JP3608315B2 - 直流コンバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流コンバータ装置を構成する複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
複数個のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に対して並列に接続した直流コンバータ装置は、大容量の直流電源装置として従来から無停電電源装置等の電気機器、パーソナルコンピュータ等の情報機器又はメカトロニクス等の分野で幅広く使用されている。
例えば、図５に示す従来の直流コンバータ装置は、同一構成を有する２つのフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの直流入力端子１、２に直流電源３がそれぞれ接続され、各コンバータＡ、Ｂの直流出力端子４、５がそれぞれ並列に接続され、各コンバータＡ、Ｂからの直流出力が負荷６に供給される。
各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂは、直流入力端子１、２に対して直列に接続されるトランス７の１次巻線７ａ及びスイッチング素子としてのトランジスタ８と、トランス７の２次巻線７ｂと直流出力端子４、５との間に接続される整流平滑回路を構成する整流ダイオード９及び平滑コンデンサ１０と、トランジスタ８と直列に接続されかつトランジスタ８に流れる電流をそれに対応する電圧として検出する電流検出手段としての電流検出用抵抗１１と、直流出力電圧ＶＯの基準値を与える基準電圧ＶＲを発生する基準電源１３と、直流出力端子４、５間の電圧と基準電源１３の基準電圧ＶＲとを比較してそれらの誤差信号を出力する誤差増幅器１４と、誤差増幅器１４の誤差信号に基づいて駆動されるフォトカプラ１５の発光部１５ａと、フォトカプラ１５の受光部１５ｂを介して反転入力端子（一方の制御入力端子）に入力される誤差増幅器１４の誤差信号に基づく電圧制御信号及び非反転入力端子（他方の制御入力端子）に入力される電流検出用抵抗１１の検出電圧を比較するコンパレータ１６と、コンパレータ１６の比較出力及びクロックパルス発生回路１７のクロックパルス出力に基づいてトランジスタ８のベース端子に付与する制御パルス信号を生成するラッチ回路１８とを備えている。基準電源１３、誤差増幅器１４及びフォトカプラ１５の発光部１５ａは、直流出力端子４、５間の電圧を検出しかつその検出電圧と基準電源１３の基準電圧ＶＲとを比較してそれらの誤差信号を出力する出力電圧検出回路１２を構成する。フォトカプラ１５の受光部１５ｂ、コンパレータ１６、クロックパルス発生回路１７及びラッチ回路１８は、出力電圧検出回路１２の誤差信号に基づく電圧制御信号と電流検出用抵抗１１の検出電圧との比較出力に応じてトランジスタ８のオン・オフ期間を制御する電流モード型ＰＷＭ制御回路１９を構成する。また、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂにおける直流出力端子５と電圧検出回路１２内のフォトカプラ１５の発光部１５ａとの間には、各コンバータＡ、Ｂの各々の出力電流を検出しかつ各出力電流を平衡させるための出力電流検出用抵抗２０及び誤差増幅器２１から成る出力電流検出回路２２がそれぞれ接続されている。図５において、２３、２４は逆流防止用ダイオードを示し、ＶＣＣは各種回路の駆動用電源の電圧を示す。
【０００３】
図５に示す各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂにおいて、直流入力端子１、２に印加される直流電源３の直流入力電圧Ｖｉはトランジスタ８のオン・オフ動作により断続されて高周波電力に変換され、トランス７の１次巻線７ａ及びトランジスタ８に高周波のパルス電流が流れる。これにより、トランジスタ８のオフ期間毎にトランス７の２次巻線７ｂに高周波のパルス電圧が発生し、この高周波のパルス電圧は整流ダイオード９及び平滑コンデンサ１０により平滑な直流電圧に変換されて直流出力端子４、５から負荷６に直流出力電圧ＶＯが供給される。
次に、図５に示す各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの定電圧制御動作について説明すると、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯは出力電圧検出回路１２内の誤差増幅器１４の非反転入力端子（＋端子）に入力されて反転入力端子（−端子）に入力される基準電源１３の基準電圧ＶＲと比較され、誤差増幅器１４の出力端子から誤差信号が出力される。誤差増幅器１４の誤差信号により逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａが駆動され、誤差増幅器１４の誤差出力に基づいてフォトカプラ１５の発光部１５ａの光出力が制御される。フォトカプラ１５の発光部１５ａの光出力は受光部１５ｂに伝達され、発光部１５ａの光出力に応じて受光部１５ｂに流れる電流が制御される。したがって、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも高いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流が増加して図６（Ｂ）に示すフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが低くなる。これとは逆に、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも低いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流が減少して図６（Ｂ）に示すフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが高くなる。電流モード型ＰＷＭ制御回路１９内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣは電圧制御信号としてコンパレータ１６の反転入力端子に入力されて図６（Ｂ）に示す非反転入力端子に入力される電流検出用抵抗１１の検出電圧ＶＴＲと比較され、その比較出力がラッチ回路１８のリセット端子（Ｒ端子）に入力される。一方、ラッチ回路１８のセット端子（Ｓ端子）には図６（Ａ）に示すクロックパルス発生回路１７のクロックパルス信号ＶＣＬが入力され、ラッチ回路１８の出力端子からは図６（Ｃ）に示す制御パルス信号ＶＢが出力される。したがって、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも高いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが低くなるので、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間が短くなる。また、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも低いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが高くなるので、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間が長くなる。以上の動作により、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが一定値に制御され、各コンバータＡ、Ｂから負荷６に定電圧の直流出力が供給される。
【０００４】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータＡの出力電流ＩＯがＤＣ−ＤＣコンバータＢの出力電流ＩＯより大きい場合、コンバータＡの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯがコンバータＢの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯよりも低くなるので、コンバータＡ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流がコンバータＢ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流よりも小さくなる。このとき、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流検出回路２２における出力電流検出用抵抗２０の両端の電圧の極性はそれぞれ図５に示す通りになる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータＡにおける出力電流検出回路２２内の誤差増幅器２１の出力端子から逆流防止用ダイオード２３を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れ込む電流がＤＣ−ＤＣコンバータＢにおける出力電流検出回路２２内の誤差増幅器２１の出力端子から逆流防止用ダイオード２３を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れ込む電流よりも大きくなる。これらの電流が各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流にそれぞれ重畳されることにより、各コンバータＡ、Ｂ内におけるフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流が均等になる。このため、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間が各コンバータＡ、Ｂ間で等しくなる。したがって、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯが均等になるので、各コンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯを平衡させることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図５に示す直流コンバータ装置では、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂに対してそれぞれ設けられた出力電流検出回路２２にて各コンバータＡ、Ｂの各々の出力電流ＩＯを検出しかつその検出信号に応じて各コンバータＡ、Ｂ内のフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流がそれぞれ均等になるように制御することにより、各コンバータＡ、Ｂのそれぞれの出力電流ＩＯを均等にして各出力電流ＩＯを平衡させている。したがって、直流コンバータ装置を構成する複数個のＤＣ−ＤＣコンバータ１個毎に出力電流検出回路２２が１個必要であるため、部品点数が増加し、直流コンバータ装置全体としての回路構成が複雑となる欠点があった。また、出力電流検出回路２２が故障した場合は各ＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの出力電流を平衡させることができず、各ＤＣ−ＤＣコンバータを良好に並列運転することが困難となる。
【０００６】
そこで、本発明は簡素な回路構成で複数のＤＣ−ＤＣコンバータの各出力電流を平衡させかつ常時良好な並列運転が可能な直流コンバータ装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載する本発明による直流コンバータ装置は、直流電源(3)の直流入力電圧(Vi)をオン・オフ動作により断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチング素子(8)と、高周波電力を負荷(6)に供給する定電圧の直流出力電圧(VO)に変換する整流平滑回路(9,10)と、スイッチング素子(8)に流れる電流をそれに対応する電圧として検出する電流検出手段(11)と、直流出力電圧(VO)と基準電圧(VR)の基準値とを比較してそれらの誤差信号を出力する出力電圧検出手段(12)と、出力電圧検出手段(12)の誤差信号に基づく電圧制御信号が一方の制御入力端子に入力されると共に、電流検出手段(11)の検出電圧が他方の制御入力端子に印加されて、電圧制御信号と検出電圧との比較出力に応じてスイッチング素子(8)のオン・オフ期間を制御する電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)とをそれぞれ備えた複数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)を負荷(6)に対して並列に接続する。ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子を互いに直接接続する。また、請求項２に記載する本発明の直流コンバータ装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子をそれぞれ抵抗(31)及び増幅器(32)の並列回路又は整流素子(33)及び増幅器(32)の並列回路を介して互いに接続する。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子を互いに直接接続することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子の電圧が全て均等になるため、各ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の各スイッチング素子(8)に対応する電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)により全て同一のオン・オフ期間でスイッチング素子(8)が制御され、各ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の出力電流が全て均等になる。したがって、簡素な回路構成で複数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の各出力電流を平衡させて、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)を常時良好に並列運転することが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子をそれぞれ抵抗(31)及び増幅器(32)の並列回路又は整流素子(33)及び増幅器(32)の並列回路を介して互いに接続する場合は、各ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の相互間に増幅器(32)を介してより多くの平衡電流を流すことができるので、より多数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の各出力電流を平衡させ、より多数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)を常時良好に並列運転することが可能である。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による直流コンバータ装置の一実施形態を図１に基づいて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
本発明の実施形態の直流コンバータ装置は、図１に示すように、図５に示す直流コンバータ装置における各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流検出回路２２を省略し、各コンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子をそれぞれ抵抗３１を介して接続したものである。その他の構成は、図５に示す直流コンバータ装置と略同様である。なお、抵抗３１はフォトカプラ１５の受光部１５ｂを構成するフォトトランジスタの保護用、即ち電流制限用の抵抗であり、数Ω〜数１０Ω程度の比較的低い抵抗値を有するものが使用される。
【００１０】
上記の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータＡの出力電流ＩＯがＤＣ−ＤＣコンバータＢの出力電流ＩＯより大きい場合、コンバータＡの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯがコンバータＢの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯよりも低くなるので、コンバータＡ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流がコンバータＢ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流よりも小さくなる。これに伴って、ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流がＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流よりも小さくなろうとするが、ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂから同コンバータＢ内の抵抗３１及びＤＣ−ＤＣコンバータＡ内の抵抗３１を介して同コンバータＡ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに平衡電流が流れ込むため、各コンバータＡ、Ｂ内のそれぞれのフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流が均等になる。これにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子の各電圧が均等になるため、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間がそれぞれ各コンバータＡ、Ｂ間で等しくなる。したがって、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯが均等になり、各コンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯを平衡させることができる。
【００１１】
図１に示す直流コンバータ装置では、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子をそれぞれ抵抗３１を介して接続することにより、各コンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子の各電圧が均等になり、各コンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯが平衡する。したがって、従来必要とした特別な出力電流検出回路が不要となるので、簡素な回路構成で各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯを平衡させることができ、各コンバータＡ、Ｂを常時良好に並列運転することが可能となる。
【００１２】
図１に示す実施形態の直流コンバータ装置は変更が可能である。例えば、図２に示す直流コンバータ装置は、図１に示す直流コンバータ装置の各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の抵抗３１と並列に増幅器３２をそれぞれ接続したものである。図２に示す直流コンバータ装置では、出力電流ＩＯが小さい方のＤＣ−ＤＣコンバータＢ（又はＡ）内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂから出力電流ＩＯが大きい方のＤＣ−ＤＣコンバータＡ（又はＢ）内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる平衡電流をそれぞれの増幅器３２を介してより多く流すことができる。このため、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流すことのできる電流容量が小さい場合又はより多数（２つ以上）のＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転する場合でも、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ又はより多数のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの出力電流ＩＯを常時良好に平衡させることができる。また、図２に示す直流コンバータ装置の各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の抵抗３１をダイオード（整流素子）３３に変更し、増幅器３２をＰＮＰ形トランジスタ３４で構成した直流コンバータ装置を図３に示す。更に、図２に示す直流コンバータ装置の各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の増幅器３２をＰＮＰ形トランジスタ３４及びＮＰＮ形トランジスタ３５で構成した直流コンバータ装置を図４に示す。図３及び図４に示す直流コンバータ装置の何れの場合も図２に示す直流コンバータ装置と同様の作用・効果が得られる。
【００１３】
本発明の実施態様は前記の各実施形態に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図２に示す実施形態において抵抗３１の代わりに図３に示す実施形態と同様にダイオードを接続してもよく、図３に示す実施形態においてダイオード３３の代わりに抵抗を接続してもよい。また、図４に示す実施形態において抵抗３１を省略してもよい。前記の何れの場合も得られる作用・効果は図２に示す実施形態と略同様である。また、上記の各実施形態ではスイッチング素子としてバイポーラトランジスタを使用した場合を示したが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、サイリスタ等も使用可能である。また、上記の各実施形態では直流コンバータ装置を構成する各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂがフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータであるものを示したが、フォワード形、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形又はプッシュプル形等のＤＣ−ＤＣコンバータでもよく、更にこれら絶縁形のＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、昇圧チョッパ形又は降圧チョッパ形等の非絶縁形のＤＣ−ＤＣコンバータでもよい。
【００１４】
【発明の効果】
本発明によれば、特別な出力電流検出回路を使用することなく、簡素な回路構成で複数のＤＣ−ＤＣコンバータの各出力電流を平衡させることができるので、出力検出及び制御系統の回路の故障が少なく、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを常時良好に並列運転することが可能となる。特に、多数（２つ以上）のＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転する場合において本発明の効果が顕著である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直流コンバータ装置の一実施形態を示す電気回路図
【図２】図１に示す直流コンバータ装置の変更実施形態を示す電気回路図
【図３】図２に示す直流コンバータ装置の一変更実施形態を示す電気回路図
【図４】図２に示す直流コンバータ装置の他の変更実施形態を示す電気回路図
【図５】従来の直流コンバータ装置を示す電気回路図
【図６】図５の回路における各部の電圧を示す波形図
【符号の説明】
１，２．．．直流入力端子、３．．．直流電源、４，５．．．直流出力端子、６．．．負荷、７．．．トランス、７ａ．．．１次巻線、７ｂ．．．２次巻線、８．．．トランジスタ（スイッチング素子）、９．．．整流ダイオード、１０．．．平滑コンデンサ、１１．．．電流検出用抵抗（電流検出手段）、１２．．．出力電圧検出回路（出力電圧検出手段）、１３．．．基準電源、１４．．．誤差増幅器、１５．．．フォトカプラ、１５ａ．．．発光部、１５ｂ．．．受光部、１６．．．コンパレータ、１７．．．クロックパルス発生回路、１８．．．ラッチ回路、１９．．．電流モード型ＰＷＭ制御回路、２０．．．出力電流検出用抵抗、２１．．．誤差増幅器、２２．．．出力電流検出回路、２３，２４．．．逆流防止用ダイオード、３１．．．抵抗、３２．．．増幅器、３３．．．ダイオード（整流素子）、３４．．．ＰＮＰ形トランジスタ、３５．．．ＮＰＮ形トランジスタ、Ａ，Ｂ．．．ＤＣ−ＤＣコンバータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流コンバータ装置を構成する複数個のＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
複数個のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に対して並列に接続した直流コンバータ装置は、大容量の直流電源装置として従来から無停電電源装置等の電気機器、パーソナルコンピュータ等の情報機器又はメカトロニクス等の分野で幅広く使用されている。
例えば、図５に示す従来の直流コンバータ装置は、同一構成を有する２つのフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの直流入力端子１、２に直流電源３がそれぞれ接続され、各コンバータＡ、Ｂの直流出力端子４、５がそれぞれ並列に接続され、各コンバータＡ、Ｂからの直流出力が負荷６に供給される。
各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂは、直流入力端子１、２に対して直列に接続されるトランス７の１次巻線７ａ及びスイッチング素子としてのトランジスタ８と、トランス７の２次巻線７ｂと直流出力端子４、５との間に接続される整流平滑回路を構成する整流ダイオード９及び平滑コンデンサ１０と、トランジスタ８と直列に接続されかつトランジスタ８に流れる電流をそれに対応する電圧として検出する電流検出手段としての電流検出用抵抗１１と、直流出力電圧ＶＯの基準値を与える基準電圧ＶＲを発生する基準電源１３と、直流出力端子４、５間の電圧と基準電源１３の基準電圧ＶＲとを比較してそれらの誤差信号を出力する誤差増幅器１４と、誤差増幅器１４の誤差信号に基づいて駆動されるフォトカプラ１５の発光部１５ａと、フォトカプラ１５の受光部１５ｂを介して反転入力端子（一方の制御入力端子）に入力される誤差増幅器１４の誤差信号に基づく電圧制御信号及び非反転入力端子（他方の制御入力端子）に入力される電流検出用抵抗１１の検出電圧を比較するコンパレータ１６と、コンパレータ１６の比較出力及びクロックパルス発生回路１７のクロックパルス出力に基づいてトランジスタ８のベース端子に付与する制御パルス信号を生成するラッチ回路１８とを備えている。基準電源１３、誤差増幅器１４及びフォトカプラ１５の発光部１５ａは、直流出力端子４、５間の電圧を検出しかつその検出電圧と基準電源１３の基準電圧ＶＲとを比較してそれらの誤差信号を出力する出力電圧検出回路１２を構成する。フォトカプラ１５の受光部１５ｂ、コンパレータ１６、クロックパルス発生回路１７及びラッチ回路１８は、出力電圧検出回路１２の誤差信号に基づく電圧制御信号と電流検出用抵抗１１の検出電圧との比較出力に応じてトランジスタ８のオン・オフ期間を制御する電流モード型ＰＷＭ制御回路１９を構成する。また、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂにおける直流出力端子５と電圧検出回路１２内のフォトカプラ１５の発光部１５ａとの間には、各コンバータＡ、Ｂの各々の出力電流を検出しかつ各出力電流を平衡させるための出力電流検出用抵抗２０及び誤差増幅器２１から成る出力電流検出回路２２がそれぞれ接続されている。図５において、２３、２４は逆流防止用ダイオードを示し、ＶＣＣは各種回路の駆動用電源の電圧を示す。
【０００３】
図５に示す各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂにおいて、直流入力端子１、２に印加される直流電源３の直流入力電圧Ｖｉはトランジスタ８のオン・オフ動作により断続されて高周波電力に変換され、トランス７の１次巻線７ａ及びトランジスタ８に高周波のパルス電流が流れる。これにより、トランジスタ８のオフ期間毎にトランス７の２次巻線７ｂに高周波のパルス電圧が発生し、この高周波のパルス電圧は整流ダイオード９及び平滑コンデンサ１０により平滑な直流電圧に変換されて直流出力端子４、５から負荷６に直流出力電圧ＶＯが供給される。
次に、図５に示す各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの定電圧制御動作について説明すると、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯは出力電圧検出回路１２内の誤差増幅器１４の非反転入力端子（＋端子）に入力されて反転入力端子（−端子）に入力される基準電源１３の基準電圧ＶＲと比較され、誤差増幅器１４の出力端子から誤差信号が出力される。誤差増幅器１４の誤差信号により逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａが駆動され、誤差増幅器１４の誤差出力に基づいてフォトカプラ１５の発光部１５ａの光出力が制御される。フォトカプラ１５の発光部１５ａの光出力は受光部１５ｂに伝達され、発光部１５ａの光出力に応じて受光部１５ｂに流れる電流が制御される。したがって、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも高いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流が増加して図６（Ｂ）に示すフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが低くなる。これとは逆に、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも低いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流が減少して図６（Ｂ）に示すフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが高くなる。電流モード型ＰＷＭ制御回路１９内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣは電圧制御信号としてコンパレータ１６の反転入力端子に入力されて図６（Ｂ）に示す非反転入力端子に入力される電流検出用抵抗１１の検出電圧ＶＴＲと比較され、その比較出力がラッチ回路１８のリセット端子（Ｒ端子）に入力される。一方、ラッチ回路１８のセット端子（Ｓ端子）には図６（Ａ）に示すクロックパルス発生回路１７のクロックパルス信号ＶＣＬが入力され、ラッチ回路１８の出力端子からは図６（Ｃ）に示す制御パルス信号ＶＢが出力される。したがって、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも高いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが低くなるので、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間が短くなる。また、直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが基準電源１３の基準電圧ＶＲよりも低いときはフォトカプラ１５の受光部１５ｂのコレクタ電圧ＶＰＣが高くなるので、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間が長くなる。以上の動作により、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの直流出力端子４、５間の直流出力電圧ＶＯが一定値に制御され、各コンバータＡ、Ｂから負荷６に定電圧の直流出力が供給される。
【０００４】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータＡの出力電流ＩＯがＤＣ−ＤＣコンバータＢの出力電流ＩＯより大きい場合、コンバータＡの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯがコンバータＢの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯよりも低くなるので、コンバータＡ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流がコンバータＢ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流よりも小さくなる。このとき、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流検出回路２２における出力電流検出用抵抗２０の両端の電圧の極性はそれぞれ図５に示す通りになる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータＡにおける出力電流検出回路２２内の誤差増幅器２１の出力端子から逆流防止用ダイオード２３を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れ込む電流がＤＣ−ＤＣコンバータＢにおける出力電流検出回路２２内の誤差増幅器２１の出力端子から逆流防止用ダイオード２３を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れ込む電流よりも大きくなる。これらの電流が各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流にそれぞれ重畳されることにより、各コンバータＡ、Ｂ内におけるフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流が均等になる。このため、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間が各コンバータＡ、Ｂ間で等しくなる。したがって、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯが均等になるので、各コンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯを平衡させることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図５に示す直流コンバータ装置では、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂに対してそれぞれ設けられた出力電流検出回路２２にて各コンバータＡ、Ｂの各々の出力電流ＩＯを検出しかつその検出信号に応じて各コンバータＡ、Ｂ内のフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流がそれぞれ均等になるように制御することにより、各コンバータＡ、Ｂのそれぞれの出力電流ＩＯを均等にして各出力電流ＩＯを平衡させている。したがって、直流コンバータ装置を構成する複数個のＤＣ−ＤＣコンバータ１個毎に出力電流検出回路２２が１個必要であるため、部品点数が増加し、直流コンバータ装置全体としての回路構成が複雑となる欠点があった。また、出力電流検出回路２２が故障した場合は各ＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの出力電流を平衡させることができず、各ＤＣ−ＤＣコンバータを良好に並列運転することが困難となる。
【０００６】
そこで、本発明は簡素な回路構成で複数のＤＣ−ＤＣコンバータの各出力電流を平衡させかつ常時良好な並列運転が可能な直流コンバータ装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載する本発明による直流コンバータ装置は、直流電源(3)の直流入力電圧(Vi)をオン・オフ動作により断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチング素子(8)と、高周波電力を負荷(6)に供給する定電圧の直流出力電圧(VO)に変換する整流平滑回路(9,10)と、スイッチング素子(8)に流れる電流をそれに対応する電圧として検出する電流検出手段(11)と、直流出力電圧(VO)と基準電圧(VR)の基準値とを比較してそれらの誤差信号を出力する出力電圧検出手段(12)と、出力電圧検出手段(12)の誤差信号に基づく電圧制御信号が一方の制御入力端子に入力されると共に、電流検出手段(11)の検出電圧が他方の制御入力端子に印加されて、電圧制御信号と検出電圧との比較出力に応じてスイッチング素子(8)のオン・オフ期間を制御する電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)とをそれぞれ備えた複数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)を負荷(6)に対して並列に接続する。ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子を互いに直接接続する。また、請求項２に記載する本発明の直流コンバータ装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子をそれぞれ抵抗(31)及び増幅器(32)の並列回路又は整流素子(33)及び増幅器(32)の並列回路を介して互いに接続する。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子を互いに直接接続することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子の電圧が全て均等になるため、各ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の各スイッチング素子(8)に対応する電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)により全て同一のオン・オフ期間でスイッチング素子(8)が制御され、各ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の出力電流が全て均等になる。したがって、簡素な回路構成で複数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の各出力電流を平衡させて、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)を常時良好に並列運転することが可能となる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の電流モード型ＰＷＭ制御回路(19)の各一方の制御入力端子をそれぞれ抵抗(31)及び増幅器(32)の並列回路又は整流素子(33)及び増幅器(32)の並列回路を介して互いに接続する場合は、各ＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の相互間に増幅器(32)を介してより多くの平衡電流を流すことができるので、より多数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)の各出力電流を平衡させ、より多数のＤＣ−ＤＣコンバータ(A,B)を常時良好に並列運転することが可能である。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による直流コンバータ装置の一実施形態を図１に基づいて説明する。但し、図１では図５に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
本発明の実施形態の直流コンバータ装置は、図１に示すように、図５に示す直流コンバータ装置における各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流検出回路２２を省略し、各コンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子をそれぞれ抵抗３１を介して接続したものである。その他の構成は、図５に示す直流コンバータ装置と略同様である。なお、抵抗３１はフォトカプラ１５の受光部１５ｂを構成するフォトトランジスタの保護用、即ち電流制限用の抵抗であり、数Ω〜数１０Ω程度の比較的低い抵抗値を有するものが使用される。
【００１０】
上記の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータＡの出力電流ＩＯがＤＣ−ＤＣコンバータＢの出力電流ＩＯより大きい場合、コンバータＡの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯがコンバータＢの直流出力端子４、５における直流出力電圧ＶＯよりも低くなるので、コンバータＡ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流がコンバータＢ内の出力電圧検出回路１２の誤差増幅器１４の出力端子から逆流防止用ダイオード２４を介してフォトカプラ１５の発光部１５ａに流れる電流よりも小さくなる。これに伴って、ＤＣ−ＤＣコンバータＡ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流がＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流よりも小さくなろうとするが、ＤＣ−ＤＣコンバータＢ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂから同コンバータＢ内の抵抗３１及びＤＣ−ＤＣコンバータＡ内の抵抗３１を介して同コンバータＡ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに平衡電流が流れ込むため、各コンバータＡ、Ｂ内のそれぞれのフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる電流が均等になる。これにより、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子の各電圧が均等になるため、電流モード型ＰＷＭ制御回路１９からトランジスタ８のベース端子に付与される制御パルス信号ＶＢのオン期間がそれぞれ各コンバータＡ、Ｂ間で等しくなる。したがって、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯが均等になり、各コンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯを平衡させることができる。
【００１１】
図１に示す直流コンバータ装置では、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子をそれぞれ抵抗３１を介して接続することにより、各コンバータＡ、Ｂ内における電流モード型ＰＷＭ制御回路１９のコンパレータ１６の反転入力端子の各電圧が均等になり、各コンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯが平衡する。したがって、従来必要とした特別な出力電流検出回路が不要となるので、簡素な回路構成で各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂの出力電流ＩＯを平衡させることができ、各コンバータＡ、Ｂを常時良好に並列運転することが可能となる。
【００１２】
図１に示す実施形態の直流コンバータ装置は変更が可能である。例えば、図２に示す直流コンバータ装置は、図１に示す直流コンバータ装置の各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の抵抗３１と並列に増幅器３２をそれぞれ接続したものである。図２に示す直流コンバータ装置では、出力電流ＩＯが小さい方のＤＣ−ＤＣコンバータＢ（又はＡ）内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂから出力電流ＩＯが大きい方のＤＣ−ＤＣコンバータＡ（又はＢ）内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流れる平衡電流をそれぞれの増幅器３２を介してより多く流すことができる。このため、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内のフォトカプラ１５の受光部１５ｂに流すことのできる電流容量が小さい場合又はより多数（２つ以上）のＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転する場合でも、各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ又はより多数のＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの出力電流ＩＯを常時良好に平衡させることができる。また、図２に示す直流コンバータ装置の各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の抵抗３１をダイオード（整流素子）３３に変更し、増幅器３２をＰＮＰ形トランジスタ３４で構成した直流コンバータ装置を図３に示す。更に、図２に示す直流コンバータ装置の各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂ内の増幅器３２をＰＮＰ形トランジスタ３４及びＮＰＮ形トランジスタ３５で構成した直流コンバータ装置を図４に示す。図３及び図４に示す直流コンバータ装置の何れの場合も図２に示す直流コンバータ装置と同様の作用・効果が得られる。
【００１３】
本発明の実施態様は前記の各実施形態に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、図２に示す実施形態において抵抗３１の代わりに図３に示す実施形態と同様にダイオードを接続してもよく、図３に示す実施形態においてダイオード３３の代わりに抵抗を接続してもよい。また、図４に示す実施形態において抵抗３１を省略してもよい。前記の何れの場合も得られる作用・効果は図２に示す実施形態と略同様である。また、上記の各実施形態ではスイッチング素子としてバイポーラトランジスタを使用した場合を示したが、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、サイリスタ等も使用可能である。また、上記の各実施形態では直流コンバータ装置を構成する各ＤＣ−ＤＣコンバータＡ、Ｂがフライバック形のＤＣ−ＤＣコンバータであるものを示したが、フォワード形、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形又はプッシュプル形等のＤＣ−ＤＣコンバータでもよく、更にこれら絶縁形のＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、昇圧チョッパ形又は降圧チョッパ形等の非絶縁形のＤＣ−ＤＣコンバータでもよい。
【００１４】
【発明の効果】
本発明によれば、特別な出力電流検出回路を使用することなく、簡素な回路構成で複数のＤＣ−ＤＣコンバータの各出力電流を平衡させることができるので、出力検出及び制御系統の回路の故障が少なく、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを常時良好に並列運転することが可能となる。特に、多数（２つ以上）のＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転する場合において本発明の効果が顕著である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直流コンバータ装置の一実施形態を示す電気回路図
【図２】図１に示す直流コンバータ装置の変更実施形態を示す電気回路図
【図３】図２に示す直流コンバータ装置の一変更実施形態を示す電気回路図
【図４】図２に示す直流コンバータ装置の他の変更実施形態を示す電気回路図
【図５】従来の直流コンバータ装置を示す電気回路図
【図６】図５の回路における各部の電圧を示す波形図
【符号の説明】
１，２．．．直流入力端子、３．．．直流電源、４，５．．．直流出力端子、６．．．負荷、７．．．トランス、７ａ．．．１次巻線、７ｂ．．．２次巻線、８．．．トランジスタ（スイッチング素子）、９．．．整流ダイオード、１０．．．平滑コンデンサ、１１．．．電流検出用抵抗（電流検出手段）、１２．．．出力電圧検出回路（出力電圧検出手段）、１３．．．基準電源、１４．．．誤差増幅器、１５．．．フォトカプラ、１５ａ．．．発光部、１５ｂ．．．受光部、１６．．．コンパレータ、１７．．．クロックパルス発生回路、１８．．．ラッチ回路、１９．．．電流モード型ＰＷＭ制御回路、２０．．．出力電流検出用抵抗、２１．．．誤差増幅器、２２．．．出力電流検出回路、２３，２４．．．逆流防止用ダイオード、３１．．．抵抗、３２．．．増幅器、３３．．．ダイオード（整流素子）、３４．．．ＰＮＰ形トランジスタ、３５．．．ＮＰＮ形トランジスタ、Ａ，Ｂ．．．ＤＣ−ＤＣコンバータ
Claims (2)
- 直流電源の直流入力電圧をオン・オフ動作により断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチング素子と、
前記高周波電力を負荷に供給する定電圧の直流出力電圧に変換する整流平滑回路と、
前記スイッチング素子に流れる電流をそれに対応する電圧として検出する電流検出手段と、
前記直流出力電圧と基準電圧の基準値とを比較してそれらの誤差信号を出力する出力電圧検出手段と、
前記出力電圧検出手段の誤差信号に基づく電圧制御信号が一方の制御入力端子に入力されると共に、前記電流検出手段の検出電圧が他方の制御入力端子に印加されて、前記電圧制御信号と前記検出電圧との比較出力に応じて前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する電流モード型ＰＷＭ制御回路とをそれぞれ備えた複数のＤＣ−ＤＣコンバータを前記負荷に対して並列に接続した直流コンバータ装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記電流モード型ＰＷＭ制御回路の各一方の制御入力端子を互いに直接接続したことを特徴とする直流コンバータ装置。 - 直流電源の直流入力電圧をオン・オフ動作により断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチング素子と、
前記高周波電力を負荷に供給する定電圧の直流出力電圧に変換する整流平滑回路と、
前記スイッチング素子に流れる電流をそれに対応する電圧として検出する電流検出手段と、
前記直流出力電圧と基準電圧の基準値とを比較してそれらの誤差信号を出力する出力電圧検出手段と、
前記出力電圧検出手段の誤差信号に基づく電圧制御信号が一方の制御入力端子に入力されると共に、前記電流検出手段の検出電圧が他方の制御入力端子に入力されて、前記電圧制御信号と前記検出電圧との比較出力にに応じて前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する電流モード型ＰＷＭ制御回路とをそれぞれ備えた複数のＤＣ−ＤＣコンバータを前記負荷に対して並列に接続した直流コンバータ装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記電流モード型ＰＷＭ制御回路の各一方の制御入力端子をそれぞれ抵抗及び増幅器の並列回路又は整流素子及び増幅器の並列回路を介して互いに接続したことを特徴とする直流コンバータ装置。
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