を示している。図７の回路は、６ビット信号Ｃに対応して、ベース電圧Ｖｂｔを共有する６個のＰＮＰトランジスタ２９１と、電流排出のための６個のＰＮＰトランジスタ２９２と、スイッチングのための６個のＮＰＮトランジスタ２９３と、ベース電圧Ｖｂｃを共有する６個のＰＮＰトランジスタ２９４と、電流吸収のための６個のカレントミラー回路を構成する１２個のＮＰＮトランジスタ２９５と、スイッチングのための６個のＮＰＮトランジスタ２９６とで構成されている。６ビット信号Ｃに応じて６個のＮＰＮトランジスタ２９３のうちのオン・トランジスタの数と６個のＮＰＮトランジスタ２９６のうちのオン・トランジスタの数とが変更されると、それに応じて電流Ｉｔ３が変更される。

図８は、図１中の０次関数発生回路３００の詳細構成を示している。図８の回路は、８ビット信号Ｄに対応して、ベース電圧Ｖｂｃを共有する８個のＰＮＰトランジスタ３０１と、電流排出のための８個のＰＮＰトランジスタ３０２と、スイッチングのための８個のＮＰＮトランジスタ３０３とで構成された電流源を備えている。図８の回路は、周囲温度Ｔａによらず一定の電圧Ｖｃを供給するためのＮＰＮトランジスタ３０４と、２本の抵抗３０５，３０６と、定電圧源３０７とを更に備えている。８ビット信号Ｄに応じて８個のＮＰＮトランジスタ３０３のうちのオン・トランジスタの数が変更されると、それに応じて電圧Ｖｃが変更される。

図９は、図１中の３次関数発生回路４００の詳細構成を示している。図９の回路は、第１の電流変換回路４１０と、第２の電流変換回路４２０と、第３の電流変換回路４３０と、第４の電流変換回路４４０とで構成されている。第１の電流変換回路４１０は、上記従来技術においてＮ＝１として得られる２次関数発生回路であって、３個のダイオード１１，１２，１３と、演算増幅器１４と、ＮＰＮトランジスタ１５とで構成されている。第２の電流変換回路４２０は、３個のＰＮＰトランジスタ３１，３２，３３と、２個のＮＰＮトランジスタ３４，３５と、３本の抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２，Ｒｃとで構成されたカレントミラー回路である。第３の電流変換回路４３０は、第１の電流変換回路４１０の相補回路であって、３個のダイオード４１，４２，４３と、演算増幅器４４と、ＰＮＰトランジスタ４５とで構成されている。第４の電流変換回路４４０は、第２の電流変換回路４２０の相補回路であって、３個のＮＰＮトランジスタ６１，６２，６３と、２個のＰＮＰトランジスタ６４，６５と、３本の抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２，Ｒｃとで構成されている。

Ｔａ≧Ｔｒでは、第１の電流変換回路４１０において、電流Ｉｔ１がダイオード列１１，１２に流れ、ダイオード１１のアノードに電圧を生成する。この電圧をＮＰＮトランジスタ１５のベースに与える一方、ダイオード１３に生成した電圧を演算増幅器１４を介してＮＰＮトランジスタ１５のエミッタに与える。

ここで、電流源Ｉｃ１の電流値を定数Ｉｒとし、ダイオード１３のアノードの電圧をＶ１３とし、ダイオード列１１，１２のアノードの電圧をＶ１１とする。また、各ダイオード及びトランジスタの飽和電流をＩｓとする。このとき、
Ｖ１３＝Ｖｔｈ×ｌｎ（Ｉｒ／Ｉｓ） …（２）
Ｖ１１＝２×Ｖｔｈ×ｌｎ（Ｉｔ１／Ｉｓ） …（３）
Ｖｔｈ＝ｋ×Ｔａ／ｑ …（４）
が成り立つ。ここに、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷量である。また、ＮＰＮトランジスタ１５のコレクタ電流をＩ１５とすると、
Ｉ１５＝Ｉｓ×ｅｘｐ｛（Ｖ１１−Ｖ１３）／Ｖｔｈ｝ …（５）
であるから、式（２）、（３）、（５）より、
Ｉ１５＝Ｉｒ×（Ｉｔ１／Ｉｒ）² …（６）
が得られる。また、
Ｉｔ１＝Ｉｒ×｛（Ｔａ−Ｔｒ)／Ｔｒ｝ …（７）
を満たす電流Ｉｔ１が供給されるものとすると、
Ｉ１５＝Ｉｒ×｛（Ｔａ−Ｔｒ)／Ｔｒ｝² …（８）
が得られる。

同じくＴａ≧Ｔｒにおいて、第２の電流変換回路４２０では、ＮＰＮトランジスタ１５のコレクタ電流Ｉ１５の値に応じた電圧がＰＮＰトランジスタ３１，３２，３３の各々のベースに発生し、この電圧に応じた電流がＰＮＰトランジスタ３２，３３のコレクタから流出する。そして、ＮＰＮトランジスタ３４のはたらきによりＰＮＰトランジスタ３２のコレクタ電流に応じた値の電流がＮＰＮトランジスタ３５のコレクタに流入する。３次関数発生回路４００の出力端子には、ＰＮＰトランジスタ３３のコレクタ電流値とＮＰＮトランジスタ３５のコレクタ電流値との差によって得られる電流が生成される。

ここに、電源端子ＶｃｃとＰＮＰトランジスタ３１，３２の各エミッタとの間に挿入接続された抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２が第１の温度係数を有し、電源端子ＶｃｃとＰＮＰトランジスタ３３のエミッタとの間に挿入接続された抵抗Ｒｃが第２の温度係数を有する。抵抗Ｒｃをポリシリコンで形成すると、その抵抗値を周囲温度Ｔａによらず一定にすることができる。一方、抵抗Ｒｔ１，Ｒｔ２を拡散抵抗で形成すると、その抵抗値Ｒｔの温度係数をＴａ−Ｔｒの１次関数で表すことができる。つまり、定数ａを用いて、
Ｒｔ／Ｒｃ＝１＋ａ×（Ｔａ−Ｔｒ） …（９）
が成り立つ。定数ａの値は、数千ｐｐｍ／℃である。したがって、ＰＮＰトランジスタ３３及びＮＰＮトランジスタ３５のコレクタ電流をそれぞれＩ３３，Ｉ３５とすると、
Ｉ３３＝Ｉ１５×Ｒｔ／Ｒｃ …（１０）
Ｉ３５＝Ｉ１５ …（１１）
Ｉｔ４＝Ｉ３３−Ｉ３５ …（１２）
であるから、
Ｉｔ４＝Ｉｒ×Ｔｒ×ａ｛（Ｔａ−Ｔｒ）／Ｔｒ｝³ …（１３）
が成り立つ。つまり、第２の電流変換回路４２０の出力電流Ｉｔ４は、Ｔａ−Ｔｒの３乗に比例した電流である。

同様に、Ｔａ＜Ｔｒでは、第３及び第４の電流変換回路４３０，４４０が動作し、第４の電流変換回路４４０の出力電流Ｉｔ４として｜Ｔａ−Ｔｒ｜の３乗に比例した電流が得られる。

図１０（ａ）及び図１０（ｂ）は、図９中の第１の電流変換回路４１０における各ダイオード１１，１２，１３をトランジスタ構成とした場合の回路図である。図１０（ａ）では、ＰＮＰトランジスタ１２ａのベース及びコレクタを接地してエミッタに他のＰＮＰトランジスタ１１ａのベースを接続し、両ＰＮＰトランジスタ１１ａ，１２ａのエミッタにそれぞれ電流Ｉｔ１を印加している。図１０（ｂ）では、ＰＮＰトランジスタ１３ａのエミッタをアノードとし、コレクタ及びベースの共通接続部をカソードとして動作させている。このようにして、電流源Ｉｔ１の電流値に応じた２個のＰＮＰトランジスタ１１ａ，１２ａの各々のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１１，Ｖｂｅ１２の和をダイオード２個分の電圧として取り出し、かつ電流源Ｉｃ１の電流値に応じた１個のＰＮＰトランジスタ１３ａのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ１３をダイオード１個分の電圧として取り出すことが可能である。

図１１（ａ）及び図１１（ｂ）は、図９中の第２の電流変換回路４３０における各ダイオード４１，４２，４３をトランジスタ構成とした場合の回路図である。図１１（ａ）では、ＮＰＮトランジスタ４２ａのベース及びコレクタを電源端子Ｖｃｃに接続してエミッタに他のＮＰＮトランジスタ４１ａのベースを接続し、両ＮＰＮトランジスタ４１ａ，４２ａのエミッタからそれぞれ電流Ｉｔ１を流出させている。図１１（ｂ）では、ＮＰＮトランジスタ４３ａのエミッタをカソードとし、コレクタ及びベースの共通接続部をアノードとして動作させている。このようにして、電流源Ｉｔ１の電流値に応じた２個のＮＰＮトランジスタ４１ａ，４２ａの各々のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ４１，Ｖｂｅ４２の和をダイオード２個分の電圧として取り出し、かつ電流源Ｉｃ２の電流値に応じた１個のＮＰＮトランジスタ４３ａのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ４３をダイオード１個分の電圧として取り出すことが可能である。

なお、図１０（ａ）における２個のＰＮＰトランジスタ１１ａ，１２ａの各々のエミッタ電流Ｉｔ１は、２個用意した第３の電流供給回路２８０によりそれぞれ供給される。図１１（ａ）における２個のＮＰＮトランジスタ４１ａ，４２ａの各々のエミッタ電流Ｉｔ１も、両電流供給回路２８０によりそれぞれ供給される。

図１２は、図１中の５次関数発生回路５００の詳細構成を示している。図１２の回路は、第１の電流変換回路５１０と、第２の電流変換回路５２０と、第３の電流変換回路５３０と、第４の電流変換回路５４０と、第５の電流変換回路５５０と、第６の電流変換回路５６０とで構成されている。図１２中の第１、第３、第４及び第６の電流変換回路５１０，５３０，５４０，５６０の構成は、それぞれ図９中の第１、第２、第３及び第４の電流変換回路４１０，４２０，４３０，４４０の構成と同一である。図１２中の第２の電流変換回路５２０は、２個のＰＮＰトランジスタ２１，２２と、２個のダイオード２３，２４と、演算増幅器２５と、１個のＮＰＮトランジスタ２６とで構成されている。第５の電流変換回路５５０は、第２の電流変換回路５２０の相補回路であって、２個のＮＰＮトランジスタ５１，５２と、２個のダイオード５３，５４と、演算増幅器５５と、１個のＰＮＰトランジスタ５６とで構成されている。

Ｔａ≧Ｔｒでは、第１の電流変換回路５１０におけるＮＰＮトランジスタ１５のコレクタ電流Ｉ１５がＴａ−Ｔｒの２乗に比例した電流となっている（式（８）参照）。第２の電流変換回路５２０では、このコレクタ電流Ｉ１５がＰＮＰトランジスタ２１，２２を介してダイオード列２３，２４に流れ、ダイオード２３のアノードに電圧を生成する。この電圧をＮＰＮトランジスタ２６のベースに与える一方、第１の電流変換回路５１０中のダイオード１３に生成した電圧を演算増幅器２５を介してＮＰＮトランジスタ２６のエミッタに与える。

ここで、電流源Ｉｃ３の電流値をＩｒとし、ＰＮＰトランジスタ２２のコレクタ電流をＩ２２とし、ダイオード１３のアノードの電圧をＶ１３とし、ダイオード列２３，２４のアノードの電圧をＶ２３とする。また、各ダイオード及びトランジスタの飽和電流をＩｓとする。このとき、
Ｖ１３＝Ｖｔｈ×ｌｎ（Ｉｒ／Ｉｓ） …（１４）
Ｖ２３＝２×Ｖｔｈ×ｌｎ（Ｉ２２／Ｉｓ） …（１５）
Ｖｔｈ＝ｋ×Ｔａ／ｑ …（１６）
が成り立つ。ここに、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷量である。また、ＮＰＮトランジスタ２６のコレクタ電流をＩ２６とすると、
Ｉ２６＝Ｉｓ×ｅｘｐ｛（Ｖ２３−Ｖ１３）／Ｖｔｈ｝ …（１７）
であるから、式（１４）、（１５）、（１７）より、
Ｉ２６＝Ｉｒ×（Ｉ２２／Ｉｒ）² …（１８）
が得られる。また、Ｉ２２＝Ｉ１５であるから、
Ｉ２２＝Ｉｒ×｛（Ｔａ−Ｔｒ)／Ｔｒ｝² …（１９）
である。したがって、式（１８）、（１９）より、
Ｉ２６＝Ｉｒ×｛（Ｔａ−Ｔｒ)／Ｔｒ｝⁴ …（２０）
が得られる。つまり、第２の電流変換回路５２０の出力電流は、Ｔａ−Ｔｒの４乗に比例した電流である。したがって、第３の電流変換回路５３０の出力電流Ｉｔ５は、Ｔａ−Ｔｒの５乗に比例した電流となる。

同様に、Ｔａ＜Ｔｒでは、第４、第５及び第６の電流変換回路５４０，５５０，５６０が動作し、第６の電流変換回路５６０の出力電流Ｉｔ５として｜Ｔａ−Ｔｒ｜の５乗に比例した電流が得られる。

なお、図１２において、ダイオード列２３，２４は図１０（ａ）と同様のトランジスタ構成に、ダイオード列５３，５４は図１１（ａ）と同様のトランジスタ構成にそれぞれ変更可能である。

図１３は、図１中の水晶発振回路６００の詳細構成を示している。図１３の回路は、コルピッツ型の水晶発振回路であって、水晶振動子６０１と、ＮＰＮトランジスタ６０２と、定電圧源６０３と、４本の抵抗６０４，６０５，６０６，６０７と、２個のコンデンサ６０８，６０９と、１個のカップリングコンデンサ６１０とで構成されている。図１３ではＮＰＮトランジスタ６０２のコレクタから出力電圧Ｖｏｕｔが導出されているが、該ＮＰＮトランジスタ６０２のエミッタから出力電圧Ｖｏｕｔを導出するようにしてもよい。

以上説明してきたとおり、図１の温度補償型水晶発振器によれば、３次関数発生回路４００及び５次関数発生回路５００を含むいずれの回路においても、３個以上のダイオードの直列回路を駆動できるほど高い電圧を必要としないので、電源端子Ｖｃｃの電圧を低くすることができる。

図１４は、図１の温度補償型水晶発振器に付加することができる４次関数発生回路の詳細構成を示している。図１４の回路は、図１２中の第３及び第６の電流変換回路５３０，５６０を単なるカレントミラー回路５３５，５６５に置き換えたものであって、電流源Ｉｃ５，Ｉｃ６，Ｉｔ６に接続されて動作し、Ｔａ≧ＴｒにおいてＴａ−Ｔｒの４乗に比例し、かつＴａ＜Ｔｒにおいて｜Ｔａ−Ｔｒ｜の４乗に比例した２極性の電流Ｉｔ７を発生することができる。

図１５は、図９の３次関数発生回路４００の変形例を示している。図１５の回路は、第１の電流変換回路４５１と、第２の電流変換回路４５２と、第３の電流変換回路４６１と、第４の電流変換回路４６２とで構成されている。これらの電流変換回路４５１，４５２，４６１，４６２はいずれも、図９中の第２及び第４の電流変換回路４２０，４４０と同じ動作原理で、Ｔａ−Ｔｒのｎ乗（ｎは１以上の整数）に比例した電流を入力して、Ｔａ−Ｔｒのｎ＋１乗に比例した電流を出力するものである。したがって、図１５の３次関数発生回路４００によっても、Ｔａ≧ＴｒにおいてＴａ−Ｔｒの３乗に比例し、かつＴａ＜Ｔｒにおいて｜Ｔａ−Ｔｒ｜の３乗に比例した２極性の電流Ｉｔ４を発生することができる。

なお、図１５における電流変換回路の縦続段数を増やせば、４次以上の関数発生回路を得ることができる。また、図１２及び図１４中の第２及び第５の電流変換回路５２０，５５０を図１５と同様の構成に置き換えることも可能である。

以上説明してきたとおり、本発明に係る関数発生回路及び温度補償型水晶発振器は、低電圧で動作するので、携帯電話機を代表とする携帯機器等に有用である。

本発明に係る温度補償型水晶発振器の構成例を示すブロック図である。 図１中の１次関数発生回路の内部構成を示すブロック図である。 図２中のバンドキャップ型電流電圧発生回路の詳細構成を示す回路図である。 図２中の第１の電流供給回路の詳細構成を示す回路図である。 図２中の第２の電流供給回路の詳細構成を示す回路図である。 図２中の第３の電流供給回路の詳細構成を示す回路図である。 図２中の第４の電流供給回路の詳細構成を示す回路図である。 図１中の０次関数発生回路の詳細構成を示す回路図である。 図１中の３次関数発生回路の詳細構成を示す回路図である。 （ａ）及び（ｂ）は図９中の第１の電流変換回路における各ダイオードをトランジスタ構成とした場合の回路図である。 （ａ）及び（ｂ）は図９中の第３の電流変換回路における各ダイオードをトランジスタ構成とした場合の回路図である。 図１中の５次関数発生回路の詳細構成を示す回路図である。 図１中の水晶発振回路の詳細構成を示す回路図である。 図１の温度補償型発振器に付加することができる４次関数発生回路の詳細構成を示す回路図である。 図９の３次関数発生回路の変形例を示す回路図である。

符号の説明

１１，１２，１３ ダイオード
１１ａ，１２ａ，１３ａ トランジスタ
１４ 演算増幅器
１５ トランジスタ
２１，２２，２６ トランジスタ
２３，２４ ダイオード
２５ 演算増幅器
３１〜３５ トランジスタ
４１，４２，４３ ダイオード
４１ａ，４２ａ，４３ａ トランジスタ
４４ 演算増幅器
４５ トランジスタ
５１，５２，５６ トランジスタ
５３，５４ ダイオード
５５ 演算増幅器
６１〜６５ トランジスタ
１００ コントローラ
１１１，１１２ 抵抗
１１３ 可変容量ダイオード
２００ １次関数発生回路
３００ ０次関数発生回路
４００ ３次関数発生回路
４１０，４２０，４３０，４４０ 電流変換回路
４５１，４５２ 電流変換回路
４６１，４６２ 電流変換回路
５００ ５次関数発生回路
５１０，５２０，５３０，５４０，５５０，５６０ 電流変換回路
５３５，５６５ カレントミラー回路
６００ 水晶発振回路
６０１ 水晶振動子
Ｒｔ１，Ｒｔ２，Ｒｃ 抵抗

Claims (6)

1. ２以上の電流変換回路を縦続接続してなる関数発生回路であって、
   前記２以上の電流変換回路の各々は、ｎを１以上の整数とするとき、周囲温度と基準温度との差のｎ乗に比例した電流を入力して、周囲温度と基準温度との差のｎ＋１乗又は２ｎ乗に比例した電流を出力する機能を有することを特徴とする関数発生回路。
2. 請求項１記載の関数発生回路において、
   前記２以上の電流変換回路のうち少なくとも１つは、
   周囲温度と基準温度との差に比例した電流が流れる２個のＰＮ接合の直列接続を有する第１の回路と、
   周囲温度によらず一定の電流が流れる１個のＰＮ接合を有する第２の回路と、
   前記第１及び第２の回路の各々で発生した電圧の差をベース・エミッタ間に受け取る出力トランジスタとを備え、
   前記出力トランジスタのコレクタに周囲温度と基準温度との差の２乗に比例した電流を発生することを特徴とする関数発生回路。
3. 請求項１記載の関数発生回路において、
   前記２以上の電流変換回路のうち少なくとも１つは、
   周囲温度と基準温度との差の２乗に比例した電流が流れる２個のＰＮ接合の直列接続を有する第１の回路と、
   周囲温度によらず一定の電流が流れる１個のＰＮ接合を有する第２の回路と、
   前記第１及び第２の回路の各々で発生した電圧の差をベース・エミッタ間に受け取る出力トランジスタとを備え、
   前記出力トランジスタのコレクタに周囲温度と基準温度との差の４乗に比例した電流を発生することを特徴とする関数発生回路。
4. 請求項１記載の関数発生回路において、
   前記２以上の電流変換回路のうち少なくとも１つは、
   第１の温度係数を有する抵抗に入力電流を与えて発生した電圧を第２の温度係数を有する抵抗に印加して、前記第２の温度係数を有する抵抗を流れる電流に応じた電流を出力することを特徴とする関数発生回路。
5. 請求項４記載の関数発生回路において、
   前記第１の温度係数は周囲温度と基準温度との差の１次関数であり、前記第２の温度係数は周囲温度によらず一定であることを特徴とする関数発生回路。
6. 水晶振動子を用いた水晶発振回路と、
   周囲温度に応じた補償電圧に従って前記水晶発振回路の発振周波数を制御するための制御手段と、
   前記補償電圧を生成するための関数発生回路とを備えた温度補償型水晶発振器であって、
   前記関数発生回路は、２以上の電流変換回路を縦続接続してなり、
   前記２以上の電流変換回路の各々は、ｎを１以上の整数とするとき、周囲温度と基準温度との差のｎ乗に比例した電流を入力して、周囲温度と基準温度との差のｎ＋１乗又は２ｎ乗に比例した電流を出力する機能を有することを特徴とする温度補償型水晶発振器。

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