JP3664751B2 - スピーカホーン用の電圧制御式減衰器 - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、電圧制御式減衰回路と、このような減衰器に対して正確な利得設定を与える手段とに係る。より詳細には、本発明は、集積回路スピーカホーン（マイク付きスピーカ）システムに使用する減衰回路に係る。
【０００２】
【従来の技術】
電圧制御式減衰器は、種々様々なシステムにおいて、そのようなシステムに通される信号の振幅を制御信号の大きさに基づいて調整するのに利用できる。例えば、スピーカホーン回路では、半二重通信を行うために送信チャンネル及び受信チャンネルの両方に減衰器が含まれている。送信及び受信減衰器は、典型的に、相補的な仕方で、即ち一方が最大利得である間に他方が最大減衰となりそしてその逆にもなるように動作される。各減衰器の設定は、レベルの差が同じになるように調整される。この技術を用いると、２つのチャンネル間に一定のロスが挿入され、スピーカとマイクロホンとの間の信号結合や、ハイブリッド回路を通る側音により生じることのある不安定さを防止する。このような構成に使用される減衰器の１つの要件は、スピーカホーンシステムの一貫した性能を確保するための正確な利得設定にある。各減衰器の利得レベルが大きく変動すると、２つのチャンネル間の挿入ロスが予測できないものとなり、システムの安定性を維持する上で困難を呈する。
【０００３】
典型的なスピーカホーンにおいては、チャンネルの利得設定が、そのチャンネル内のスピーチの検出に基づいている。遠方端の通話者が話をする場合は、受信信号が送信信号より大きく、送信減衰器は最大ロスにセットされるが、受信減衰器は最大利得にセットされる。鏡像端の通話者が話をする場合には、逆のことがいえる。両チャンネルにおける信号の振幅を監視することにより、どのチャンネルがアクティブであるかを決定しそしてそれに応じて利得を調整する制御回路を開発することができる。スピーカホーンに使用される減衰器の更に別の要件は、音声路への制御信号のフィードスルー（突抜け）を最小にする必要性である。フィードスルーは、スピーチチャンネルに可聴の「擬音(thump) 」を発生し、これは一方のチャンネルから他方のチャンネルへ切り換えるときに生じる。このフィードスルーは、充分な大きさであると、偽のスピーチ信号として検出されるために切り換えエラーを生じる。フィードスルーの主たる原因は、減衰器内の利得に従属するオフセットである。
【０００４】
図２は、公知の電圧制御式減衰器の例を示している。入力電圧は、点２１０に与えられ、抵抗器Ｒ２を経て第１の増幅器２１２へ送られる。増幅器２１２は、電流ソース２２２から電流を受け取るエミッタ接続トランジスタ２１８、２２０及び２１４、２１６から電流を引き出すように動作する。その出力は、第２の増幅器２２４を経て電圧出力２２６に送られる。ＶＣと示された制御電圧がトランジスタ２１４及びトランジスタ２２０に印加される。この制御電圧ＶＣは、一方はＮＰＮでありそして他方はＰＮＰである２つのトランジスタに互いに逆の仕方で作用する。増加する制御電圧に応答して、トランジスタ２１４の電流は増加するが、トランジスタ２２０の電流は減少する。従って、増幅器区分の２つの脚に流れる電流は制御電圧に比例して分割される。この変化する電流に基づいて、点２１０における入力と点２２６における出力との間の電圧増幅度が変化し、減衰器の利得は、電流ソース２２２からの電流の分割に正比例する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図２に示すような回路に伴う１つの問題は、典型的なバイポーラ集積回路に使用したときに、ＮＰＮトランジスタとＰＮＰトランジスタの特性の相違によって入力から出力への直流フィードスルーが生じ、これが、制御電圧によりセットされた増幅レベルに基づいて変化することである。ＮＰＮ及びＰＮＰの両トランジスタを電流分割コアで使用することによりこの直流フィードスルー作用を除去するような電圧制御式減衰器をもつことが要望される。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電圧制御式減衰器のコアで電流分割を実行するようにＮＰＮトランジスタを専用に使用することによって直流フィードスルーを減少するような電圧制御式減衰器及び利得制御機構を提供する。又、利得制御電圧発生器も開示するが、これは、プロセス変動に係わりなく、集積回路技術における部品整合の精度を使用し、チップトリミングの外部部品や複雑なフィードバック機構の必要なく正確な制御電圧を発生する。電圧制御減衰器においては、一対のエミッタ接続されたＮＰＮトランジスタが設けられて、共通の電流ソースに接続される。各ＮＰＮトランジスタにおける電流の流れは、整合されたＰＮＰ電流ミラーにより、これも又エミッタ接続された第２組の整合されたＮＰＮトランジスタに対して鏡像化される。好ましくは差である共通の制御電圧がエミッタ接続のＮＰＮ対に接続される。フィードバック制御ループが、第２組のエミッタ接続ＮＰＮトランジスタの電流を調整して、第２のＮＰＮ対からの電流の和が第１対の電流の和に等しくなるようにする。信号入力及び出力は、第２のＮＰＮ対のコレクタに接続される。電圧制御減衰器の構成は、ＰＮＰデバイスに流れる電流をＮＰＮデバイスで定め、電流分割コアにおいてＰＮＰ特性を独立したものにする。
【０００７】
利得制御電圧発生器においては、２対のエミッタ接続されたＮＰＮトランジスタが設けられ、その各々が共通の電流ソースに接続されて、電圧制御式減衰器のコアの電流に比例した電流を各対に与える。ＮＲ：Ｒ及びＲ：ＮＲという値の比をもつ抵抗器が各ＮＰＮ対のコレクタ回路に接続される。各抵抗器対から共通率の制御キャパシタ及び差動増幅器へのフィードバックが与えられ、各対の抵抗器間に現れる電圧差が、スピーカホーンにおける受信又は送信信号の検出に応答してゼロにセットされる。それにより得られる利得制御電圧がアクティブなＮＰＮ対の入力に発生され、これは、減衰器コアの制御入力に接続されたときに、制御電圧発生器のアクティブな対における抵抗器の比に反比例する電圧利得を発生する。この構成は、米国特許第４，７２０，８５６号に開示されたような減衰器からの直流フィードバックなしに、制御電圧を発生することができる。
【０００８】
【実施例】
本発明の特徴及び効果を理解するために、添付図面を参照し、本発明の実施例を詳細に説明する。図１は、本発明によるスピーカホーン回路のブロック図である。マイクロホン１０は、マイクロホン増幅器１２、電圧制御式減衰器１４、第２の増幅器１６、及び電話線に接続された送信回路１８を経て信号を供給する。受信チャンネルは、送信回路１８から、フィルタ増幅器２０、電圧制御式減衰器２２及びスピーカ増幅器２４を経てスピーカ２６へ信号を供給する。制御回路２８は、送信減衰器１４及び受信減衰器２２の利得を制御する。
【０００９】
送信及び受信減衰器の利得は相補的にセットされ、送信又は受信モード中に、一度に１つのチャンネルのみが高い値にセットされた利得をもつようにされる。２つのチャンネルの利得の和は一定に保たれる。いずれの当事者も話をしないときのアイドルモードにおいては、チャンネルの利得が等化される。
【００１０】
制御回路は、４つの主要入力に基づいて動作するが、他の副次的な信号も、動作の向上のためにシステムに入力されてもよい。第１の入力は、Ａで示されている。この信号は、比較器３０から出力されるものであり、この比較器は、ピーク検出器３２及び３４を経てその入力を受け取り、これらのピーク検出器は、送信チャンネルの増幅器１６及び受信チャンネルの増幅器２０からの信号に各々作用するものである。同様に、比較器３６は、マイクロホン増幅器１２及びスピーカ増幅器２４の出力に各々接続されたピーク検出器３８及び４０を通して送られた信号の比較から信号Ｂを供給する。チャンネルにスピーチが存在することを指示する他方の入力は、バックグランドノイズ検出回路４２及び４４から送られる。各チャンネルのノイズレベルを指示するこれらの回路は、比較器４６及び４８において、ピーク検出器３８及び３４からの信号と各々比較され、信号Ｔ及びＲを制御回路へ供給する。信号Ｔは、送信チャンネルにおいて所定のスレッシュホールドだけノイズより大きな音声信号の存在を指示し、一方、信号Ｒは、受信チャンネルにおいて第２のスレッシュホールドだけノイズより大きな音声の存在を指示する。
【００１１】
図３は、図１の電圧制御式減衰器１４又は２２の好ましい実施例を示す図である。入力信号は、ノード３１０を経、抵抗器３５８を経て、入力増幅器３１２に送られる。この増幅器３１２は、トランジスタ３１４に接続され、該トランジスタのコレクタは、トランジスタ３１６及び３１８のエミッタに結合されている。トランジスタ３１６及び３１８のコレクタは、ＰＮＰトランジスタ３４０及び３４８のコレクタに各々接続される。このトランジスタ構成体への入力ノードは、点３２４であり、そして出力ノードは、点３２６であり、出力増幅器３２８を経て出力が送られる。
【００１２】
ＰＮＰトランジスタ３４０及び３４８は、電流ミラー構成体３３０及び３３２の一部分を各々形成する。ＰＮＰトランジスタ３３４に流れるミラー３３０の基準電流は、ＮＰＮトランジスタ３３６及び３３８からのものである。ＰＮＰトランジスタ３２０及び３４０に流れるミラー出力電流は、ＮＰＮトランジスタ３１６へ送られ、ＮＰＮトランジスタ３１４に流れる全電流の一部分を形成する。同様に、ＰＮＰトランジスタ３４２に流れる電流ミラー３３２の基準電流は、ＮＰＮトランジスタ３４４及び３４６から送られる。ＰＮＰトランジスタ３２２及び３４８に流れるミラー出力電流は、ＮＰＮトランジスタ３１８へ送られ、ＮＰＮトランジスタ３１４に流れる全電流の第２の部分を形成する。トランジスタ３３６及び３４４は、カスコード構成であって、ＮＰＮトランジスタ３３８及び３４６とＮＰＮトランジスタ３１６及び３１８のコレクタ間の電圧差を最小にすることにより、増幅器３２８の出力への直流フィードスルーを減少する。増幅器３１２及び３２８への基準電圧ＶＢは、これら増幅器３１２及び３２８をめぐるフィードバック作用によりトランジスタ３１６及び３１８のコレクタの直流レベルを各々定める。ＰＮＰトランジスタ３５２のバイアス電圧も、ＶＢにセットされ、従って、そのエミッタはＶＢよりも１ｖｂｅ高い。トランジスタ３３６及び３４４は、それらのベースからエミッタ端子へ１ｖｂｅだけ降下させ、トランジスタ３３８及び３４６のコレクタを基準電圧レベルＶＢにセットする。ＰＮＰトランジスタ３５０は、この構成体のバイアス電流を与える。
【００１３】
差の制御電圧ＣＴＮ、ＣＴＰは、正の側のトランジスタ３１８及び３４６と、負の側のトランジスタ３１６及び３３８とのベース間に印加される。動作中に、制御信号は、トランジスタ３３８と３４６との間でトランジスタ３５４によって与えられる直流基準電圧を、制御信号の大きさによって定められた比で分割するように働く。これは、次の数１によって表される。
【数１】

但し、ｉ１は、３３８に流れる電流であり、
ｉ２は、３４６に流れる電流であり、
Δｖｃｏｎは、差の制御電圧であり、そして
ｖｔは、スレッシュホールド電圧ｋｔ／ｑである。
【００１４】
トランジスタ３１６及び３１８には直流電流分割の同じ比が生じ、それらのベース電圧はトランジスタ３３８及び３４６と各々共通である。トランジスタ３１４の電流レベルは、ミラー３３０及び３３２によりセットされるトランジスタ３１６及び３１８の電流の和に厳密に一致するように、増幅器３１２を通るフィードバック動作により調整され、これにより、増幅器３２８の出力のオフセット電圧を最小にする。３１０の入力信号から増幅器３１２によって注入されるトランジスタ３１４の交流電流は、トランジスタ３１６と３１８との間の直流電流分割に近い比で分割される。トランジスタ３１８の電流の交流成分は、抵抗器３５６を経て出力へ流れ、印加された制御電圧によって定められた電流分割に基づいて信号利得又は減衰を与える。これは、次の数２で表される。
【数２】

但し、Ａｖは、システムの交流電圧利得であり、
Ｒｏｕｔは、増幅器３２８のフィードバック抵抗器３５６であり、
Ｒｉｎは、増幅器３１２の入力抵抗器３５８である。
図３の他の入力信号ＰＢＩＡＳ及びＶＣＢＩＡＳは、正しい回路動作に必要なバイアス電圧である。
【００１５】
図４は、差の制御電圧ＣＴＮ、ＣＴＰを図３のＶＣＡに与えるための制御回路のブロック図である。信号ＣＴＮ、ＣＴＰの方向及び大きさは、受信及び送信検出信号ＲＸ及びＴＸの状態により決定される。判断回路によって与えられるこれらの入力は、スピーカホーンにおける受信又は送信スピーチの存在を指示する。制御ノードＣＴに接続されたキャパシタ４１２は、信号ＲＸ又はＴＸに各々応答して電流ミラー４１０又は４１８により交互に充電又は放電される。ＲＸもＴＸもアクティブでない場合には、キャパシタ４１２が抵抗器４３６により中心電圧ＶＢに復帰される。差動増幅器４１４は、ＣＴの電圧をバッファし、出力信号ＣＴＮ及びＣＴＰを発生する。基準電流セル４２０、演算増幅器４２２及びトランジスタ４２４を経てフィードバックが与えられ、ＴＸ入力に応答してＣＴに発生された負の電圧が調整される。基準電流セル４３０、演算増幅器４３２及びトランジスタ４３４を経て第２のフィードバック路が形成され、ＲＸ入力に応答してＣＴに発生された正の電圧が調整される。これらのフィードバック回路は、ＣＴの電圧を、負の電圧に対する抵抗器４４０及び４４２の比、正の電圧に対する等価抵抗、及び差動増幅器４１４の利得によって定められた所定のレベルに調整する。この調整機構の動作を明確に理解するために、送信フィードバック路の動作について考える。判断回路により有効な送信信号が検出されると、入力信号ＴＸはアクティブにセットされ、ＲＸはインアクティブにセットされる。電流ミラー４１６の基準脚に電流が送られて、電流ミラー４１８から出力電流が発生されると共に、キャパシタ４１２が放電されて、点ＣＴの電圧が低下される。差動増幅器４１４は、ＣＴの電圧を追跡し、電圧ＣＴＰが減少する一方、ＣＴＮが増加するようにする。これらの信号は、トランジスタ４２８及び４２６のベース端子に各々接続され、４２８の電流を減少する一方、４２６の電流を増加する。抵抗器４４０及び４４２間に発生した差の電圧は、演算増幅器４２２の入力に加えられる。増幅器４２２の高い利得により、出力電圧はその最大の正の値に保持されたままとなり、ＰＮＰトランジスタ４２４をオフに保持しそしてキャパシタ４１２を放電させるが、これは、増幅器４２２の正の入力電圧がその負の入力電圧より低下するまでである。この点において、増幅器４２２の出力電圧が下がり、トランジスタ２４２がオンとなって、キャパシタ４１２のそれ以上の放電を防止すると共に、ＣＴの電圧を固定し、これは、次の数３で表すようになる。
【数３】
ｖｃｔ＝−〔Ａｄｍ＊ｖｔ＊ｌｎ（Ｎ１）〕
但し、ｖｃｔは、ＶＢに対するＣＴの電圧であり、
Ａｄｍは、差動増幅器４１４の利得であり、
ｖｔは、スレッシュホールド電圧ｋｔ／ｑであり、
Ｎ１は、図４の抵抗器４４０、４４２の比である。
【００１６】
受信調整機構の動作は、送信機構と逆である。判断回路により有効な受信信号が検出されると、入力信号ＲＸがアクティブにセットされ、ＴＸがインアクティブとなる。電流ミラー４１０の基準脚に電流が加えられ、電流ミラー４１０から出力電流が発生されると共に、キャパシタ４１２が充電され、これにより、点ＣＴの電圧が上昇する。素子４３０、４３２及び４３４は、ＣＴに発生される正の電圧の大きさをセットするための第２のフィードバック路を形成し、これは、次の数４で表される。
【数４】
ｖｃｔ＝Ａｄｍ＊ｖｔ＊ｉｎ（Ｚ２）
但し、ｖｃｔは、ＶＢに対するＣＴの電圧であり、
Ａｄｍは、差動増幅器４１４の利得であり、
ｖｔは、スレッシュホールド電圧ｋｔ／ｑであり、
Ｎ２は、図７の抵抗器Ｒ１、Ｒ２の比である。
【００１７】
ＲＸ及びＴＸ信号の発生は、図５から明らかであり、この図は、Ａ及びＢ入力と、ＴＮ及びＲＮ入力（これらは上にバー記号の付いたＴ及びＲを表す）とを示しており、これらは、図１に与えられた回路の−ＮＲ素子によって形成される。これらは論理ブロック５１０への入力信号を発生し、この論理ブロックは、図４の制御回路である制御回路５１２へＲＸ及びＴＸ信号入力を発生する。
【００１８】
図４のノードＣＴに接続された電流スイッチ回路４４４が図８に詳細に示されている。入力信号ＮＢＩＡＳは、正しい回路動作に必要なバイアス電圧である。図６は、送信基準電流セル４２０の回路レベル図である。図６から判断できるように、抵抗器４４０と４４２との比は、２Ｋ：４０Ｋであり、即ちＮが２０である。受信電流セルにも同様の比が用いられる。
【００１９】
当業者に明らかなように、本発明は、その精神及び本質的な特徴から逸脱せずに他の特定の形態でも実施することができる。従って、本発明の好ましい実施例の開示は、単なる説明に過ぎず、本発明の範囲をこれに限定するものではない。本発明は、特許請求の範囲のみによって限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】電圧制御減衰器を用いたスピーカホーンの４点感知回路を示すブロック図である。
【図２】公知の電圧制御減衰器を示す図である。
【図３】本発明による電圧制御減衰器の好ましい実施例の回路図である。
【図４】図３のＶＣＡの制御信号を発生する制御回路のブロック図である。
【図５】図４の回路に送られる受信及び送信検出信号を発生するための論理回路のブロック図である。
【図６】図４の送信電流設定回路の回路図である。
【図７】図４の受信電流設定回路の詳細な回路図である。
【図８】図４の電流スイッチ回路の回路図である。
【符号の説明】
１０ マイクロホン
１２ マイクロホン増幅器
１４ 電圧制御減衰器
１６ 第２の増幅器
１８ 送信回路
２０ フィルタ増幅器
２２ 電圧制御減衰器
２４ スピーカ増幅器
２６ スピーカ
２８ 制御回路
３０、３６、４６、４８ 比較器
３２、３４、３８、４０ ピーク検出器
４２、４４ ノイズ検出回路

Claims (11)

1. エミッタが一緒に接続された第１及び第２のＮＰＮトランジスタ（３１６、３１８）と、
   上記第１及び第２のＮＰＮトランジスタの上記エミッタに接続された第１の電流ソースと、
   コレクタが上記第１のＮＰＮトランジスタ（３１６）のコレクタに接続された第１のＰＮＰトランジスタ（３４０）と、
   コレクタ及びベースが上記第１のＰＮＰトランジスタのエミッタに接続されそしてエミッタが第１の電圧ソースに接続された第２のＰＮＰトランジスタ（３２０）と、
   コレクタが上記第２のＮＰＮトランジスタ（３１８）のコレクタに接続された第３のＰＮＰトランジスタ（３４８）と、
   コレクタ及びベースが上記第３のＰＮＰトランジスタ（３４８）のエミッタに接続されそしてエミッタが第１の電圧ソースに接続された第４のＰＮＰトランジスタ（３２２）と、
   上記第１のＮＰＮトランジスタ（３１６）のコレクタに接続された、上記第１のＮＰＮトランジスタに音声信号のアナログ表示を与えるための減衰器の入力（３１０）と、
   上記第２のＮＰＮトランジスタ（３１８）のコレクタに接続された減衰器の出力（３２６）と、
   第１の脚（３３４、Ｒ４）と第２の脚とを有する第１の電流ミラーであって、上記第１の脚が上記第１のＰＮＰトランジスタのベースに接続され、第２の脚が上記第１及び第２のＰＮＰトランジスタ（３４０、３２０）で構成されるような第１の電流ミラー（３３０）と、
   第１の脚（ＱＰ、Ｒ２）と第２の脚とを有する第２の電流ミラーであって、上記第１の脚が上記第３のＰＮＰトランジスタのベースに接続され、第２の脚が上記第３及び第４のＰＮＰトランジスタ（３４８、３２２）で構成されるような第２の電流ミラー（３３２）と、
   上記第１及び第２の電流ミラーの上記第１の脚に各々接続された第３及び第４のＮＰＮトランジスタ（３３８、３４６）のベースに接続された第１及び第２の制御入力（ＣＴＮ、ＣＴＰ）と、
   入力が上記減衰器の上記入力に接続されそして出力が上記第１電流ソースにおける第５のＮＰＮトランジスタ（３１４）のベースに接続され、上記第１のＮＰＮトランジスタ（３１６）のコレクタと上記第１の電流ソースとの間にフィードバック接続を与える入力増幅器（３１２）と、
   ベースが固定バイアス電圧に接続されそしてコレクタが上記第３及び第４のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続された第６のＮＰＮトランジスタ（３５４）を有する第２の電流ソースとを具備したことを特徴とするスピーカホーン用の電圧制御式減衰器。
2. 上記第２のＰＮＰトランジスタのエミッタに接続された端子と、第１の電圧源に接続された第２の端子とを有する第１の抵抗器（Ｒ３）と、
   上記第４のＰＮＰトランジスタのエミッタに接続された端子と、第１の電圧源に接続された第２の端子とを有する第２の抵抗器（Ｒ１５）とを更に具備することを特徴とする請求項１に記載の電圧制御式減衰器。
3. 上記第１の制御入力は上記第１のＮＰＮトランジスタのベースにも接続され、そして上記第２の制御入力は上記第２のＮＰＮトランジスタのベースに接続される請求項１に記載の電圧制御式減衰器。
4. 上記第１及び第２の制御入力は、差の制御電圧入力である請求項３に記載の電圧制御式減衰器。
5. 上記入力増幅器の上記入力に接続された第１端子と、信号入力として使用できる第２端子とを有する抵抗器（３５８）とを更に備えた請求項１に記載の電圧制御式減衰器。
6. 入力が上記減衰器の上記出力に接続された出力増幅器（３２８）と、
   上記出力増幅器の上記入力に接続された第１端子と、上記出力増幅器の出力に接続された第２端子とを有する抵抗器（３５６）とを更に備えた請求項５に記載の電圧制御式減衰器。
7. スピーカホーン回路の受信及び送信検出信号に応答して受信及び送信電圧制御式減衰器のための差の利得制御信号を発生する制御回路において、
   上記受信検出信号に応答して電流を供給するソース手段であって、その出力が制御ノードに接続されているようなソース手段（４１０）と、
   上記送信検出信号に応答して電流を流出させるシンク手段であって、その出力が制御ノードに接続されているようなシンク手段（４１８）と、
   上記制御ノードに接続されたキャパシタ（４１２）と、
   第１入力が上記制御ノードに接続され、第２入力が基準電圧に接続されそして出力が上記差の利得制御信号を発生するような差動増幅器（４１４）と、
   上記差の利得制御信号に接続された入力と上記制御ノードに接続された出力とを有する、上記受信電圧制御式減衰器における電流比を調整するための受信電圧調整手段（４３０、４３２、４３４）と、
   上記差の利得制御信号に接続された入力と上記制御ノードに接続された出力とを有する、上記送信電圧制御式減衰器における電流比を調整するための送信電圧調整手段（４２０、４２２、４２４）とを具備することを特徴とする制御回路。
8. 上記制御ノードに接続された第１の端子と、上記基準電圧に接続された第２端子とを有する抵抗器（４３６）を更に備えた請求項７に記載の制御回路。
9. 上記受信電圧調整手段は、
   第１及び第２のエミッタ接続されたトランジスタであって、そのベースが上記差動増幅器の出力に接続され、値Ｒの抵抗器がこの第１のエミッタ接続されたトランジスタのコレクタに接続され、そして値ＮＲの抵抗器がこの第２のエミッタ接続されたトランジスタのコレクタに接続されているような第１及び第２のエミッタ接続トランジスタ（４２６、４２８）と、
   第１及び第２の入力が上記第１及び第２のエミッタ接続トランジスタの上記コレクタに各々接続された第１の演算増幅器（４２２）と、
   ベースが上記第１演算増幅器の出力に接続されそしてコレクタが上記制御ノードに接続された第３のトランジスタ（４２４）とを備えた請求項７に記載の制御回路。
10. 上記送信電圧調整手段は、
    第４及び第５のエミッタ接続されたトランジスタであって、そのベースが上記差動増幅器の出力に接続され、値Ｒの抵抗器がこの第４のエミッタ接続されたトランジスタのコレクタに接続され、そして値ＮＲの抵抗器がこの第５のエミッタ接続されたトランジスタのコレクタに接続されているような第４及び第５のエミッタ接続トランジスタ（４２６、４２８）と、
    第１及び第２の入力が上記第４及び第５のエミッタ接続トランジスタの上記コレクタに各々接続された第２の演算増幅器（４２２）と、
    ベースが上記第２演算増幅器の出力に接続されそしてコレクタが上記制御ノードに接続された第６のトランジスタ（４２４）とを備えた請求項９に記載の制御回路。
11. 上記第１、第２、第４及び第５のエミッタ接続トランジスタ並びに上記第３のトランジスタは、ＮＰＮバイポーラトランジスタでありそして上記第６のトランジスタは、ＰＮＰバイポーラトランジスタである請求項１０に記載の制御回路。

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