JP3707228B2 - モータドライブ回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモータドライブ回路に係り、特に、直流モータを正逆転駆動させることができるモータドライブ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９に従来のモータドライブ回路の一例の回路図を示す。
従来のモータドライブ回路３００は、電源端子Ｔv11 、Ｔv12 に接続される直流電源３０１により駆動され、直流電源３０１からモータ３０２の第１の端子Ｔm11 に供給する駆動電流を制御する第１の駆動トランジスタＱA 、モータ３０２の第１の端子Ｔm11 から電流を引き込み接地に供給する第２の駆動トランジスタＱB 、直流電源３０１からモータ３０２の第２の端子Ｔm12 に供給する駆動電流を制御する第３の駆動トランジスタＱC 、モータ３０２の第２の端子Ｔm12 から電流を引き込む第４の駆動トランジスタＱD 、第１及び第２の制御端子Ｔc11 、Ｔc12 に供給される第１及び第２の制御信号に応じて第１〜第４の駆動トランジスタＱA 〜ＱD を制御し、モータ３０２の動作を制御する駆動制御回路３０３、モータ３０２に発生する逆起電力による正側の振れを吸収するダイオードＤ11〜Ｄ14から構成される。
【０００３】
第１の駆動トランジスタＱA は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の正極、コレクタがモータ３０２の第１の端子Ｔm11 に接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第１の駆動制御信号が供給される。第２の駆動トランジスタＱB は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の負極、コレクタがモータ３０２の第１の端子Ｔm11 に接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第２の駆動制御信号が供給される。
【０００４】
第３の駆動トランジスタＱC は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の正極、コレクタがモータ３０２の第２の端子Ｔm12 が接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第３の駆動制御信号が供給される。第４の駆動トランジスタＱD は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の負極、コレクタがモータ３０２の第２の端子Ｔm2に接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第４の駆動制御信号が供給される。
【０００５】
なお、第２の駆動トランジスタＱB のベースに供給される第２の駆動制御信号は、第３の駆動トランジスタＱC のベースに供給される第３の駆動制御信号を反転した信号である。また、第４の駆動トランジスタＱD のベースに供給される第４の駆動制御信号は、第１の駆動トランジスタＱA に供給される第１の駆動制御信号を反転した信号である。
【０００６】
第１〜第４の駆動制御信号は、駆動制御回路３０３により第１及び第２の制御端子Ｔc11 、Ｔc12 に供給される第１、第２の制御信号に応じて生成される。
従来のモータドライブ回路３００では、例えば、第１の制御端子Ｔc11 に供給される第１の制御信号がハイレベル、第２の制御端子Ｔc12 に供給される第２の制御信号がローレベルであると、第１の駆動トランジスタＱA 、及び、第４の駆動トランジスタＱD をオン、第２の駆動トランジスタＱB 、及び、第３の駆動トランジスタＱC をオフとなり、モータ３０２に第１の端子Ｔm11 から第２の端子Ｔm12 の方向に駆動電流が流れ、モータ３０２は正転する。
【０００７】
また、第１の制御端子Ｔc11 に供給される第１の制御信号がローレベル、第２の制御端子Ｔc12 に供給される第２の制御信号がハイレベルであると、第１の駆動トランジスタＱA 、及び、第４の駆動トランジスタＱD をオフ、第２の駆動トランジスタＱB 、及び、第３の駆動トランジスタＱC をオンとなり、モータ３０２に第２の端子Ｔm12 から第２の端子Ｔm11 の方向に駆動電流が流れ、モータ３０２は逆転する。
【０００８】
さらに、第１及び第２の制御端子Ｔc11 、Ｔc12 に供給される第１、第２の制御信号がともにハイレベルとなると、第１〜第４の駆動トランジスタＱA 〜ＱD のうち第１、第３のトランジスタＱA 、ＱC がオフとなり、トランジスタＱB 、ＱD がオンとなり、モータ３０２にブレーキがかかる。モータ３０２は、ブレーキにより逆起電力は発生する。
【０００９】
図１０にモータの等価回路図を示す。
モータ３０２は、コイルを内蔵するので、一般に、図１０に示すようにインダクタンスＭL と負荷抵抗ＲL を直列に接続した等価回路で表される。
よって、モータ３０２に駆動電流Ｉm が供給されると、インダクタンスＭL によって、逆起電力が発生する。特に、ブレーキ時にはモータ３０２のロータが慣性により回転するので、ロータの回転により、逆方向に電圧が発生し、逆起電力となる。
【００１０】
このとき、モータドライブ回路３００をＩＣ化したとすると、このブレーキ時の逆起電力により、モータ３０２を接続する第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 に負の電圧が発生する。ＩＣは、半導体基板に不純物を拡散させることによりトランジスタ等の各素子を形成しており、隣合う素子同士では、半導体層の極性が逆バイアスとなるように設定されている。このため、通常、所定方向のバイアス電圧で正常に動作する。
【００１１】
第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 に負の電圧が発生し、基板のバイアスの状態が崩れると、素子間の半導体層が寄生の素子として動作して、ラッチアップなどの異常動作する。
このため、ブレーキ動作などにより、モータ３０２の両端に負の電圧が発生したときに、これを吸収するために、ダイオードＤ11〜Ｄ14が設けられていた。
【００１２】
特に、ダイオードＤ12、Ｄ14は、ブレーキ動作時の端子Ｔm11 、Ｔm12 の−側への電圧の振れを防止し、ラッチアップなどの異常動作を防止している。
モータ３０２のブレーキ動作時にモータ３０２に発生する逆起電力により、モータ３０２の第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 側が負側に振れた場合、ダイオードＤ12、Ｄ14がオンすることにより接地側から電流が供給され、モータ３０２の第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 側の電圧の負側への振れを抑制し、逆起電力により引き起こされるラッチアップなどの異常動作を防止していた。
【００１３】
図１１に従来の一例の動作波形図を示す。図１１（Ａ）はモータ３０２の動作モード、図１１（Ｂ）はモータ３０２の第１端子Ｔm11 の電圧を示す。
図１１（Ａ）に示すように、モータ３０２の動作状態が正転状態からブレーキ状態に移行すると、図１１（Ｂ）に示すような第１の端子Ｔm11 に負の電圧が発生する。モータドライブ回路３００は、モータ３０２の逆起電力により負の電圧が発生すると、ダイオードＤ12、Ｄ14により、ダイオードＤ12、Ｄ14の順方向電圧ＶF でクランプされ、それ以上は低下しない。このとき、モータ３０２の逆起電力により発生される負の電圧により、最大１．２〔Ｖ〕にクランプされる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、従来のモータドライブ回路では、ダイオードＤ12、Ｄ14により逆起電力による電流を接地にバイパスする構成とされていたため、ダイオードＤ12、Ｄ14に大きな電流が流れることになり、よって、ダイオードＤ12、Ｄ14の素子サイズを比較的大きくとる必要があった。このため、モータドライブ回路をＩＣ化した場合に、チップ面積が増大する等の問題点があった。
【００１５】
また、製造工程の素子特性のバラツキなどによりダイオードＤ12、Ｄ14だけでは、逆起電力による負側の電流を十分に吸収できない等の問題点があった。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、小さい素子サイズで、逆起電力による電圧低下を吸収できるモータドライブ回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１は、制御信号に応じてモータの第１の端子に供給する電流を制御する第１の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第１の端子から電流を引き込む第２の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第２の端子に供給する電流を制御する第３の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第２の端子から電流を引き込む第４の駆動トランジスタとを有するモータドライブ回路において、
前記第２の駆動トランジスタと同極性で、前記第２の駆動トランジスタに並列向に、かつ、逆方向に接続された第１の制御トランジスタと、
前記第４の駆動トランジスタと同極性で、前記第４の駆動トランジスタに並列に、かつ、逆方向に接続された第２の制御トランジスタとを有することを特徴とする。
【００１７】
請求項１によれば、第２及び第４の駆動トランジスタに並列に第２及び第４の駆動トランジスタと同極性で、かつ、並列にかつ逆方向に接続された第１及び第２の制御トランジスタを設けることにより、モータの第１及び第２の端子の電圧が逆起電力により低下しても、第１及び第２の制御トランジスタが逆β特性により駆動され、第１及び第２の制御トランジスタを介してモータの第１及び第２の端子に電流が供給され、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制できる。このとき、第１及び第２の制御トランジスタは、トランジスタの逆β特性により駆動されるので、モータの第１及び第２の端子をダイオードなどの素子に比べて低い電圧にクランプできるため、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できる。また、大容量のダイオードなどの素子が不要となり、チップ面積を低減できる。
【００１８】
請求項２は、請求項１において、前記第１の制御トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さいことを特徴とする。
請求項２によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さい特性とすることにより、モータに逆方向電圧が発生し、第２、第４の駆動トランジスタ及び第１、第２の制御トランジスタに逆方向電圧が印加されたときに、第２、第４の駆動トランジスタがオフしても、第１、第２の制御トランジスタがオンするので、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減でき、また、第３、第４の駆動トランジスタに順方向に電圧が印加されたときには、第１、第２の制御トランジスタは逆方向となり、オフするので、駆動電流に影響しない。
【００１９】
請求項３は、請求項１又は２において、前記第１の制御トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタは、素子の形状が周辺長に対して面積が大きい構造であることを特徴とする。
請求項３によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタの素子形状を周辺長に対して面積が大きい構造とすることにより、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の逆方向の特性が順方向の特性に比べて小さくすることができ、これにより、小さい電圧でオンし、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減できる。
【００２０】
請求項４は、請求項１〜３において、前記第２の駆動トランジスタ及び前記第１の制御トランジスタのベース電位に応じて前記第４の駆動トランジスタのベース電位を制御する第１の制御回路と、
前記第４の駆動トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタのベース電位に応じて前記第２の駆動トランジスタのベース電位を制御する第２の制御回路とを有することを特徴とする。
【００２１】
請求項５は、請求項４において、前記第１の制御回路は、第２の駆動トランジスタ及び前記第１の制御トランジスタのベース電位に応じて電流を引き込む第１の検出トランジスタと、
前記第１の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第２の駆動トランジスタのベース電位を制御する第１の駆動トランジスタ制御用トランジスタと、
前記第１の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第１の駆動トランジスタ制御用トランジスタのベース電位をクランプする第１のクランプ手段とを有し、
前記第２の制御回路は、第４の駆動トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタのベース電位に応じて電流を引き込む第２の検出トランジスタと、
前記第２の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第４の駆動トランジスタのベース電位を制御する第２の駆動トランジスタ制御用トランジスタと、
前記第２の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第２の駆動トランジスタ制御用トランジスタのベース電位をクランプする第２のクランプ手段とを有することを特徴とする。
【００２２】
請求項４、５によれば、第１〜第４の駆動トランジスタＱ1 〜Ｑ4 の状態に応じて第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 の状態を最適に制御できる。
請求項６は、請求項５において、前記第１及び第２のクランプ手段が、抵抗であることを特徴とする。
請求項６によれば、第１及び第２のクランプ手段を抵抗で構成することにより、簡単な構成で、回路を実現できる。
【００２３】
請求項７は、請求項５において、前記第１及び第２のクランプ手段が、ＰＮ接合素子であることを特徴とする。
請求項７によれば、第１及び第２のクランプ手段をＰＮ接合素子で構成することにより、所定の動作点で、正確に動作させることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１実施例のブロック構成図、図２に本発明の第１実施例の回路構成図を示す。
本実施例のモータドライブ回路１は、電源端子Ｔv1、Ｔv2に接続される直流電源２により駆動され、直流電源２からモータ３の第１の端子Ｔm1に供給する駆動電流を制御する第１の駆動トランジスタＱ1 、モータ３の第１の端子Ｔm1から電流を引き込み接地に供給する第２の駆動トランジスタＱ2 、直流電源２からモータ３の第２の端子Ｔm2に供給する駆動電流を制御する第３の駆動トランジスタＱ3 、モータ３の第２の端子Ｔm2から電流を引き込む第４の駆動トランジスタＱ4 、第２の駆動トランジスタＱ2 と同極性のトランジスタから構成され、第２の駆動トランジスタＱ2 に逆方向に並列に接続された第１の制御トランジスタＱc1、第４の駆動トランジスタＱ4 と同極性のトランジスタから構成され、第４の駆動トランジスタＱ4 に逆方向に並列に接続された第２の制御トランジスタＱc2、モータ３に発生する逆起電力による正側の振れを吸収するダイオードＤ1 、Ｄ2 、コンデンサＣ1 、Ｃ2 から構成され、例えば、同一の半導体基板上に形成される。なお、コンデンサＣ1 、Ｃ2 は外付け部品とする構成も考えられる。
【００２５】
第１の駆動トランジスタＱ1 は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の正極、コレクタがモータ３の第１の端子Ｔm1に接続され、ベースに駆動制御回路４から第１の駆動制御信号が供給される。第２の駆動トランジスタＱ2 は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の負極、コレクタがモータ３の第１の端子Ｔm1に接続され、ベースに駆動制御回路４から第２の駆動制御信号が供給される。
【００２６】
第３の駆動トランジスタＱ3 は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の正極、コレクタがモータ３の第２の端子Ｔm2に接続され、ベースに駆動制御回路４から第３の駆動制御信号が供給される。第４の駆動トランジスタＱ4 は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の負極、コレクタがモータ３の第２の端子Ｔm2に接続され、ベースに駆動制御回路４から第４の駆動制御信号が供給される。
【００２７】
また、第２の駆動トランジスタＱ2 には、並列に第１の制御トランジスタＱc1が接続される。第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 と同極性のＮＰＮトランジスタから構成され、第２の駆動トランジスタＱ2 に対して逆方向に接続される。すなわち、第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 のコレクタにエミッタが接続され、第２の駆動トランジスタＱ2 のエミッタにコレクタが接続され、さらに、ベースは、第２の駆動トランジスタＱ2 のベースに接続されている。
【００２８】
さらに、第４の駆動トランジスタＱ4 には、並列に第２の制御トランジスタＱc2が接続される。第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 と同極性のＮＰＮトランジスタから構成され、第４の駆動トランジスタＱ4 に対して逆方向に接続される。すなわち、第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 のコレクタにエミッタが接続され、第４の駆動トランジスタＱ4 のエミッタにコレクタが接続され、さらに、ベースは、第４の駆動トランジスタＱ4 のベースに接続されている。
【００２９】
図３に本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの断面図、図４に本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの素子形状を説明するための図を示す。
第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、例えば、図３に示すように、モータドライブ回路１が形成されるＰ型基板Ｓ0 上にＮ型領域Ｓ1 が形成され、そのＮ型領域Ｓ1 内にＰ型領域Ｓ2 が形成され、さらに、Ｐ型領域Ｓ2 内にＮ型領域Ｓ3 が形成された構造とされている。Ｎ型領域Ｓ1 がコレクタ、Ｐ型領域Ｓ2 がベース、Ｎ型領域Ｓ3 がエミッタとなる。
【００３０】
第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2の素子の形状は、例えば、図３、図４に示すように辺の長さがａ、ｂ、厚さがｈの直方体とすると、素子の面積（ａ×ｂ）が素子の周辺長（ａ＋ｂ＋ｈ）より十分に大きくなるように設定されている。すなわち、
（ａ＋ｂ＋ｈ）＜＜（ａ×ｂ） ・・・（１）
に設定されている。
【００３１】
素子の形状を式（１）のように設定することにより、一般に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEに対するコレクタ電流Ｉc の特性において、逆方向のコレクタ電流Ｉc は順方向のコレクタ電流Ｉc に比べて小さい値でクランプされるようになることが知られている。
図５に本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の特性図を示す。
【００３２】
図５に示すように式（１）のように設定された第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2では、ベース電流ＩB1のときには、順方向では飽和時にコレクタ電流Ｉc1が流れるのに対し、逆方向ではコレクタ電流Ｉc1' （＜Ｉc1）しか流れず、また、ベース電流ＩB2のときには、順方向で、飽和時にコレクタ電流Ｉc2が流れるのに対し、逆方向ではコレクタ電流Ｉc2' （＜Ｉc2）しかながれない。
【００３３】
このため、第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は順方向のときだけ、有効に動作されるようになる。第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 とは、互いに逆方向に接続されているので、第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 がオンしているときには、第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、逆方向となるので、有効には動作しない。
【００３４】
また、第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 がオフで、順方向にコレクタ−エミッタ間に電圧が印加されたときには、すなわち、モータ３の第１、第２の端子Ｔm1、Ｔm2に負側の電圧が発生したときには、有効に動作され、モータ３の第１、第２の端子Ｔm1、Ｔm2に発生した負側の電圧を所定の電圧、例えば、０．３〔Ｖ〕程度にクランプできる。
【００３５】
なお、第２の駆動トランジスタＱ2 及び第１の制御トランジスタＱc1のベースに供給される第２の駆動制御信号は、第３の駆動トランジスタＱ3 のベースに供給される第３の駆動制御信号を反転した信号である。また、第４の駆動トランジスタＱ4 及び第２の制御トランジスタＱc2のベースに供給される第４の駆動制御信号は、第１の駆動トランジスタＱ1 に供給される第１の駆動制御信号を反転した信号である。
【００３６】
第１〜第４の駆動制御信号は、駆動制御回路４により第１及び第２の制御端子Ｔc1、Ｔc2に供給される第１、第２の制御信号に応じて生成される。駆動制御回路４は、図２に示すようにＮＰＮトランジスタＱ11〜Ｑ30、ＰＮＰトランジスタＱ31〜Ｑ41、抵抗Ｒ1 〜Ｒ29、コンデンサＣ10から構成される。
ここで、駆動制御回路４の動作を説明する。
【００３７】
図６に本発明の第１実施例の要部の動作波形図を示す。図６（Ａ）はモータ３の動作モード、図６（Ｂ）はモータ３に流れる電流、図６（Ｃ）はモータ３の両端の電圧の波形を示す。
モータ３を正転させる図６（Ａ）の正転モードで動作させる場合には、駆動制御回路４の第１の制御端子Ｔc1をハイレベル、第２の制御端子Ｔc2をローレベルとする。駆動制御回路４の第１の制御端子Ｔc1がハイレベル、第２の制御端子Ｔc2がローレベルになると、トランジスタＱ11がオンし、トランジスタＱ14がオフする。トランジスタＱ11がオンすると、トランジスタＱ31がオンし、これによりトランジスタＱ32、Ｑ33、Ｑ40がオンする。トランジスタＱ32、Ｑ33がオンすると、トランジスタＱ12、Ｑ13がオンする。
【００３８】
一方、トランジスタＱ14はオフとなるので、トランジスタＱ34はオフとなり、これによりトランジスタＱ35、Ｑ36、Ｑ39はオフする。トランジスタＱ35、Ｑ36がオフすると、トランジスタＱ15、Ｑ18はオフする。
また、トランジスタＱ12がオンすると、トランジスタＱ24がオフする。このとき、トランジスタＱ29のベース電位はローレベルとなり、トランジスタＱ29はオフする。トランジスタＱ29がオフすると、第３の駆動トランジスタＱ3 のベース電位、すなわち、第３の駆動制御信号はハイレベルになり、第３の駆動トランジスタＱ3 は、オフする。また、トランジスタＱ29がオフすると、第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位、すなわち、第２の駆動制御信号はローレベルになり、第２の駆動トランジスタＱ2 もオフする。
【００３９】
さらに、トランジスタＱ18がオフすることにより、トランジスタＱ37、Ｑ38がオフとなる。トランジスタＱ37、Ｑ38がオフすると、トランジスタＱ19がオフとなり、トランジスタＱ22、Ｑ23、Ｑ41はオフする。このとき、トランジスタＱ40はオン、トランジスタＱ15はオフしているため、トランジスタＱ40のコレクタ電流はトランジスタＱ27のベースに供給される。よって、トランジスタＱ27がオンする。
【００４０】
トランジスタＱ27がオンすると、第１の駆動トランジスタＱ1 のベース電位、すなわち、第１の駆動制御信号がローレベルとなり、第１の駆動トランジスタＱ1 はオンする。また、トランジスタＱ27がオンすることにより、第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位、すなわち、第４の駆動制御信号がハイレベルになるので、第４の駆動トランジスタＱ4 がオンする。
【００４１】
このように、第１の制御端子Ｔc1に供給する第１の制御信号をハイレベル、第２の制御端子Ｔc2に供給する第２の制御信号をローレベルにすることにより、第１の駆動トランジスタＱ1 がオン、第２の駆動トランジスタＱ2 がオフ、第３の駆動トランジスタＱ3 がオフ、第４の駆動トランジスタＱ4 がオンすることにより、モータ３の第１の端子Ｔm1が直流電源２の正極に接続され、第２の端子Ｔm2が直流電源２の負極に接続される。このため、モータ３には第１の端子Ｔm1から第２の端子Ｔm2の方向に電流が流れ、モータ３は正転する。
【００４２】
このとき、第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 のベースがオフ電位となるので、オフとなる。また、第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 がオンとなるが、第４の駆動トランジスタＱ4 に対して逆方向に接続されているので、逆β特性により有効に動作せず、オフとなる。
【００４３】
次に、第１の制御端子Ｔc1がハイレベルで、第２の制御端子Ｔc2をローレベルからハイレベルにすると、モータ３にブレーキがかかる。
第２の制御端子Ｔc2がローレベルからハイレベルになると、トランジスタＱ14がオンする。トランジスタＱ14がオンすると、トランジスタＱ34がオンし、これによりトランジスタＱ35、Ｑ36、Ｑ39がオンする。トランジスタＱ35、Ｑ36がオンすると、トランジスタＱ15、Ｑ18がオンする。
【００４４】
トランジスタＱ15がオンすると、トランジスタＱ27、Ｑ25がオフする。トランジスタＱ27がオフすると、第１の駆動トランジスタＱ1 のベース電位、すなわち、第１の駆動制御信号がハイレベルとなり、第１の駆動トランジスタＱ1 がオフする。また、トランジスタＱ27がオフすると、第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位、すなわち、第４の駆動制御信号がローレベルになるので、第４の駆動トランジスタＱ4 もオフする。このため、モータ３の第１の端子Ｔm1は、直流電源２から切断される。
【００４５】
このとき、第３の駆動トランジスタＱ3 、第２の駆動トランジスタＱ2 はオフのままであるので、モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断され、モータ３にブレーキがかかる。
モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断されても、モータ３は慣性により回転を続け、逆起電力を発生する。モータ３の逆起電力によりモータ３の第１の端子Ｔm1には、負極性の電圧が発生する。
【００４６】
第１の端子Ｔm1に負極性の電圧が発生すると、第２の駆動トランジスタＱ2 のコレクタ−エミッタ間は逆方向となり、有効に動作しないが、第１の制御トランジスタＱc1のコレクタ−エミッタ間は順方向となり、有効に動作するようになり、コレクタ側、すなわち、接地側から第１の端子Ｔm1に電流が引き込まれ、第１の端子Ｔm1の電位は、図６（Ｃ）に示すように、所定の電位Ｖｎ、例えば、０．３〔Ｖ〕程度にクランプされる。よって、ラッチアップなどの異常動作が抑制できる。
【００４７】
次に、第１の制御端子Ｔc1に供給される第１の制御信号をハイレベルからローレベルにすると、モータ３逆転する。第１の制御端子Ｔc1に供給される第１の制御信号をハイレベルからローレベルになると、トランジスタＱ11がオフする。トランジスタＱ11がオフすると、トランジスタＱ31、Ｑ32、Ｑ33、Ｑ40がオフする。
【００４８】
トランジスタＱ32がオフすると、トランジスタＱ12がオフする。トランジスタＱ12がオフすると、トランジスタＱ24がオンする。また、このとき、トランジスタＱ18はオンであるので、トランジスタＱ22、Ｑ23、Ｑ26、Ｑ41がオンし、トランジスタＱ29のベース電位がハイレベルとなり、トランジスタＱ29がオンする。トランジスタＱ29がオンすると、第３の駆動トランジスタＱ3 のベース電位、すなわち、第３の駆動制御信号がローレベルになるので、第３の駆動トランジスタＱ3 がオンする。第３の駆動トランジスタＱ3 がオンすると、直流電源２からモータ３の第２の端子Ｔm2に電流が供給される。
【００４９】
また、トランジスタＱ29がオンすると、第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位、すなわち、第２の駆動制御信号がハイレベルとなり、第２の駆動トランジスタＱ2 がオンする。
このとき、第１の駆動トランジスタＱ1 及び第４の駆動トランジスタＱ4 はオフのままであるので、モータ３には、第２の端子Ｔm2から第１の端子Ｔm1の方向に電流が流れ、モータ３は逆転する。
【００５０】
このとき、第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 のベースがオフ電位となるので、オフとなる。また、第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 がオンとなるが、第２の駆動トランジスタＱ2 に対して逆方向に接続されているので、逆β特性により有効に動作せず、オフとなる。
【００５１】
次に、第２の制御端子Ｔc2がハイレベルで、第１の制御端子Ｔc1をローレベルからハイレベルにすると、モータ３にブレーキがかかる。
第１の制御端子Ｔc1がローレベルからハイレベルになると、第１の駆動トランジスタＱ1 、及び、第４の駆動トランジスタＱ4 もオフする。このため、モータ３の第１の端子Ｔm1は、直流電源２から切断される。
【００５２】
このとき、第３の駆動トランジスタＱ3 、第２の駆動トランジスタＱ2 はオフのままであるので、モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断され、モータ３にブレーキがかかる。
モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断されても、モータ３は慣性により回転を続け、逆起電力を発生する。モータ３の逆起電力によりモータ３の第２の端子Ｔm2には、負極性の電圧が発生する。
【００５３】
第２の端子Ｔm2に負極性の電圧が発生すると、第４の駆動トランジスタＱ4 のコレクタ−エミッタ間は逆方向となり、有効に動作しないが、第２の制御トランジスタＱc2のコレクタ−エミッタ間は順方向となり、有効に動作するようになり、コレクタ側、すなわち、接地側から第２の端子Ｔm2に電流が引き込まれ、第２の端子Ｔm2の電位は、所定の電位、例えば、０．３〔Ｖ〕程度の低い電位でクランプされる。よって、ラッチアップなどの異常動作が抑制できる。
【００５４】
本実施例によれば、モータ３のブレーキ動作時にモータ３に生じる逆起電力によりモータ３を接続する第１及び第２の端子Ｔm1、Ｔm2の負極性の電圧に低下しても、第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2が順方向に接続され、有効に動作することにより、第１及び第２の端子Ｔm1、Ｔm2の負極性の電圧を吸収するので、モータ３の第１及び第２の端子Ｔm1、Ｔm2の電圧の低下を防止できる。
【００５５】
よって、モータドライブ回路１をＩＣ化した場合に、寄生トランジスタがオンするような、いわゆる、ラッチアップなどの異常状態が発生することを防止できる。
図７に本発明の第２実施例の回路構成図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５６】
本実施例のモータドライブ回路１００は、第１及び第２の駆動トランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース電位に応じて第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位を最適に制御する第１の制御回路１０１と、第３及び第４の駆動トランジスタＱ3 、Ｑ4 のベース電位に応じて第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位を最適に制御する第２の制御回路１０２とを設けてなる。
【００５７】
第１の制御回路１０１は、第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＮＰＮトランジスタＱ100 、第１の駆動トランジスタＱ1 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ101 、ＮＰＮトランジスタＱ100 及びＰＮＰトランジスタＱ101 のコレクタ電流の和に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ102 、プルアップ抵抗Ｒ100 から構成される。
【００５８】
また、第２の制御回路１０２は、第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＮＰＮトランジスタＱ103 、第３の駆動トランジスタＱ3 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ104 、ＮＰＮトランジスタＱ103 及びＰＮＰトランジスタＱ104 のコレクタ電流の和に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ105 、プルアップ抵抗Ｒ101 から構成される。
【００５９】
本実施例によれば、第１〜第４の駆動トランジスタＱ1 〜Ｑ4 の状態に応じて第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 の状態を最適に制御できる。
図８に本発明の第３実施例の回路構成図を示す。同図中、図７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
本実施例のモータドライブ回路２００は、第１、第２の制御回路の構成が、第２実施例の第１、第２の制御回路１０１、１０２と相違する。
【００６０】
本実施例の第１、第２の制御回路２０１、２０２は、プルアップ抵抗Ｒ100 、Ｒ101 に代えてＰＮＰトランジスタＱ200 、Ｑ201 から構成される定電圧素子を用いた。本実施例によれば、第２実施例に比べて正確に制御を行える。
なお、本発明は上記第１〜第３実施例の回路構成に限定されるものではなく、要は、モータ３の両端に発生した負の電圧を第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 と同極性で、かつ、並列に逆方向に接続されたトランジスタにより吸収し、ラッチアップなどの異常動作を防止できるような構成であればよい。
【００６１】
【発明の効果】
上述の如く、本発明の請求項１によれば、第２及び第４の駆動トランジスタに並列に第２及び第４の駆動トランジスタと同極性で、かつ、逆方向に接続された第１及び第２の制御トランジスタを設けることにより、モータの第１及び第２の端子の電圧が逆起電力により低下しても、第１及び第２の制御トランジスタが逆β特性により駆動され、第１及び第２の制御トランジスタを介してモータの第１及び第２の端子に電流が供給され、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制できるため、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止でき、また、大容量のダイオードなどの素子が不要となるため、チップ面積を低減できる等の特長を有する。
【００６２】
請求項２によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さい特性とすることにより、モータに逆方向電圧が発生し、第２、第４の駆動トランジスタ及び第１、第２の制御トランジスタに逆方向電圧が印加されたときに、第２、第４の駆動トランジスタがオフしても、第１、第２の制御トランジスタがオンするので、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減でき、また、第３、第４の駆動トランジスタに順方向に電圧が印加されたときには、第１、第２の制御トランジスタは逆方向となり、オフするので、駆動電流に影響しない等の特長を有する。
【００６３】
請求項３によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタの素子形状を面積に対して厚さが薄い構造とすることにより、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の逆方向の特性が順方向の特性に比べて小さくすることができ、これにより、小さい電圧でオンし、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減できる等の特長を有する。
【００６４】
請求項４、５によれば、第１〜第４の駆動トランジスタＱ1 〜Ｑ4 の状態に応じて第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 の状態を最適に制御できる等の特長を有する。
請求項６によれば、第１及び第２のクランプ手段を抵抗で構成することにより、簡単な構成で、回路を実現できる等の特長を有する。
【００６５】
請求項７によれば、第１及び第２のクランプ手段をＰＮ接合素子で構成することにより、所定の動作点で、正確に動作させることができる等の特長を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のブロック構成図である。
【図２】本発明の第１実施例の回路構成図である。
【図３】本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの断面図である。
【図４】本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの素子形状を説明するための図である。
【図５】本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の特性図である。
【図６】本発明の第１実施例の要部の動作波形図である。
【図７】本発明の第２実施例の回路構成図である。
【図８】本発明の第３実施例の回路構成図である。
【図９】従来の一例の回路構成図である。
【図１０】モータの等価回路図である。
【図１１】従来の一例の要部の動作波形図である。
【符号の説明】
１、１００、２００ モータドライブ回路
２ 直流電源
３ モータ
４ 駆動制御回路
Ｑ1 第１の駆動トランジスタ
Ｑ2 第２の駆動トランジスタ
Ｑ3 第３の駆動トランジスタ
Ｑ4 第４の駆動トランジスタ
Ｑc1 第１の制御トランジスタ
Ｑc2 第２の制御トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明はモータドライブ回路に係り、特に、直流モータを正逆転駆動させることができるモータドライブ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９に従来のモータドライブ回路の一例の回路図を示す。
従来のモータドライブ回路３００は、電源端子Ｔv11 、Ｔv12 に接続される直流電源３０１により駆動され、直流電源３０１からモータ３０２の第１の端子Ｔm11 に供給する駆動電流を制御する第１の駆動トランジスタＱA 、モータ３０２の第１の端子Ｔm11 から電流を引き込み接地に供給する第２の駆動トランジスタＱB 、直流電源３０１からモータ３０２の第２の端子Ｔm12 に供給する駆動電流を制御する第３の駆動トランジスタＱC 、モータ３０２の第２の端子Ｔm12 から電流を引き込む第４の駆動トランジスタＱD 、第１及び第２の制御端子Ｔc11 、Ｔc12 に供給される第１及び第２の制御信号に応じて第１〜第４の駆動トランジスタＱA 〜ＱD を制御し、モータ３０２の動作を制御する駆動制御回路３０３、モータ３０２に発生する逆起電力による正側の振れを吸収するダイオードＤ11〜Ｄ14から構成される。
【０００３】
第１の駆動トランジスタＱA は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の正極、コレクタがモータ３０２の第１の端子Ｔm11 に接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第１の駆動制御信号が供給される。第２の駆動トランジスタＱB は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の負極、コレクタがモータ３０２の第１の端子Ｔm11 に接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第２の駆動制御信号が供給される。
【０００４】
第３の駆動トランジスタＱC は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の正極、コレクタがモータ３０２の第２の端子Ｔm12 が接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第３の駆動制御信号が供給される。第４の駆動トランジスタＱD は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源３０１の負極、コレクタがモータ３０２の第２の端子Ｔm2に接続され、ベースに駆動制御回路３０３から第４の駆動制御信号が供給される。
【０００５】
なお、第２の駆動トランジスタＱB のベースに供給される第２の駆動制御信号は、第３の駆動トランジスタＱC のベースに供給される第３の駆動制御信号を反転した信号である。また、第４の駆動トランジスタＱD のベースに供給される第４の駆動制御信号は、第１の駆動トランジスタＱA に供給される第１の駆動制御信号を反転した信号である。
【０００６】
第１〜第４の駆動制御信号は、駆動制御回路３０３により第１及び第２の制御端子Ｔc11 、Ｔc12 に供給される第１、第２の制御信号に応じて生成される。
従来のモータドライブ回路３００では、例えば、第１の制御端子Ｔc11 に供給される第１の制御信号がハイレベル、第２の制御端子Ｔc12 に供給される第２の制御信号がローレベルであると、第１の駆動トランジスタＱA 、及び、第４の駆動トランジスタＱD をオン、第２の駆動トランジスタＱB 、及び、第３の駆動トランジスタＱC をオフとなり、モータ３０２に第１の端子Ｔm11 から第２の端子Ｔm12 の方向に駆動電流が流れ、モータ３０２は正転する。
【０００７】
また、第１の制御端子Ｔc11 に供給される第１の制御信号がローレベル、第２の制御端子Ｔc12 に供給される第２の制御信号がハイレベルであると、第１の駆動トランジスタＱA 、及び、第４の駆動トランジスタＱD をオフ、第２の駆動トランジスタＱB 、及び、第３の駆動トランジスタＱC をオンとなり、モータ３０２に第２の端子Ｔm12 から第２の端子Ｔm11 の方向に駆動電流が流れ、モータ３０２は逆転する。
【０００８】
さらに、第１及び第２の制御端子Ｔc11 、Ｔc12 に供給される第１、第２の制御信号がともにハイレベルとなると、第１〜第４の駆動トランジスタＱA 〜ＱD のうち第１、第３のトランジスタＱA 、ＱC がオフとなり、トランジスタＱB 、ＱD がオンとなり、モータ３０２にブレーキがかかる。モータ３０２は、ブレーキにより逆起電力は発生する。
【０００９】
図１０にモータの等価回路図を示す。
モータ３０２は、コイルを内蔵するので、一般に、図１０に示すようにインダクタンスＭL と負荷抵抗ＲL を直列に接続した等価回路で表される。
よって、モータ３０２に駆動電流Ｉm が供給されると、インダクタンスＭL によって、逆起電力が発生する。特に、ブレーキ時にはモータ３０２のロータが慣性により回転するので、ロータの回転により、逆方向に電圧が発生し、逆起電力となる。
【００１０】
このとき、モータドライブ回路３００をＩＣ化したとすると、このブレーキ時の逆起電力により、モータ３０２を接続する第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 に負の電圧が発生する。ＩＣは、半導体基板に不純物を拡散させることによりトランジスタ等の各素子を形成しており、隣合う素子同士では、半導体層の極性が逆バイアスとなるように設定されている。このため、通常、所定方向のバイアス電圧で正常に動作する。
【００１１】
第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 に負の電圧が発生し、基板のバイアスの状態が崩れると、素子間の半導体層が寄生の素子として動作して、ラッチアップなどの異常動作する。
このため、ブレーキ動作などにより、モータ３０２の両端に負の電圧が発生したときに、これを吸収するために、ダイオードＤ11〜Ｄ14が設けられていた。
【００１２】
特に、ダイオードＤ12、Ｄ14は、ブレーキ動作時の端子Ｔm11 、Ｔm12 の−側への電圧の振れを防止し、ラッチアップなどの異常動作を防止している。
モータ３０２のブレーキ動作時にモータ３０２に発生する逆起電力により、モータ３０２の第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 側が負側に振れた場合、ダイオードＤ12、Ｄ14がオンすることにより接地側から電流が供給され、モータ３０２の第１、第２の端子Ｔm11 、Ｔm12 側の電圧の負側への振れを抑制し、逆起電力により引き起こされるラッチアップなどの異常動作を防止していた。
【００１３】
図１１に従来の一例の動作波形図を示す。図１１（Ａ）はモータ３０２の動作モード、図１１（Ｂ）はモータ３０２の第１端子Ｔm11 の電圧を示す。
図１１（Ａ）に示すように、モータ３０２の動作状態が正転状態からブレーキ状態に移行すると、図１１（Ｂ）に示すような第１の端子Ｔm11 に負の電圧が発生する。モータドライブ回路３００は、モータ３０２の逆起電力により負の電圧が発生すると、ダイオードＤ12、Ｄ14により、ダイオードＤ12、Ｄ14の順方向電圧ＶF でクランプされ、それ以上は低下しない。このとき、モータ３０２の逆起電力により発生される負の電圧により、最大１．２〔Ｖ〕にクランプされる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、従来のモータドライブ回路では、ダイオードＤ12、Ｄ14により逆起電力による電流を接地にバイパスする構成とされていたため、ダイオードＤ12、Ｄ14に大きな電流が流れることになり、よって、ダイオードＤ12、Ｄ14の素子サイズを比較的大きくとる必要があった。このため、モータドライブ回路をＩＣ化した場合に、チップ面積が増大する等の問題点があった。
【００１５】
また、製造工程の素子特性のバラツキなどによりダイオードＤ12、Ｄ14だけでは、逆起電力による負側の電流を十分に吸収できない等の問題点があった。
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、小さい素子サイズで、逆起電力による電圧低下を吸収できるモータドライブ回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１は、制御信号に応じてモータの第１の端子に供給する電流を制御する第１の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第１の端子から電流を引き込む第２の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第２の端子に供給する電流を制御する第３の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第２の端子から電流を引き込む第４の駆動トランジスタとを有するモータドライブ回路において、
前記第２の駆動トランジスタと同極性で、前記第２の駆動トランジスタに並列向に、かつ、逆方向に接続された第１の制御トランジスタと、
前記第４の駆動トランジスタと同極性で、前記第４の駆動トランジスタに並列に、かつ、逆方向に接続された第２の制御トランジスタとを有することを特徴とする。
【００１７】
請求項１によれば、第２及び第４の駆動トランジスタに並列に第２及び第４の駆動トランジスタと同極性で、かつ、並列にかつ逆方向に接続された第１及び第２の制御トランジスタを設けることにより、モータの第１及び第２の端子の電圧が逆起電力により低下しても、第１及び第２の制御トランジスタが逆β特性により駆動され、第１及び第２の制御トランジスタを介してモータの第１及び第２の端子に電流が供給され、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制できる。このとき、第１及び第２の制御トランジスタは、トランジスタの逆β特性により駆動されるので、モータの第１及び第２の端子をダイオードなどの素子に比べて低い電圧にクランプできるため、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できる。また、大容量のダイオードなどの素子が不要となり、チップ面積を低減できる。
【００１８】
請求項２は、請求項１において、前記第１の制御トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さいことを特徴とする。
請求項２によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さい特性とすることにより、モータに逆方向電圧が発生し、第２、第４の駆動トランジスタ及び第１、第２の制御トランジスタに逆方向電圧が印加されたときに、第２、第４の駆動トランジスタがオフしても、第１、第２の制御トランジスタがオンするので、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減でき、また、第３、第４の駆動トランジスタに順方向に電圧が印加されたときには、第１、第２の制御トランジスタは逆方向となり、オフするので、駆動電流に影響しない。
【００１９】
請求項３は、請求項１又は２において、前記第１の制御トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタは、素子の形状が周辺長に対して面積が大きい構造であることを特徴とする。
請求項３によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタの素子形状を周辺長に対して面積が大きい構造とすることにより、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の逆方向の特性が順方向の特性に比べて小さくすることができ、これにより、小さい電圧でオンし、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減できる。
【００２０】
請求項４は、請求項１〜３において、前記第２の駆動トランジスタ及び前記第１の制御トランジスタのベース電位に応じて前記第４の駆動トランジスタのベース電位を制御する第１の制御回路と、
前記第４の駆動トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタのベース電位に応じて前記第２の駆動トランジスタのベース電位を制御する第２の制御回路とを有することを特徴とする。
【００２１】
請求項５は、請求項４において、前記第１の制御回路は、第２の駆動トランジスタ及び前記第１の制御トランジスタのベース電位に応じて電流を引き込む第１の検出トランジスタと、
前記第１の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第２の駆動トランジスタのベース電位を制御する第１の駆動トランジスタ制御用トランジスタと、
前記第１の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第１の駆動トランジスタ制御用トランジスタのベース電位をクランプする第１のクランプ手段とを有し、
前記第２の制御回路は、第４の駆動トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタのベース電位に応じて電流を引き込む第２の検出トランジスタと、
前記第２の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第４の駆動トランジスタのベース電位を制御する第２の駆動トランジスタ制御用トランジスタと、
前記第２の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第２の駆動トランジスタ制御用トランジスタのベース電位をクランプする第２のクランプ手段とを有することを特徴とする。
【００２２】
請求項４、５によれば、第１〜第４の駆動トランジスタＱ1 〜Ｑ4 の状態に応じて第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 の状態を最適に制御できる。
請求項６は、請求項５において、前記第１及び第２のクランプ手段が、抵抗であることを特徴とする。
請求項６によれば、第１及び第２のクランプ手段を抵抗で構成することにより、簡単な構成で、回路を実現できる。
【００２３】
請求項７は、請求項５において、前記第１及び第２のクランプ手段が、ＰＮ接合素子であることを特徴とする。
請求項７によれば、第１及び第２のクランプ手段をＰＮ接合素子で構成することにより、所定の動作点で、正確に動作させることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の第１実施例のブロック構成図、図２に本発明の第１実施例の回路構成図を示す。
本実施例のモータドライブ回路１は、電源端子Ｔv1、Ｔv2に接続される直流電源２により駆動され、直流電源２からモータ３の第１の端子Ｔm1に供給する駆動電流を制御する第１の駆動トランジスタＱ1 、モータ３の第１の端子Ｔm1から電流を引き込み接地に供給する第２の駆動トランジスタＱ2 、直流電源２からモータ３の第２の端子Ｔm2に供給する駆動電流を制御する第３の駆動トランジスタＱ3 、モータ３の第２の端子Ｔm2から電流を引き込む第４の駆動トランジスタＱ4 、第２の駆動トランジスタＱ2 と同極性のトランジスタから構成され、第２の駆動トランジスタＱ2 に逆方向に並列に接続された第１の制御トランジスタＱc1、第４の駆動トランジスタＱ4 と同極性のトランジスタから構成され、第４の駆動トランジスタＱ4 に逆方向に並列に接続された第２の制御トランジスタＱc2、モータ３に発生する逆起電力による正側の振れを吸収するダイオードＤ1 、Ｄ2 、コンデンサＣ1 、Ｃ2 から構成され、例えば、同一の半導体基板上に形成される。なお、コンデンサＣ1 、Ｃ2 は外付け部品とする構成も考えられる。
【００２５】
第１の駆動トランジスタＱ1 は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の正極、コレクタがモータ３の第１の端子Ｔm1に接続され、ベースに駆動制御回路４から第１の駆動制御信号が供給される。第２の駆動トランジスタＱ2 は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の負極、コレクタがモータ３の第１の端子Ｔm1に接続され、ベースに駆動制御回路４から第２の駆動制御信号が供給される。
【００２６】
第３の駆動トランジスタＱ3 は、ＰＮＰトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の正極、コレクタがモータ３の第２の端子Ｔm2に接続され、ベースに駆動制御回路４から第３の駆動制御信号が供給される。第４の駆動トランジスタＱ4 は、ＮＰＮトランジスタから構成され、エミッタが直流電源２の負極、コレクタがモータ３の第２の端子Ｔm2に接続され、ベースに駆動制御回路４から第４の駆動制御信号が供給される。
【００２７】
また、第２の駆動トランジスタＱ2 には、並列に第１の制御トランジスタＱc1が接続される。第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 と同極性のＮＰＮトランジスタから構成され、第２の駆動トランジスタＱ2 に対して逆方向に接続される。すなわち、第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 のコレクタにエミッタが接続され、第２の駆動トランジスタＱ2 のエミッタにコレクタが接続され、さらに、ベースは、第２の駆動トランジスタＱ2 のベースに接続されている。
【００２８】
さらに、第４の駆動トランジスタＱ4 には、並列に第２の制御トランジスタＱc2が接続される。第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 と同極性のＮＰＮトランジスタから構成され、第４の駆動トランジスタＱ4 に対して逆方向に接続される。すなわち、第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 のコレクタにエミッタが接続され、第４の駆動トランジスタＱ4 のエミッタにコレクタが接続され、さらに、ベースは、第４の駆動トランジスタＱ4 のベースに接続されている。
【００２９】
図３に本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの断面図、図４に本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの素子形状を説明するための図を示す。
第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、例えば、図３に示すように、モータドライブ回路１が形成されるＰ型基板Ｓ0 上にＮ型領域Ｓ1 が形成され、そのＮ型領域Ｓ1 内にＰ型領域Ｓ2 が形成され、さらに、Ｐ型領域Ｓ2 内にＮ型領域Ｓ3 が形成された構造とされている。Ｎ型領域Ｓ1 がコレクタ、Ｐ型領域Ｓ2 がベース、Ｎ型領域Ｓ3 がエミッタとなる。
【００３０】
第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2の素子の形状は、例えば、図３、図４に示すように辺の長さがａ、ｂ、厚さがｈの直方体とすると、素子の面積（ａ×ｂ）が素子の周辺長（ａ＋ｂ＋ｈ）より十分に大きくなるように設定されている。すなわち、
（ａ＋ｂ＋ｈ）＜＜（ａ×ｂ） ・・・（１）
に設定されている。
【００３１】
素子の形状を式（１）のように設定することにより、一般に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶCEに対するコレクタ電流Ｉc の特性において、逆方向のコレクタ電流Ｉc は順方向のコレクタ電流Ｉc に比べて小さい値でクランプされるようになることが知られている。
図５に本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の特性図を示す。
【００３２】
図５に示すように式（１）のように設定された第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2では、ベース電流ＩB1のときには、順方向では飽和時にコレクタ電流Ｉc1が流れるのに対し、逆方向ではコレクタ電流Ｉc1' （＜Ｉc1）しか流れず、また、ベース電流ＩB2のときには、順方向で、飽和時にコレクタ電流Ｉc2が流れるのに対し、逆方向ではコレクタ電流Ｉc2' （＜Ｉc2）しかながれない。
【００３３】
このため、第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は順方向のときだけ、有効に動作されるようになる。第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 とは、互いに逆方向に接続されているので、第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 がオンしているときには、第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、逆方向となるので、有効には動作しない。
【００３４】
また、第１、第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2は、第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 がオフで、順方向にコレクタ−エミッタ間に電圧が印加されたときには、すなわち、モータ３の第１、第２の端子Ｔm1、Ｔm2に負側の電圧が発生したときには、有効に動作され、モータ３の第１、第２の端子Ｔm1、Ｔm2に発生した負側の電圧を所定の電圧、例えば、０．３〔Ｖ〕程度にクランプできる。
【００３５】
なお、第２の駆動トランジスタＱ2 及び第１の制御トランジスタＱc1のベースに供給される第２の駆動制御信号は、第３の駆動トランジスタＱ3 のベースに供給される第３の駆動制御信号を反転した信号である。また、第４の駆動トランジスタＱ4 及び第２の制御トランジスタＱc2のベースに供給される第４の駆動制御信号は、第１の駆動トランジスタＱ1 に供給される第１の駆動制御信号を反転した信号である。
【００３６】
第１〜第４の駆動制御信号は、駆動制御回路４により第１及び第２の制御端子Ｔc1、Ｔc2に供給される第１、第２の制御信号に応じて生成される。駆動制御回路４は、図２に示すようにＮＰＮトランジスタＱ11〜Ｑ30、ＰＮＰトランジスタＱ31〜Ｑ41、抵抗Ｒ1 〜Ｒ29、コンデンサＣ10から構成される。
ここで、駆動制御回路４の動作を説明する。
【００３７】
図６に本発明の第１実施例の要部の動作波形図を示す。図６（Ａ）はモータ３の動作モード、図６（Ｂ）はモータ３に流れる電流、図６（Ｃ）はモータ３の両端の電圧の波形を示す。
モータ３を正転させる図６（Ａ）の正転モードで動作させる場合には、駆動制御回路４の第１の制御端子Ｔc1をハイレベル、第２の制御端子Ｔc2をローレベルとする。駆動制御回路４の第１の制御端子Ｔc1がハイレベル、第２の制御端子Ｔc2がローレベルになると、トランジスタＱ11がオンし、トランジスタＱ14がオフする。トランジスタＱ11がオンすると、トランジスタＱ31がオンし、これによりトランジスタＱ32、Ｑ33、Ｑ40がオンする。トランジスタＱ32、Ｑ33がオンすると、トランジスタＱ12、Ｑ13がオンする。
【００３８】
一方、トランジスタＱ14はオフとなるので、トランジスタＱ34はオフとなり、これによりトランジスタＱ35、Ｑ36、Ｑ39はオフする。トランジスタＱ35、Ｑ36がオフすると、トランジスタＱ15、Ｑ18はオフする。
また、トランジスタＱ12がオンすると、トランジスタＱ24がオフする。このとき、トランジスタＱ29のベース電位はローレベルとなり、トランジスタＱ29はオフする。トランジスタＱ29がオフすると、第３の駆動トランジスタＱ3 のベース電位、すなわち、第３の駆動制御信号はハイレベルになり、第３の駆動トランジスタＱ3 は、オフする。また、トランジスタＱ29がオフすると、第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位、すなわち、第２の駆動制御信号はローレベルになり、第２の駆動トランジスタＱ2 もオフする。
【００３９】
さらに、トランジスタＱ18がオフすることにより、トランジスタＱ37、Ｑ38がオフとなる。トランジスタＱ37、Ｑ38がオフすると、トランジスタＱ19がオフとなり、トランジスタＱ22、Ｑ23、Ｑ41はオフする。このとき、トランジスタＱ40はオン、トランジスタＱ15はオフしているため、トランジスタＱ40のコレクタ電流はトランジスタＱ27のベースに供給される。よって、トランジスタＱ27がオンする。
【００４０】
トランジスタＱ27がオンすると、第１の駆動トランジスタＱ1 のベース電位、すなわち、第１の駆動制御信号がローレベルとなり、第１の駆動トランジスタＱ1 はオンする。また、トランジスタＱ27がオンすることにより、第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位、すなわち、第４の駆動制御信号がハイレベルになるので、第４の駆動トランジスタＱ4 がオンする。
【００４１】
このように、第１の制御端子Ｔc1に供給する第１の制御信号をハイレベル、第２の制御端子Ｔc2に供給する第２の制御信号をローレベルにすることにより、第１の駆動トランジスタＱ1 がオン、第２の駆動トランジスタＱ2 がオフ、第３の駆動トランジスタＱ3 がオフ、第４の駆動トランジスタＱ4 がオンすることにより、モータ３の第１の端子Ｔm1が直流電源２の正極に接続され、第２の端子Ｔm2が直流電源２の負極に接続される。このため、モータ３には第１の端子Ｔm1から第２の端子Ｔm2の方向に電流が流れ、モータ３は正転する。
【００４２】
このとき、第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 のベースがオフ電位となるので、オフとなる。また、第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 がオンとなるが、第４の駆動トランジスタＱ4 に対して逆方向に接続されているので、逆β特性により有効に動作せず、オフとなる。
【００４３】
次に、第１の制御端子Ｔc1がハイレベルで、第２の制御端子Ｔc2をローレベルからハイレベルにすると、モータ３にブレーキがかかる。
第２の制御端子Ｔc2がローレベルからハイレベルになると、トランジスタＱ14がオンする。トランジスタＱ14がオンすると、トランジスタＱ34がオンし、これによりトランジスタＱ35、Ｑ36、Ｑ39がオンする。トランジスタＱ35、Ｑ36がオンすると、トランジスタＱ15、Ｑ18がオンする。
【００４４】
トランジスタＱ15がオンすると、トランジスタＱ27、Ｑ25がオフする。トランジスタＱ27がオフすると、第１の駆動トランジスタＱ1 のベース電位、すなわち、第１の駆動制御信号がハイレベルとなり、第１の駆動トランジスタＱ1 がオフする。また、トランジスタＱ27がオフすると、第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位、すなわち、第４の駆動制御信号がローレベルになるので、第４の駆動トランジスタＱ4 もオフする。このため、モータ３の第１の端子Ｔm1は、直流電源２から切断される。
【００４５】
このとき、第３の駆動トランジスタＱ3 、第２の駆動トランジスタＱ2 はオフのままであるので、モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断され、モータ３にブレーキがかかる。
モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断されても、モータ３は慣性により回転を続け、逆起電力を発生する。モータ３の逆起電力によりモータ３の第１の端子Ｔm1には、負極性の電圧が発生する。
【００４６】
第１の端子Ｔm1に負極性の電圧が発生すると、第２の駆動トランジスタＱ2 のコレクタ−エミッタ間は逆方向となり、有効に動作しないが、第１の制御トランジスタＱc1のコレクタ−エミッタ間は順方向となり、有効に動作するようになり、コレクタ側、すなわち、接地側から第１の端子Ｔm1に電流が引き込まれ、第１の端子Ｔm1の電位は、図６（Ｃ）に示すように、所定の電位Ｖｎ、例えば、０．３〔Ｖ〕程度にクランプされる。よって、ラッチアップなどの異常動作が抑制できる。
【００４７】
次に、第１の制御端子Ｔc1に供給される第１の制御信号をハイレベルからローレベルにすると、モータ３逆転する。第１の制御端子Ｔc1に供給される第１の制御信号をハイレベルからローレベルになると、トランジスタＱ11がオフする。トランジスタＱ11がオフすると、トランジスタＱ31、Ｑ32、Ｑ33、Ｑ40がオフする。
【００４８】
トランジスタＱ32がオフすると、トランジスタＱ12がオフする。トランジスタＱ12がオフすると、トランジスタＱ24がオンする。また、このとき、トランジスタＱ18はオンであるので、トランジスタＱ22、Ｑ23、Ｑ26、Ｑ41がオンし、トランジスタＱ29のベース電位がハイレベルとなり、トランジスタＱ29がオンする。トランジスタＱ29がオンすると、第３の駆動トランジスタＱ3 のベース電位、すなわち、第３の駆動制御信号がローレベルになるので、第３の駆動トランジスタＱ3 がオンする。第３の駆動トランジスタＱ3 がオンすると、直流電源２からモータ３の第２の端子Ｔm2に電流が供給される。
【００４９】
また、トランジスタＱ29がオンすると、第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位、すなわち、第２の駆動制御信号がハイレベルとなり、第２の駆動トランジスタＱ2 がオンする。
このとき、第１の駆動トランジスタＱ1 及び第４の駆動トランジスタＱ4 はオフのままであるので、モータ３には、第２の端子Ｔm2から第１の端子Ｔm1の方向に電流が流れ、モータ３は逆転する。
【００５０】
このとき、第２の制御トランジスタＱc2は、第４の駆動トランジスタＱ4 のベースがオフ電位となるので、オフとなる。また、第１の制御トランジスタＱc1は、第２の駆動トランジスタＱ2 がオンとなるが、第２の駆動トランジスタＱ2 に対して逆方向に接続されているので、逆β特性により有効に動作せず、オフとなる。
【００５１】
次に、第２の制御端子Ｔc2がハイレベルで、第１の制御端子Ｔc1をローレベルからハイレベルにすると、モータ３にブレーキがかかる。
第１の制御端子Ｔc1がローレベルからハイレベルになると、第１の駆動トランジスタＱ1 、及び、第４の駆動トランジスタＱ4 もオフする。このため、モータ３の第１の端子Ｔm1は、直流電源２から切断される。
【００５２】
このとき、第３の駆動トランジスタＱ3 、第２の駆動トランジスタＱ2 はオフのままであるので、モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断され、モータ３にブレーキがかかる。
モータ３の第１の端子Ｔm1と第２の端子Ｔm2との両方が直流電源２から切断されても、モータ３は慣性により回転を続け、逆起電力を発生する。モータ３の逆起電力によりモータ３の第２の端子Ｔm2には、負極性の電圧が発生する。
【００５３】
第２の端子Ｔm2に負極性の電圧が発生すると、第４の駆動トランジスタＱ4 のコレクタ−エミッタ間は逆方向となり、有効に動作しないが、第２の制御トランジスタＱc2のコレクタ−エミッタ間は順方向となり、有効に動作するようになり、コレクタ側、すなわち、接地側から第２の端子Ｔm2に電流が引き込まれ、第２の端子Ｔm2の電位は、所定の電位、例えば、０．３〔Ｖ〕程度の低い電位でクランプされる。よって、ラッチアップなどの異常動作が抑制できる。
【００５４】
本実施例によれば、モータ３のブレーキ動作時にモータ３に生じる逆起電力によりモータ３を接続する第１及び第２の端子Ｔm1、Ｔm2の負極性の電圧に低下しても、第１及び第２の制御トランジスタＱc1、Ｑc2が順方向に接続され、有効に動作することにより、第１及び第２の端子Ｔm1、Ｔm2の負極性の電圧を吸収するので、モータ３の第１及び第２の端子Ｔm1、Ｔm2の電圧の低下を防止できる。
【００５５】
よって、モータドライブ回路１をＩＣ化した場合に、寄生トランジスタがオンするような、いわゆる、ラッチアップなどの異常状態が発生することを防止できる。
図７に本発明の第２実施例の回路構成図を示す。同図中、図２と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【００５６】
本実施例のモータドライブ回路１００は、第１及び第２の駆動トランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース電位に応じて第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位を最適に制御する第１の制御回路１０１と、第３及び第４の駆動トランジスタＱ3 、Ｑ4 のベース電位に応じて第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位を最適に制御する第２の制御回路１０２とを設けてなる。
【００５７】
第１の制御回路１０１は、第２の駆動トランジスタＱ2 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＮＰＮトランジスタＱ100 、第１の駆動トランジスタＱ1 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ101 、ＮＰＮトランジスタＱ100 及びＰＮＰトランジスタＱ101 のコレクタ電流の和に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ102 、プルアップ抵抗Ｒ100 から構成される。
【００５８】
また、第２の制御回路１０２は、第４の駆動トランジスタＱ4 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＮＰＮトランジスタＱ103 、第３の駆動トランジスタＱ3 のベース電位に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ104 、ＮＰＮトランジスタＱ103 及びＰＮＰトランジスタＱ104 のコレクタ電流の和に応じてコレクタ電流が制御されるＰＮＰトランジスタＱ105 、プルアップ抵抗Ｒ101 から構成される。
【００５９】
本実施例によれば、第１〜第４の駆動トランジスタＱ1 〜Ｑ4 の状態に応じて第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 の状態を最適に制御できる。
図８に本発明の第３実施例の回路構成図を示す。同図中、図７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
本実施例のモータドライブ回路２００は、第１、第２の制御回路の構成が、第２実施例の第１、第２の制御回路１０１、１０２と相違する。
【００６０】
本実施例の第１、第２の制御回路２０１、２０２は、プルアップ抵抗Ｒ100 、Ｒ101 に代えてＰＮＰトランジスタＱ200 、Ｑ201 から構成される定電圧素子を用いた。本実施例によれば、第２実施例に比べて正確に制御を行える。
なお、本発明は上記第１〜第３実施例の回路構成に限定されるものではなく、要は、モータ３の両端に発生した負の電圧を第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 と同極性で、かつ、並列に逆方向に接続されたトランジスタにより吸収し、ラッチアップなどの異常動作を防止できるような構成であればよい。
【００６１】
【発明の効果】
上述の如く、本発明の請求項１によれば、第２及び第４の駆動トランジスタに並列に第２及び第４の駆動トランジスタと同極性で、かつ、逆方向に接続された第１及び第２の制御トランジスタを設けることにより、モータの第１及び第２の端子の電圧が逆起電力により低下しても、第１及び第２の制御トランジスタが逆β特性により駆動され、第１及び第２の制御トランジスタを介してモータの第１及び第２の端子に電流が供給され、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制できるため、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止でき、また、大容量のダイオードなどの素子が不要となるため、チップ面積を低減できる等の特長を有する。
【００６２】
請求項２によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さい特性とすることにより、モータに逆方向電圧が発生し、第２、第４の駆動トランジスタ及び第１、第２の制御トランジスタに逆方向電圧が印加されたときに、第２、第４の駆動トランジスタがオフしても、第１、第２の制御トランジスタがオンするので、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減でき、また、第３、第４の駆動トランジスタに順方向に電圧が印加されたときには、第１、第２の制御トランジスタは逆方向となり、オフするので、駆動電流に影響しない等の特長を有する。
【００６３】
請求項３によれば、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタの素子形状を面積に対して厚さが薄い構造とすることにより、第１の制御トランジスタ及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の逆方向の特性が順方向の特性に比べて小さくすることができ、これにより、小さい電圧でオンし、モータの第１及び第２の端子の電圧の低下を抑制でき、ラッチアップなどの異常状態の発生を防止できるとともに、チップ面積を低減できる等の特長を有する。
【００６４】
請求項４、５によれば、第１〜第４の駆動トランジスタＱ1 〜Ｑ4 の状態に応じて第２、第４の駆動トランジスタＱ2 、Ｑ4 の状態を最適に制御できる等の特長を有する。
請求項６によれば、第１及び第２のクランプ手段を抵抗で構成することにより、簡単な構成で、回路を実現できる等の特長を有する。
【００６５】
請求項７によれば、第１及び第２のクランプ手段をＰＮ接合素子で構成することにより、所定の動作点で、正確に動作させることができる等の特長を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例のブロック構成図である。
【図２】本発明の第１実施例の回路構成図である。
【図３】本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの断面図である。
【図４】本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタの素子形状を説明するための図である。
【図５】本発明の第１実施例の第１及び第２の制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧に対するコレクタ電流の特性図である。
【図６】本発明の第１実施例の要部の動作波形図である。
【図７】本発明の第２実施例の回路構成図である。
【図８】本発明の第３実施例の回路構成図である。
【図９】従来の一例の回路構成図である。
【図１０】モータの等価回路図である。
【図１１】従来の一例の要部の動作波形図である。
【符号の説明】
１、１００、２００ モータドライブ回路
２ 直流電源
３ モータ
４ 駆動制御回路
Ｑ1 第１の駆動トランジスタ
Ｑ2 第２の駆動トランジスタ
Ｑ3 第３の駆動トランジスタ
Ｑ4 第４の駆動トランジスタ
Ｑc1 第１の制御トランジスタ
Ｑc2 第２の制御トランジスタ
Claims (7)
- 制御信号に応じてモータの第１の端子に供給する電流を制御する第１の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第１の端子から電流を引き込む第２の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第２の端子に供給する電流を制御する第３の駆動トランジスタと、該制御信号に応じて該モータの第２の端子から電流を引き込む第４の駆動トランジスタとを有するモータドライブ回路において、
前記第２の駆動トランジスタと同極性で、前記第２の駆動トランジスタに並列に、かつ、逆方向に接続された第１の制御トランジスタと、
前記第４の駆動トランジスタと同極性で、前記第４の駆動トランジスタに並列に、かつ、逆方向に接続された第２の制御トランジスタとを有することを特徴とするモータドライブ回路。 - 前記第１の制御トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタは、コレクタ−エミッタ間電圧が逆方向の電圧であるときのコレクタ電流がコレクタ−エミッタ間電圧が順方向であるときのコレクタ電流に比べて小さいことを特徴とする請求項１記載のモータドライブ回路。
- 前記第１の制御トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタは、素子の形状が周辺長に対して面積が大きい構造であることを特徴とする請求項１又は２記載のモータドライブ回路。
- 前記第２の駆動トランジスタ及び前記第１の制御トランジスタのベース電位に応じて前記第４の駆動トランジスタのベース電位を制御する第１の制御回路と、
前記第４の駆動トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタのベース電位に応じて前記第２の駆動トランジスタのベース電位を制御する第２の制御回路とを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項記載のモータドライブ回路。 - 前記第１の制御回路は、第２の駆動トランジスタ及び前記第１の制御トランジスタのベース電位に応じて電流を引き込む第１の検出トランジスタと、
前記第１の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第２の駆動トランジスタのベース電位を制御する第１の駆動トランジスタ制御用トランジスタと、
前記第１の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第１の駆動トランジスタ制御用トランジスタのベース電位をクランプする第１のクランプ手段とを有し、
前記第２の制御回路は、第４の駆動トランジスタ及び前記第２の制御トランジスタのベース電位に応じて電流を引き込む第２の検出トランジスタと、
前記第２の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第４の駆動トランジスタのベース電位を制御する第２の駆動トランジスタ制御用トランジスタと、
前記第２の検出トランジスタにより引き込まれる電流に応じて前記第２の駆動トランジスタ制御用トランジスタのベース電位をクランプする第２のクランプ手段とを有することを特徴とする請求項４記載のモータドライブ回路。 - 前記第１及び第２のクランプ手段は、抵抗であることを特徴とする請求項５記載のモータドライブ回路。
- 前記第１及び第２のクランプ手段は、ＰＮ接合素子であることを特徴とする請求項５記載のモータドライブ回路。
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