JP3708159B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3708159B2 JP3708159B2 JP7169195A JP7169195A JP3708159B2 JP 3708159 B2 JP3708159 B2 JP 3708159B2 JP 7169195 A JP7169195 A JP 7169195A JP 7169195 A JP7169195 A JP 7169195A JP 3708159 B2 JP3708159 B2 JP 3708159B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input
- igbt
- loss
- resonance capacitor
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、インバータ回路を切り換えて負荷とのマッチングを補正する誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の誘導加熱調理器は特公平２−３１４７１号公報に示すような構成が一般的であった。以下、その構成について図９を参照しながら説明する。
【０００３】
図に示すように、直流電源１と、直流電源１の高電位側に接続される第１の加熱コイル２と第２の加熱コイル３と、第１の加熱コイル２と第２の加熱コイル３に接続される切り換えスイッチ４と、切り換えスイッチ４に接続される切り換えスイッチ５と、切り換えスイッチ５に接続される第１の共振コンデンサ６と第２の共振コンデンサ７と、切り換えスイッチ５と第１の共振コンデンサ６または第２の共振コンデンサ７の直列回路と並列接続されるＦＷＤ内蔵のＩＧＢＴ８によりインバータ回路が構成されている。また、周波数切り換え手段９と磁気検出装置１０が備えられ、磁気検出装置１０は、切り換えスイッチ４と切り換えスイッチ５と周波数切り換え手段９に接続される。
【０００４】
上記構成において、図１０を用いて動作を説明する。まず、磁気検出装置１０は負荷の磁性を検出して磁性鍋か非磁性鍋かを判定し、その結果、負荷が磁性体の場合には、切り換えスイッチ４は第１の加熱コイル２に接続され、切り換えスイッチ５は第１の共振コンデンサ６に接続され、第１の加熱コイル２と第１の共振コンデンサ６で共振回路が構成される。周波数切り換え手段９は、第１の加熱コイル２と第１の共振コンデンサ６で構成された共振回路に対応する周波数でＩＧＢＴ８を駆動する。この場合、図１０に示すように、磁性体で作られた標準鍋は、最大入力を得ることができ、通常、回路の中で損失が最も大きくなるＩＧＢＴ８も冷却可能損失以下にすることができる。仮に、共振回路が第１の加熱コイル２と第１の共振コンデンサ６とで構成されている状態で非磁性鍋を用いて動作させた場合、同じ入力におけるＩＧＢＴ８の損失は、非磁性鍋を用いた時の方が磁性鍋使用時より大きくなるので、ＩＧＢＴ８の損失を冷却可能損失以下にするためには、図１０の点線で示すように最大入力を得ることはできない。
【０００５】
次に、磁気検出装置の判定により負荷が非磁性体の場合には、切り換えスイッチ４は第２の加熱コイル３に接続され、切り換えスイッチ６は第２の共振コンデンサ７に接続され、第２の加熱コイル３と第２の共振コンデンサ７で共振回路が構成される。周波数切り換え手段９は、第２の加熱コイル３と第２の共振コンデンサ７で構成された共振回路に対応する周波数でＩＧＢＴ８を駆動する。
【０００６】
この場合、第２の加熱コイル３のインダクタンスＬ２を第１の加熱コイル２のインダクタンスＬ１より大きく設定し、第２の共振コンデンサ７のキャパシタンスＣ２を第１の共振コンデンサ６のキャパシタンスＣ１より大きく設定しておけば、非磁性体負荷と回路とのマッチングを補正して良くすることができ、負荷が非磁性鍋の場合でも最大入力を得ることができ、ＩＧＢＴ８の損失も冷却可能損失以下にすることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の誘導加熱調理器では、磁気検出装置１０により負荷の磁性を検出し、負荷の磁性に応じて切り換えスイッチ４と切り換えスイッチ５で加熱コイルと共振コンデンサを切り換えることで、それぞれの負荷と回路とのマッチングを補正して良くし、磁性鍋、非磁性鍋によらず最大入力を得ることができ、ＩＧＢＴ８の損失も冷却可能損失以下にすることができるものであるが、磁気検出装置１０は、負荷の磁性だけを検出するものであるので、負荷が鍋底に銅をコートした磁性鍋（以下、銅ばり鍋と称す。）などの場合には、磁気検出装置１０により負荷が銅ばり鍋であることを特定できず、負荷が銅ばり鍋の場合は、負荷と加熱コイルとの結合が良くなるため、入力を小さくした場合のＩＧＢＴ８のスイッチング動作は、ＩＧＢＴ８の両端電圧（以下、Ｖｃｅと称す。）がＶｃｅ≦０Ｖでオンするゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと称す。）にはならなく、ＩＧＢＴ８がオンする瞬間のＶｃｅは、Ｖｃｅ＝Ｖｏｎ＞０Ｖとなり、最小入力時のＩＧＢＴ８の損失は、Ｖｏｎの２乗に比例するＩＧＢＴ８のオン遷移時の損失の影響で冷却可能損失を大幅に超えてしまい、最小入力で動作させることができない。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、銅ばり鍋を含め、いかなる負荷においても最小入力時のスイッチング素子（上記例ではＩＧＢＴ８）の損失を冷却可能損失以下にし、最小入力を実現することに加え安定した制御動作を得ることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
また、目的を達成するために本発明の第１の手段は、直流電源と、前記直流電源の高電位側に一端を接続される加熱コイルと、前記加熱コイルに並列接続される第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列接続される直列接続された第２の共振コンデンサと開閉手段と、前記加熱コイルの他端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の高電位側に接続され、前記スイッチング素子の両端電圧の最大値を検出する電圧検知手段とを備え、前記電圧検知手段が検出した前記スイッチング素子の両端電圧の最大値が、入力を下げることにより第１の所定値以下に下がると、前記開閉手段が前記第２の共振コンデンサを切り離し、前記第２の共振コンデンサを切り離した後は、前記電圧検知手段が検出した前記スイッチング素子の両端電圧の最大値が前記第１の所定値より大きく設定された第２の所定値より大きくならない限り、前記開閉手段は前記第２の共振コンデンサを接続しないことを特徴とする誘導加熱調理器とする。
【００１０】
【作用】
第１には、加熱コイルに並列接続される第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列接続される第２の共振コンデンサと開閉手段との直列回路において、前記開閉手段は入力が小さくなって電圧検出手段が検出したＶｃｅが第１の所定値以下になると開放するので、前記加熱コイルと並列接続される前記第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサの合成静電容量は小さくなり、上記作用と同様にＶｏｎを小さくでき、最小入力時のスイッチング素子の損失を低減できる。この状態で、入力が多少変動しても開閉手段は、電圧検出手段が検出したＶｃｅが第１の所定値より大きく設定された第２の所定値より大きくならない限り閉塞しないので、安定した制御を得ることができる。
【００１１】
【実施例】
以下、本発明の第１の実施例について図１〜図４を参照しながら説明する。図１において、１０１は直流電源で、直流電源１０１の高電位側には加熱コイル１０２の一端が接続され、加熱コイル１０２には、第１の共振コンデンサ１０３と、第２の共振コンデンサ１０４と開閉手段であるリレー１０５の直列回路とが共に並列接続され、加熱コイル１０２の他端にはスイッチング素子であるＦＷＤ内蔵のＩＧＢＴ１０６が接続されており、インバータ回路が構成されている。ＩＧＢＴ１０６の高電位側には電圧検知手段であるＶｃｅｐ検知回路１０７が接続されている。
【００１２】
上記構成において動作を説明すると、負荷が銅ばり鍋の場合、まずリレー１０５がオンして第２の共振コンデンサ１０４が接続され共振コンデンサの合成静電容量が大きい状態で動作が開始すると、入力は最大入力まで徐々に増加し、ＩＧＢＴ１０６の両端電圧の最大値（以下、Ｖｃｅｐと称す。）は、図２に示すように入力の増加に伴って徐々に増加し、図２のＡ点で安定する。
【００１３】
この時、ＩＧＢＴ１０６の電圧・電流波形は図３（ａ）に示すようになり、ＩＧＢＴ１０６のスイッチング動作はＺＶＳとなり、ＩＧＢＴ１０６がオフからオンに遷移する瞬間の両端電圧Ｖｃｅは、Ｖｃｅ≦０Ｖとなり、ＩＧＢＴ１０６の損失は冷却可能損失以下となる。この状態から入力を小さくすると、Ｖｃｅｐは入力の減少に伴って小さくなり、ＩＧＢＴ１０６に流れる電流Ｉｃも小さくなるのでＩＧＢＴ１０６の損失も徐々に減少する。
【００１４】
しかし、入力が例えばＰｉｎ３になるとＩＧＢＴ１０６の電圧・電流波形は図３（ｂ）に示すようにＺＶＳできなくなり、ＩＧＢＴ１０６がオフからオンに遷移する瞬間のＶｃｅは、Ｖｃｅ＝Ｖｏｎ３＞０Ｖになり、ＩＧＢＴ１０６の損失は、Ｖｏｎ３の２乗に比例するオン遷移時の損失成分が発生するので、入力Ｐｉｎ３付近を境に入力の減少に伴って上昇する。入力がＰｉｎ１になるとＩＧＢＴ１０６の損失は冷却許容損失値となるが、Ｖｃｅｐは第１の所定値Ｖｃｅｐ１になるので、Ｖｃｅｐ検知回路１０７は、ＩＧＢＴ１０６をオフしてインバータ回路の動作を停止して１秒経過後にリレー１０５をオフし、第２の共振コンデンサ１０４を切り離して再びインバータ回路を起動し、入力をＰｉｎ１にする。
【００１５】
この時、加熱コイル１０２と並列接続される共振コンデンサの合成静電容量は、第２の共振コンデンサが切り離されているので小さく、Ｐｉｎ１におけるＩＧＢＴ１０６の両端電圧Ｖｃｅｐ１１は、第２の共振コンデンサ１０４が接続されている場合のＩＧＢＴ１０６の両端電圧Ｖｃｅｐ１に比べ大きくなり、ＩＧＢＴ１０６の両端電圧Ｖｃｅは、直流電源１０１の電圧Ｅを漸近線として振動するので、Ｖｏｎは小さくなることになり、Ｖｏｎに起因するＩＧＢＴ１０６の損失成分は低減でき、ＩＧＢＴ１０６の損失は冷却可能損失より小さくなる。
【００１６】
この状態からさらに入力を小さくして最小入力にした場合、インバータ回路は第２の共振コンデンサ１０４を切り離した状態のまま動作するので、ＩＧＢＴ１０６の損失は入力の減少に伴って増加するが、その値は最小入力時でも冷却可能損失以下にすることができる。
【００１７】
次に、この状態から入力を増加すると、入力の増加に伴ってＶｃｅｐも増加するが、Ｖｃｅｐが第２の所定値Ｖｃｅｐ２より小さい場合、インバータ回路は第２の共振コンデンサ１０４を切り離した状態で動作し、ＶｃｅｐがＶｃｅｐ２以上になると、Ｖｃｅｐ検出回路１０７は、ＩＧＢＴ１０６をオフしてインバータ回路の動作を停止し１秒経過した後リレー１０５をオンし、第２の共振コンデンサ１０４を接続して共振コンデンサの合成静電容量を大きくして再びインバータ回路を起動し、入力をＰｉｎ２にし、以降、最大入力までこの状態で動作するので、入力の増大によってＶｃｅｐが過大になりＩＧＢＴ１０６の耐圧を超えることはなく、ＩＧＢＴ１０６の損失も冷却許容損失以下にできる。
【００１８】
このように、本発明の第１の実施例の誘導加熱調理器によれば、共振コンデンサ切り換え手段であるリレー１０５と、電圧検知手段であるＶｃｅｐ検知回路１０７を備えているので、Ｖｃｅｐ検知回路１０７がスイッチング素子であるＩＧＢＴ１０６の両端電圧の最大値Ｖｃｅｐを検出することで入力の減少に伴い発生するＶｏｎに起因するＩＧＢＴ１０６の損失成分の増加を間接的に検出でき、ＩＧＢＴ１０６の損失が冷却許容損失になるとリレー１０５により第２の共振コンデンサ１０４を切り離して負荷とのマッチングを改良してＶｏｎを低減しＩＧＢＴ１０６の損失を低減できるので、最小入力におけるＩＧＢＴ１０６の損失を冷却許容損失以下にすることができ加熱効率を良くすることができ、銅ばり鍋においても最小入力を実現できる。
【００１９】
また、Ｖｃｅｐ検知回路１０７は、検出出力が所定値になった時に第２の共振コンデンサを開閉するが、第２の共振コンデンサ１０４を開放する時の所定値と第２の共振コンデンサ１０４を接続する時の所定値を幅を持たせた異なる値に設定しているので、Ｖｃｅｐ検知回路１０７の検出出力が多少変動しても第２の共振コンデンサ１０４の開閉動作が頻繁に繰り返される心配はなく、安定した共振コンデンサ切り換え動作を得ることができる。
【００２０】
さらに、Ｖｃｅｐ検知回路１０７は、第２の共振コンデンサ１０４をリレー１０５により開閉する場合、ＩＧＢＴ１０６をオフしてインバータ回路の動作を停止して１秒経過後に切り換えるので、リレー１０５の接点は０Ｖで開閉でき、リレーの信頼性・耐久性を共に良くすることができる。
【００２１】
なお、本第１の実施例では、加熱コイル１０２と並列接続される共振コンデンサについて、第１の共振コンデンサ１０３と第２の共振コンデンサ１０４を並列接続し、第２の共振コンデンサ１０４をリレー１０５で開閉することで共振コンデンサの合成静電容量を切り換えていたが、図４に示すように、加熱コイル１０２と並列接続される共振コンデンサを、第１の共振コンデンサ１０３と第２の共振コンデンサ１０４を直列接続し、第２の共振コンデンサ１０４と並列にリレー１０５を接続する構成にして、リレー１０５の開閉により共振コンデンサを切り換えても上記第１の実施例と同様の効果を有する。
【００２２】
また、共振コンデンサの切り換えは２段階切り換えである必要はなく、図５に示すように３段階にしても、それ以上にしても良く、この場合、スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０６をさらに低損失化でき、加熱効率をさらに良くすることが期待できる。
【００２３】
また、共振コンデンサ切り換え手段は、リレーに限る必要はなく、半導体素子を用いても上記第１の実施例と同様の効果を有する。
【００２４】
さらに、共振コンデンサの接続場所は、図６に示すようにスイッチング素子と並列接続されても良い。
【００２５】
以下、本発明の第２の実施例について図７〜図８を参照しながら説明する。図７において、２１４はＡＣ２００Ｖの商用電源で、商用電源２１４は、カレントトランス２１６を経て整流器２１５に入力され、整流器２１５の出力は、平滑コンデンサ２０１に接続され、整流器２１５と平滑コンデンサ２０１は直流電源を構成している。平滑コンデンサ２０１の高電位側には加熱コイル２０２の一端が接続され、加熱コイル２０２には、第１の共振コンデンサ２０３と、第２の共振コンデンサ２０４と開閉手段であるリレー２０５の直列回路とが共に並列接続され、加熱コイル２０２の他端にはスイッチング素子であるＦＷＤ内蔵のＩＧＢＴ２０６が接続されており、インバータ回路が構成されている。カレントトランス２１６とリレー２０５とＩＧＢＴ２０６は制御回路２０７にも接続され、制御回路２０７は入力設定手段である入力設定部２０８に接続される。入力設定部２０８は５つの入力設定キー２０９〜２１３を備えている。
【００２６】
上記構成において動作を説明すると、制御回路２０７はカレントトランス２１６の出力より間接的に入力を検出し、入力設定部２０８にある入力設定キーで設定される入力になるようにＩＧＢＴ２０６を駆動するが、入力設定部２０８にある入力設定キーと入力の関係は図８の表に示すようになっている。入力設定部２０８にあるいずれかの入力設定キーが押されると、制御回路２０７は、入力設定部２０８にある５つの入力設定キーの内いずれの入力設定キーが押されたかを検出する。
【００２７】
その結果、入力設定キー２１２、２１３が押された場合は、まず、リレー２０５をオンして第２の共振コンデンサ２０４をインバータ回路に接続し、それからＩＧＢＴ２０６を駆動を始めインバータ回路を動作させ、図８の表に示した入力にするが、入力設定キー２１２、２１３が押された場合に設定される入力は大きいので、負荷が銅ばり鍋の場合でもＶｏｎは発生せずＩＧＢＴ２０６の損失は冷却可能損失以下になる。また、入力設定キー２０９、２１０、２１１が押された場合は、まず、リレー２０５をオフして第２の共振コンデンサ２０５をインバータ回路から切り離し、加熱コイル２０２と並列接続される共振コンデンサの静電容量を小さくした後ＩＧＢＴ２０６を駆動し始めインバータ回路を動作させ、図８の表に示した入力にするのであるが、入力設定キー２０９、２１０、２１１が押された場合に設定される入力は小さいのでＶｏｎは発生し易くなるが、加熱コイル２０２と並列接続される共振コンデンサの静電容量は小さい状態になっているので、Ｖｏｎの値は小さくでき、ＩＧＢＴ２０６の損失は、この場合においても冷却許容損失以下にできる。
【００２８】
このように、本発明の第２の実施例の誘導加熱調理器によれば、制御回路２０７が、入力設定手段である入力設定部２０８で設定される入力が小さい場合に、リレー２０５をオフし、加熱コイル２０２と並列接続される共振コンデンサの合成静電容量を小さくするので、入力が小さくなるに従って大きくなるＶｏｎを小さく抑えることができ、Ｖｏｎの２乗に比例して増加するＩＧＢＴ２０６のオン遷移時の損失成分を低減でき、最小入力におけるＩＧＢＴ２０６の損失を冷却許容損失以下にすることができ、加熱効率を良くすることができる。
【００２９】
また、制御回路２０７は、入力設定手段２０８の入力設定キーに応じて共振コンデンサを切り換えるので、上記第１の実施例で示したＶｃｅｐ検知回路１０７などインバータ回路の動作状態を検出する必要はなく、回路を低コスト化できる。
【００３０】
なお、本第２の実施例では、入力設定手段である入力設定部２０８について５段階の非連続的な入力設定にしたが、５段階に限る必要はなく、また、入力を最小入力から最大入力まで連続的に可変できるものであっても良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上実施例から明らかなように本発明によれば、インバータ回路を構成する共振コンデンサの静電容量を切り換え可能とし、スイッチング素子の高電位側に電圧検知手段を接続しているので、電圧検知手段は、入力が小さくなりスイッチング素子がＺＶＳできなくなった場合のオン遷移時の電圧Ｖｏｎを、スイッチング素子の両端電圧Ｖｃｅにより間接的に検出でき、Ｖｃｅが第１の所定値以下になりＶｏｎが増大すると、共振コンデンサを切り換えて静電容量を小さくするのでＶｏｎを低減でき、Ｖｏｎの２乗に比例するスイッチング素子のオン遷移時の損失成分を著しく低減でき、最小入力時のスイッチング素子の損失を冷却可能損失以下にでき、加熱効率を良くすることができ、負荷が銅ばり鍋の場合でも最小入力での動作を実現できる。
【００３２】
また、共振コンデンサの静電容量を小さく切り換える場合のスイッチング素子の両端電圧と、元に戻す場合のスイッチング素子の電圧を異なる値に設定しているので、スイッチング素子の両端電圧が多少変動しても共振コンデンサが頻繁に切り換わることはなく、安定した動作を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器の概略回路図
【図２】 （ａ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−Ｖｃｅｐ特性図
（ｂ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−Ｖｏｎ特性図
（ｃ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−ＩＧＢＴ１０６の損失特性図
（ｄ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−共振コンデンサの合成容量特性図
【図３】 （ａ）同誘導加熱調理器の最大入力時の電圧電流波形図
（ｂ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ３時の電圧電流波形図
【図４】 同誘導加熱調理器の他の概略回路図
【図５】 同誘導加熱調理器の他の概略回路図
【図６】 同誘導加熱調理器の他の概略回路図
【図７】 本発明の第２の実施例における誘導加熱調理器の概略回路図
【図８】 同誘導加熱調理器の動作を説明する図
【図９】 従来の誘導加熱調理器の概略回路図
【図１０】 従来の誘導加熱調理器の動作を説明する波形図
【符号の説明】
１０１…直流電源
１０２、２０２…加熱コイル
１０３、２０３…第１の共振コンデンサ
１０４、２０４…第２の共振コンデンサ
１１４…共振コンデンサ
１０６、２０６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
１０５、１１５…リレー（共振コンデンサ切換手段、開閉手段）
１０７…Ｖｃｅｐ検知回路（電圧検知手段）
２０８…入力設定部（入力設定手段）
【産業上の利用分野】
本発明は、インバータ回路を切り換えて負荷とのマッチングを補正する誘導加熱調理器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の誘導加熱調理器は特公平２−３１４７１号公報に示すような構成が一般的であった。以下、その構成について図９を参照しながら説明する。
【０００３】
図に示すように、直流電源１と、直流電源１の高電位側に接続される第１の加熱コイル２と第２の加熱コイル３と、第１の加熱コイル２と第２の加熱コイル３に接続される切り換えスイッチ４と、切り換えスイッチ４に接続される切り換えスイッチ５と、切り換えスイッチ５に接続される第１の共振コンデンサ６と第２の共振コンデンサ７と、切り換えスイッチ５と第１の共振コンデンサ６または第２の共振コンデンサ７の直列回路と並列接続されるＦＷＤ内蔵のＩＧＢＴ８によりインバータ回路が構成されている。また、周波数切り換え手段９と磁気検出装置１０が備えられ、磁気検出装置１０は、切り換えスイッチ４と切り換えスイッチ５と周波数切り換え手段９に接続される。
【０００４】
上記構成において、図１０を用いて動作を説明する。まず、磁気検出装置１０は負荷の磁性を検出して磁性鍋か非磁性鍋かを判定し、その結果、負荷が磁性体の場合には、切り換えスイッチ４は第１の加熱コイル２に接続され、切り換えスイッチ５は第１の共振コンデンサ６に接続され、第１の加熱コイル２と第１の共振コンデンサ６で共振回路が構成される。周波数切り換え手段９は、第１の加熱コイル２と第１の共振コンデンサ６で構成された共振回路に対応する周波数でＩＧＢＴ８を駆動する。この場合、図１０に示すように、磁性体で作られた標準鍋は、最大入力を得ることができ、通常、回路の中で損失が最も大きくなるＩＧＢＴ８も冷却可能損失以下にすることができる。仮に、共振回路が第１の加熱コイル２と第１の共振コンデンサ６とで構成されている状態で非磁性鍋を用いて動作させた場合、同じ入力におけるＩＧＢＴ８の損失は、非磁性鍋を用いた時の方が磁性鍋使用時より大きくなるので、ＩＧＢＴ８の損失を冷却可能損失以下にするためには、図１０の点線で示すように最大入力を得ることはできない。
【０００５】
次に、磁気検出装置の判定により負荷が非磁性体の場合には、切り換えスイッチ４は第２の加熱コイル３に接続され、切り換えスイッチ６は第２の共振コンデンサ７に接続され、第２の加熱コイル３と第２の共振コンデンサ７で共振回路が構成される。周波数切り換え手段９は、第２の加熱コイル３と第２の共振コンデンサ７で構成された共振回路に対応する周波数でＩＧＢＴ８を駆動する。
【０００６】
この場合、第２の加熱コイル３のインダクタンスＬ２を第１の加熱コイル２のインダクタンスＬ１より大きく設定し、第２の共振コンデンサ７のキャパシタンスＣ２を第１の共振コンデンサ６のキャパシタンスＣ１より大きく設定しておけば、非磁性体負荷と回路とのマッチングを補正して良くすることができ、負荷が非磁性鍋の場合でも最大入力を得ることができ、ＩＧＢＴ８の損失も冷却可能損失以下にすることができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の誘導加熱調理器では、磁気検出装置１０により負荷の磁性を検出し、負荷の磁性に応じて切り換えスイッチ４と切り換えスイッチ５で加熱コイルと共振コンデンサを切り換えることで、それぞれの負荷と回路とのマッチングを補正して良くし、磁性鍋、非磁性鍋によらず最大入力を得ることができ、ＩＧＢＴ８の損失も冷却可能損失以下にすることができるものであるが、磁気検出装置１０は、負荷の磁性だけを検出するものであるので、負荷が鍋底に銅をコートした磁性鍋（以下、銅ばり鍋と称す。）などの場合には、磁気検出装置１０により負荷が銅ばり鍋であることを特定できず、負荷が銅ばり鍋の場合は、負荷と加熱コイルとの結合が良くなるため、入力を小さくした場合のＩＧＢＴ８のスイッチング動作は、ＩＧＢＴ８の両端電圧（以下、Ｖｃｅと称す。）がＶｃｅ≦０Ｖでオンするゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳと称す。）にはならなく、ＩＧＢＴ８がオンする瞬間のＶｃｅは、Ｖｃｅ＝Ｖｏｎ＞０Ｖとなり、最小入力時のＩＧＢＴ８の損失は、Ｖｏｎの２乗に比例するＩＧＢＴ８のオン遷移時の損失の影響で冷却可能損失を大幅に超えてしまい、最小入力で動作させることができない。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、銅ばり鍋を含め、いかなる負荷においても最小入力時のスイッチング素子（上記例ではＩＧＢＴ８）の損失を冷却可能損失以下にし、最小入力を実現することに加え安定した制御動作を得ることである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
また、目的を達成するために本発明の第１の手段は、直流電源と、前記直流電源の高電位側に一端を接続される加熱コイルと、前記加熱コイルに並列接続される第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列接続される直列接続された第２の共振コンデンサと開閉手段と、前記加熱コイルの他端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の高電位側に接続され、前記スイッチング素子の両端電圧の最大値を検出する電圧検知手段とを備え、前記電圧検知手段が検出した前記スイッチング素子の両端電圧の最大値が、入力を下げることにより第１の所定値以下に下がると、前記開閉手段が前記第２の共振コンデンサを切り離し、前記第２の共振コンデンサを切り離した後は、前記電圧検知手段が検出した前記スイッチング素子の両端電圧の最大値が前記第１の所定値より大きく設定された第２の所定値より大きくならない限り、前記開閉手段は前記第２の共振コンデンサを接続しないことを特徴とする誘導加熱調理器とする。
【００１０】
【作用】
第１には、加熱コイルに並列接続される第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列接続される第２の共振コンデンサと開閉手段との直列回路において、前記開閉手段は入力が小さくなって電圧検出手段が検出したＶｃｅが第１の所定値以下になると開放するので、前記加熱コイルと並列接続される前記第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサの合成静電容量は小さくなり、上記作用と同様にＶｏｎを小さくでき、最小入力時のスイッチング素子の損失を低減できる。この状態で、入力が多少変動しても開閉手段は、電圧検出手段が検出したＶｃｅが第１の所定値より大きく設定された第２の所定値より大きくならない限り閉塞しないので、安定した制御を得ることができる。
【００１１】
【実施例】
以下、本発明の第１の実施例について図１〜図４を参照しながら説明する。図１において、１０１は直流電源で、直流電源１０１の高電位側には加熱コイル１０２の一端が接続され、加熱コイル１０２には、第１の共振コンデンサ１０３と、第２の共振コンデンサ１０４と開閉手段であるリレー１０５の直列回路とが共に並列接続され、加熱コイル１０２の他端にはスイッチング素子であるＦＷＤ内蔵のＩＧＢＴ１０６が接続されており、インバータ回路が構成されている。ＩＧＢＴ１０６の高電位側には電圧検知手段であるＶｃｅｐ検知回路１０７が接続されている。
【００１２】
上記構成において動作を説明すると、負荷が銅ばり鍋の場合、まずリレー１０５がオンして第２の共振コンデンサ１０４が接続され共振コンデンサの合成静電容量が大きい状態で動作が開始すると、入力は最大入力まで徐々に増加し、ＩＧＢＴ１０６の両端電圧の最大値（以下、Ｖｃｅｐと称す。）は、図２に示すように入力の増加に伴って徐々に増加し、図２のＡ点で安定する。
【００１３】
この時、ＩＧＢＴ１０６の電圧・電流波形は図３（ａ）に示すようになり、ＩＧＢＴ１０６のスイッチング動作はＺＶＳとなり、ＩＧＢＴ１０６がオフからオンに遷移する瞬間の両端電圧Ｖｃｅは、Ｖｃｅ≦０Ｖとなり、ＩＧＢＴ１０６の損失は冷却可能損失以下となる。この状態から入力を小さくすると、Ｖｃｅｐは入力の減少に伴って小さくなり、ＩＧＢＴ１０６に流れる電流Ｉｃも小さくなるのでＩＧＢＴ１０６の損失も徐々に減少する。
【００１４】
しかし、入力が例えばＰｉｎ３になるとＩＧＢＴ１０６の電圧・電流波形は図３（ｂ）に示すようにＺＶＳできなくなり、ＩＧＢＴ１０６がオフからオンに遷移する瞬間のＶｃｅは、Ｖｃｅ＝Ｖｏｎ３＞０Ｖになり、ＩＧＢＴ１０６の損失は、Ｖｏｎ３の２乗に比例するオン遷移時の損失成分が発生するので、入力Ｐｉｎ３付近を境に入力の減少に伴って上昇する。入力がＰｉｎ１になるとＩＧＢＴ１０６の損失は冷却許容損失値となるが、Ｖｃｅｐは第１の所定値Ｖｃｅｐ１になるので、Ｖｃｅｐ検知回路１０７は、ＩＧＢＴ１０６をオフしてインバータ回路の動作を停止して１秒経過後にリレー１０５をオフし、第２の共振コンデンサ１０４を切り離して再びインバータ回路を起動し、入力をＰｉｎ１にする。
【００１５】
この時、加熱コイル１０２と並列接続される共振コンデンサの合成静電容量は、第２の共振コンデンサが切り離されているので小さく、Ｐｉｎ１におけるＩＧＢＴ１０６の両端電圧Ｖｃｅｐ１１は、第２の共振コンデンサ１０４が接続されている場合のＩＧＢＴ１０６の両端電圧Ｖｃｅｐ１に比べ大きくなり、ＩＧＢＴ１０６の両端電圧Ｖｃｅは、直流電源１０１の電圧Ｅを漸近線として振動するので、Ｖｏｎは小さくなることになり、Ｖｏｎに起因するＩＧＢＴ１０６の損失成分は低減でき、ＩＧＢＴ１０６の損失は冷却可能損失より小さくなる。
【００１６】
この状態からさらに入力を小さくして最小入力にした場合、インバータ回路は第２の共振コンデンサ１０４を切り離した状態のまま動作するので、ＩＧＢＴ１０６の損失は入力の減少に伴って増加するが、その値は最小入力時でも冷却可能損失以下にすることができる。
【００１７】
次に、この状態から入力を増加すると、入力の増加に伴ってＶｃｅｐも増加するが、Ｖｃｅｐが第２の所定値Ｖｃｅｐ２より小さい場合、インバータ回路は第２の共振コンデンサ１０４を切り離した状態で動作し、ＶｃｅｐがＶｃｅｐ２以上になると、Ｖｃｅｐ検出回路１０７は、ＩＧＢＴ１０６をオフしてインバータ回路の動作を停止し１秒経過した後リレー１０５をオンし、第２の共振コンデンサ１０４を接続して共振コンデンサの合成静電容量を大きくして再びインバータ回路を起動し、入力をＰｉｎ２にし、以降、最大入力までこの状態で動作するので、入力の増大によってＶｃｅｐが過大になりＩＧＢＴ１０６の耐圧を超えることはなく、ＩＧＢＴ１０６の損失も冷却許容損失以下にできる。
【００１８】
このように、本発明の第１の実施例の誘導加熱調理器によれば、共振コンデンサ切り換え手段であるリレー１０５と、電圧検知手段であるＶｃｅｐ検知回路１０７を備えているので、Ｖｃｅｐ検知回路１０７がスイッチング素子であるＩＧＢＴ１０６の両端電圧の最大値Ｖｃｅｐを検出することで入力の減少に伴い発生するＶｏｎに起因するＩＧＢＴ１０６の損失成分の増加を間接的に検出でき、ＩＧＢＴ１０６の損失が冷却許容損失になるとリレー１０５により第２の共振コンデンサ１０４を切り離して負荷とのマッチングを改良してＶｏｎを低減しＩＧＢＴ１０６の損失を低減できるので、最小入力におけるＩＧＢＴ１０６の損失を冷却許容損失以下にすることができ加熱効率を良くすることができ、銅ばり鍋においても最小入力を実現できる。
【００１９】
また、Ｖｃｅｐ検知回路１０７は、検出出力が所定値になった時に第２の共振コンデンサを開閉するが、第２の共振コンデンサ１０４を開放する時の所定値と第２の共振コンデンサ１０４を接続する時の所定値を幅を持たせた異なる値に設定しているので、Ｖｃｅｐ検知回路１０７の検出出力が多少変動しても第２の共振コンデンサ１０４の開閉動作が頻繁に繰り返される心配はなく、安定した共振コンデンサ切り換え動作を得ることができる。
【００２０】
さらに、Ｖｃｅｐ検知回路１０７は、第２の共振コンデンサ１０４をリレー１０５により開閉する場合、ＩＧＢＴ１０６をオフしてインバータ回路の動作を停止して１秒経過後に切り換えるので、リレー１０５の接点は０Ｖで開閉でき、リレーの信頼性・耐久性を共に良くすることができる。
【００２１】
なお、本第１の実施例では、加熱コイル１０２と並列接続される共振コンデンサについて、第１の共振コンデンサ１０３と第２の共振コンデンサ１０４を並列接続し、第２の共振コンデンサ１０４をリレー１０５で開閉することで共振コンデンサの合成静電容量を切り換えていたが、図４に示すように、加熱コイル１０２と並列接続される共振コンデンサを、第１の共振コンデンサ１０３と第２の共振コンデンサ１０４を直列接続し、第２の共振コンデンサ１０４と並列にリレー１０５を接続する構成にして、リレー１０５の開閉により共振コンデンサを切り換えても上記第１の実施例と同様の効果を有する。
【００２２】
また、共振コンデンサの切り換えは２段階切り換えである必要はなく、図５に示すように３段階にしても、それ以上にしても良く、この場合、スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０６をさらに低損失化でき、加熱効率をさらに良くすることが期待できる。
【００２３】
また、共振コンデンサ切り換え手段は、リレーに限る必要はなく、半導体素子を用いても上記第１の実施例と同様の効果を有する。
【００２４】
さらに、共振コンデンサの接続場所は、図６に示すようにスイッチング素子と並列接続されても良い。
【００２５】
以下、本発明の第２の実施例について図７〜図８を参照しながら説明する。図７において、２１４はＡＣ２００Ｖの商用電源で、商用電源２１４は、カレントトランス２１６を経て整流器２１５に入力され、整流器２１５の出力は、平滑コンデンサ２０１に接続され、整流器２１５と平滑コンデンサ２０１は直流電源を構成している。平滑コンデンサ２０１の高電位側には加熱コイル２０２の一端が接続され、加熱コイル２０２には、第１の共振コンデンサ２０３と、第２の共振コンデンサ２０４と開閉手段であるリレー２０５の直列回路とが共に並列接続され、加熱コイル２０２の他端にはスイッチング素子であるＦＷＤ内蔵のＩＧＢＴ２０６が接続されており、インバータ回路が構成されている。カレントトランス２１６とリレー２０５とＩＧＢＴ２０６は制御回路２０７にも接続され、制御回路２０７は入力設定手段である入力設定部２０８に接続される。入力設定部２０８は５つの入力設定キー２０９〜２１３を備えている。
【００２６】
上記構成において動作を説明すると、制御回路２０７はカレントトランス２１６の出力より間接的に入力を検出し、入力設定部２０８にある入力設定キーで設定される入力になるようにＩＧＢＴ２０６を駆動するが、入力設定部２０８にある入力設定キーと入力の関係は図８の表に示すようになっている。入力設定部２０８にあるいずれかの入力設定キーが押されると、制御回路２０７は、入力設定部２０８にある５つの入力設定キーの内いずれの入力設定キーが押されたかを検出する。
【００２７】
その結果、入力設定キー２１２、２１３が押された場合は、まず、リレー２０５をオンして第２の共振コンデンサ２０４をインバータ回路に接続し、それからＩＧＢＴ２０６を駆動を始めインバータ回路を動作させ、図８の表に示した入力にするが、入力設定キー２１２、２１３が押された場合に設定される入力は大きいので、負荷が銅ばり鍋の場合でもＶｏｎは発生せずＩＧＢＴ２０６の損失は冷却可能損失以下になる。また、入力設定キー２０９、２１０、２１１が押された場合は、まず、リレー２０５をオフして第２の共振コンデンサ２０５をインバータ回路から切り離し、加熱コイル２０２と並列接続される共振コンデンサの静電容量を小さくした後ＩＧＢＴ２０６を駆動し始めインバータ回路を動作させ、図８の表に示した入力にするのであるが、入力設定キー２０９、２１０、２１１が押された場合に設定される入力は小さいのでＶｏｎは発生し易くなるが、加熱コイル２０２と並列接続される共振コンデンサの静電容量は小さい状態になっているので、Ｖｏｎの値は小さくでき、ＩＧＢＴ２０６の損失は、この場合においても冷却許容損失以下にできる。
【００２８】
このように、本発明の第２の実施例の誘導加熱調理器によれば、制御回路２０７が、入力設定手段である入力設定部２０８で設定される入力が小さい場合に、リレー２０５をオフし、加熱コイル２０２と並列接続される共振コンデンサの合成静電容量を小さくするので、入力が小さくなるに従って大きくなるＶｏｎを小さく抑えることができ、Ｖｏｎの２乗に比例して増加するＩＧＢＴ２０６のオン遷移時の損失成分を低減でき、最小入力におけるＩＧＢＴ２０６の損失を冷却許容損失以下にすることができ、加熱効率を良くすることができる。
【００２９】
また、制御回路２０７は、入力設定手段２０８の入力設定キーに応じて共振コンデンサを切り換えるので、上記第１の実施例で示したＶｃｅｐ検知回路１０７などインバータ回路の動作状態を検出する必要はなく、回路を低コスト化できる。
【００３０】
なお、本第２の実施例では、入力設定手段である入力設定部２０８について５段階の非連続的な入力設定にしたが、５段階に限る必要はなく、また、入力を最小入力から最大入力まで連続的に可変できるものであっても良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上実施例から明らかなように本発明によれば、インバータ回路を構成する共振コンデンサの静電容量を切り換え可能とし、スイッチング素子の高電位側に電圧検知手段を接続しているので、電圧検知手段は、入力が小さくなりスイッチング素子がＺＶＳできなくなった場合のオン遷移時の電圧Ｖｏｎを、スイッチング素子の両端電圧Ｖｃｅにより間接的に検出でき、Ｖｃｅが第１の所定値以下になりＶｏｎが増大すると、共振コンデンサを切り換えて静電容量を小さくするのでＶｏｎを低減でき、Ｖｏｎの２乗に比例するスイッチング素子のオン遷移時の損失成分を著しく低減でき、最小入力時のスイッチング素子の損失を冷却可能損失以下にでき、加熱効率を良くすることができ、負荷が銅ばり鍋の場合でも最小入力での動作を実現できる。
【００３２】
また、共振コンデンサの静電容量を小さく切り換える場合のスイッチング素子の両端電圧と、元に戻す場合のスイッチング素子の電圧を異なる値に設定しているので、スイッチング素子の両端電圧が多少変動しても共振コンデンサが頻繁に切り換わることはなく、安定した動作を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例における誘導加熱調理器の概略回路図
【図２】 （ａ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−Ｖｃｅｐ特性図
（ｂ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−Ｖｏｎ特性図
（ｃ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−ＩＧＢＴ１０６の損失特性図
（ｄ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ−共振コンデンサの合成容量特性図
【図３】 （ａ）同誘導加熱調理器の最大入力時の電圧電流波形図
（ｂ）同誘導加熱調理器のＰｉｎ３時の電圧電流波形図
【図４】 同誘導加熱調理器の他の概略回路図
【図５】 同誘導加熱調理器の他の概略回路図
【図６】 同誘導加熱調理器の他の概略回路図
【図７】 本発明の第２の実施例における誘導加熱調理器の概略回路図
【図８】 同誘導加熱調理器の動作を説明する図
【図９】 従来の誘導加熱調理器の概略回路図
【図１０】 従来の誘導加熱調理器の動作を説明する波形図
【符号の説明】
１０１…直流電源
１０２、２０２…加熱コイル
１０３、２０３…第１の共振コンデンサ
１０４、２０４…第２の共振コンデンサ
１１４…共振コンデンサ
１０６、２０６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
１０５、１１５…リレー（共振コンデンサ切換手段、開閉手段）
１０７…Ｖｃｅｐ検知回路（電圧検知手段）
２０８…入力設定部（入力設定手段）
Claims (1)
- 直流電源と、前記直流電源の高電位側に一端を接続される加熱コイルと、前記加熱コイルに並列接続される第１の共振コンデンサと、前記第１の共振コンデンサに並列接続される直列接続された第２の共振コンデンサと開閉手段と、前記加熱コイルの他端に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の高電位側に接続され、前記スイッチング素子の両端電圧の最大値を検出する電圧検知手段とを備え、
前記電圧検知手段が検出した前記スイッチング素子の両端電圧の最大値が、入力を下げることにより第１の所定値以下に下がると、前記開閉手段が前記第２の共振コンデンサを切り離し、前記第２の共振コンデンサを切り離した後は、前記電圧検知手段が検出した前記スイッチング素子の両端電圧の最大値が前記第１の所定値より大きく設定された第２の所定値より大きくならない限り、前記開閉手段は前記第２の共振コンデンサを接続しないことを特徴とする誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7169195A JP3708159B2 (ja) | 1995-03-29 | 1995-03-29 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7169195A JP3708159B2 (ja) | 1995-03-29 | 1995-03-29 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08273822A JPH08273822A (ja) | 1996-10-18 |
| JP3708159B2 true JP3708159B2 (ja) | 2005-10-19 |
Family
ID=13467832
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7169195A Expired - Fee Related JP3708159B2 (ja) | 1995-03-29 | 1995-03-29 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3708159B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7022952B2 (en) | 2003-08-26 | 2006-04-04 | General Electric Company | Dual coil induction heating system |
| CN102056355B (zh) * | 2010-12-29 | 2012-11-14 | 东莞市永尚节能科技有限公司 | 电磁加热控制器 |
| JP5894683B2 (ja) * | 2011-12-29 | 2016-03-30 | アルチュリク・アノニム・シルケチ | 誘導加熱調理器上で動作される無線台所器具 |
| CN103441664B (zh) * | 2013-08-28 | 2016-09-14 | 淮北市平祥感应炉有限公司 | 并联谐振中频电源启动装置 |
-
1995
- 1995-03-29 JP JP7169195A patent/JP3708159B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08273822A (ja) | 1996-10-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5658692B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| KR100306985B1 (ko) | 고주파인버터및그것을응용한유도가열조리기 | |
| EP2311052A1 (en) | A contactless power receiver and method of operation | |
| CN104094514A (zh) | 具有b2桥和仅一个开关机构的受控的整流器 | |
| JP2816621B2 (ja) | 電磁誘導加熱調理器 | |
| KR20170019888A (ko) | 커패시터 절환부를 갖는 유사공진 유도가열 회로 | |
| JP4512525B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP3708159B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP2012124081A (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JP2688862B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP2009117200A (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPH11121159A (ja) | 電磁調理器 | |
| JP4752159B2 (ja) | 高周波電源装置 | |
| JP3744412B2 (ja) | 加熱調理器 | |
| JP4720009B2 (ja) | 誘導加熱用インバータ | |
| JP4107150B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JP4023364B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP3446507B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| KR0151289B1 (ko) | 유도가열 조리기의 제어 방법 | |
| JP4048928B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| KR100214614B1 (ko) | 자성 및 비자성 겸용가열 전자유도가열조리기 | |
| JPH05299167A (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| KR100186425B1 (ko) | 자성/비자성용기 겸용 유도가열용 인버터 | |
| JP3435801B2 (ja) | 高周波加熱調理器 | |
| JPS61230290A (ja) | 誘導加熱調理器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050201 |
|
| A521 | Written amendment |
Effective date: 20050329 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050419 |
|
| A521 | Written amendment |
Effective date: 20050606 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050622 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050712 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050803 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 3 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080812 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 4 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090812 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 4 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090812 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100812 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 6 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110812 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110812 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120812 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 8 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130812 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |