JP3594538B2 - デジタル信号のデューティ比検出回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル入力信号のデューティ比を検出するデジタル信号のデューティ比検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスモータにおいて、デジタル信号のデューティ比を変えることでモータの回転数をコントロールすることが行われている。
【０００３】
図１はブラシレスモータの全体のブロック図で、１、２、３はＹ結線されたＡ相、Ｂ相及びＣ相の駆動コイル、４、５、６、７、８、９は出力トランジスタで、出力トランジスタ４と出力トランジスタ５とのコレクタは結合され、その結合点に前記駆動コイル１の一端が接続され、また出力トランジスタ６と出力トランジスタ７とのコレクタも結合され、その結合点に前記駆動コイル２の一端が接続され、さらに出力トランジスタ８と出力トランジスタ９とのコレクタは結合され、その結合点に前記駆動コイル３の一端が接続されている。
【０００４】
１１はホールアンプ波形変換回路で、ホール素子（図示せず）でモータの回転位置を検出して得られたホール素子信号ＩＮＡ＋、ＩＮＡ−、ＩＮＢ＋、ＩＮＢ−、ＩＮＣ＋、ＩＮＣ−が端子１２、１３、１４、１５、１６、１７を介して加えられホールアンプ出力信号Ａ、Ｂ、Ｃを出力する。
【０００５】
２０は前記ホールアンプ波形変換回路１１に接続された出力回路で、出力信号ＡＴ、ＡＢ、ＢＴ、ＢＢ、ＣＴ、ＣＢを発生する。
【０００６】
３０はデジタル信号のデューティを検出するデューティ検出回路で、デジタル信号の１周期におけるＬレベルレベルの比率を検出する。３１は前記検出されたデューティ比に基づいて回転数の目標値を算出する回転目標値算出回路、３２は前記回転目標値算出回路３２の出力信号に基づいて目標値を補正する電圧補正算出回路、３３は電圧補正算出回路３２からの出力信号に応じてＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生回路である。
【０００７】
次に図２及び図３に基づいて前記ブロック図の動作を説明する。モータの回転位置がホール素子にて検出され、検出されたホール素子信号ＩＮＡ＋、ＩＮＡ−、ＩＮＢ＋、ＩＮＢ−、ＩＮＣ＋、ＩＮＣ−は端子１２、１３、１４、１５、１６、１７を介してホールアンプ波形変換回路１１に加えられる。
【０００８】
前記ホールアンプ波形変換回路１１に加えられたホール素子信号ＩＮＡ＋、ＩＮＡ−、ＩＮＢ＋、ＩＮＢ−、ＩＮＣ＋、ＩＮＣ−は波形変換されてホールアンプ出力信号Ａ、Ｂ、Ｃを発生し出力回路２０に加えられる。すると出力回路２０から出力信号ＡＴ、ＡＢ、ＢＴ、ＢＢ、ＣＴ、ＣＢを発生する。
【０００９】
出力信号ＡＴはバッフア２１を介して出力トランジスタ４のベースに加わり、また出力信号ＡＢはナンド回路２４に加わり、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号と共に出力トランジスタ５に加わる。同様に出力信号ＢＴはバッフア２２を介して出力トランジスタ６のベースに加わり、また出力信号ＢＢはナンド回路２５に加わり、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号と共に出力トランジスタ７に加わり、更に出力信号ＣＴはバッフア２３を介して出力トランジスタ８のベースに加わり、また出力信号ＣＢはナンド回路２６に加わり、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号と共に出力トランジスタ９に加わる。
【００１０】
図３において出力信号ＡＴがローレベルである期間Ｘ１では出力トランジスタ４がＯＮされると共に、ナンド回路２５に加わる出力信号ＢＢがローレベルとなるので、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号がローレベルの期間ナンド回路２５の出力信号がハイレベルとなり、出力トランジスタ７をＯＮするため駆動コイル１及び駆動コイル２に駆動電流が流れる。
【００１１】
出力信号ＡＴがローレベルである期間Ｘ２では出力トランジスタ４が引続きＯＮされると共に、ナンド回路２６に加わる出力信号ＣＢがローレベルとなるので、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号がローレベルの期間ナンド回路２６の出力信号がハイレベルとなり、出力トランジスタ９をＯＮするため駆動コイル１及び駆動コイル３に駆動電流が流れる。
【００１２】
次に出力信号ＢＴがローレベルである期間Ｙ１では出力トランジスタ６がＯＮされると共に、ナンド回路２６に加わる出力信号ＣＢがローレベルとなるので、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号がローレベルの期間ナンド回路２の出力信号がハイレベルとなり、出力トランジスタ９をＯＮするため駆動コイル２及び駆動コイル３に駆動電流が流れる。
【００１３】
出力信号ＢＴがローレベルである期間Ｙ２では出力トランジスタ６が引続きＯＮされると共に、ナンド回路２４に加わる出力信号ＡＢがローレベルとなるので、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号がローレベルの期間ナンド回路２４の出力信号がハイレベルとなり、出力トランジスタ５をＯＮするため駆動コイル３及び駆動コイル１に駆動電流が流れる。
【００１４】
更に出力信号ＣＴがローレベルである期間Ｚ１では出力トランジスタ８がＯＮされると共に、ナンド回路２４に加わる出力信号ＡＢがローレベルとなるので、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号がローレベルの期間ナンド回路２４の出力信号がハイレベルとなり、出力トランジスタ５をＯＮするため駆動コイル３及び駆動コイル１に駆動電流が流れる。
【００１５】
出力信号ＣＴがローレベルである期間Ｚ２では出力トランジスタ８が引続きＯＮされると共に、ナンド回路２５に加わる出力信号ＢＢがローレベルとなるので、ＰＷＭ出力回路３３からのＰＷＭ信号がローレベルの期間ナンド回路２５の出力信号がハイレベルとなり、出力トランジスタ７をＯＮするため駆動コイル３及び駆動コイル２に駆動電流が流れる。
【００１６】
このように駆動コイル１、２、３に順次駆動電流が流れモータを回転するが、前記駆動コイル１、２、３に流れる駆動電流量はＰＷＭ信号のローレベルの期間によって変るので、ＰＷＭ信号の１周期におけるローレベルの期間、即ちデューティ比を変えることにより回転数が変る。
【００１７】
即ちデューティ比検出回路３０でデューティ比を検出し８ビットデジタル信号を発生し、その８ビットデジタル信号を回転目標値算出回路３１に加え回転目標値Ｄｆａｎを算出し、そのデータに応じて電圧補正値算出回路３２にて回転目標値に補正がかかる。前記８ビットデータ信号のデータ２５５のうちＤｆａｎをハイレベルにすることでＰＷＭ信号が発生し、モータの回転数が制御される。
【００１８】
前記デューティ比を検出するには、カウンタにてデジタル信号の１周期に加わるクロック信号のクロック数と１周期のうちローレベル期間（以下Ｌレベル期間という）に加わるクロック信号のクロック数をカウントし、演算回路によって
デューティ比＝Ｌレベル期間のカウント数／１周期のカウント数×２５６
を演算し、８ビットのデューティ比データを得る。
【００１９】
前述のようにデジタル信号の１周期でのローレベルの割合、即ちローレベルのデューティ比を検出するのに、１周期の第１クロックパルス数と１周期うちのＬレベル期間のパルス数を算出し、演算回路でＬレベル期間のパルス数を１周期のパルス数で割り算していたため、演算回路に割り算回路が必要となり回路が複雑で規模が大きくなった。そこで演算回路で割算することなくデューティ比を算出する回路が考案された。
【００２０】
図５は割算することなくデューティ比を算出する演算回路で、４０は２Ｎビットの第１カウンタで、本実施例では１６ビットカウンタを用いており、デューティ比を検出するためのデジタル入力信号と第１のクロック信号とが加えられる。前記第１カウンタ４０はデジタル入力信号のハイレベルからローレベルになる立ち下がりでリセットされるので、リセットされてから次にリセットされるまでに加わる第１クロック入力信号のパルス数をカウントすることでデジタル入力信号の１周期のパルス数がカウント出来る。
【００２１】
４１は前記第１カウンタ４０でカウントされたカウント数をＮビットシフトするＮビットシフト回路で、本実施例では１６ビットを８ビットシフトし上位８ビットを取っている。４２はＮビットの第２カウンタで、本実施例では８ビットカウンタを用いており、前記デジタル入力信号と第１のクロック信号とが加えられ、デジタル入力信号のローレベル期間（以下Ｌレベル期間という）にのみ動作して、前記Ｌレベル期間に加わる第１のクロック信号のパルス数をカウントしたデータ信号を発生する。
【００２２】
４３はコンパレータで、前記８ビットシフト回路４１で８ビットシフトしたデータ信号と第２カウンタ回路４２からのデータ信号を比較し、両方のデータ信号が一致した時に第２のクロック信号を発生する。４４はＮビットの第３カウンタで、本実施例では８ビットカウンタを用いており、前記デジタル入力信号と第２のクロック信号とが加えられ、デジタル入力信号のローレベル期間（以下Ｌレベル期間という）にのみ動作して、前記Ｌレベル期間に加わる第２のクロック信号のパルス数をカウントする。
【００２３】
図６は前記第２カウンタ４２及び第３カウンタ４３の回路図で、第１、第２・・ＤＦＦ４５、４６、一端子にリセット信号が加えられその出力端子が第１ＤＦＦ４５、４６のＤ端子に夫々加えられるＮＯＲ回路４７、４８、これらＮＯＲ回路４７、４８の入力に接続されたＥＸ−ＯＲ回路４９、５０、更にインバータ５１及びＮＡＮＤ回路５２等よりなる。
【００２４】
今イネーブル信号がＬレベルのときインバータ５１の出力信号はＨレベルでああり、また第１Ｄ−ＦＦのＱ端子は始めＬレベルのためＥＸ−ＯＲ回路４９の出力信号もハイレベルとなり、従ってＮＯＲ回路４７の出力信号はＬレベルであり、第１ＤＦＦ４５はクロック信号が入力されても動作せずカウントされない。
【００２５】
しかしイネーブル信号がハイレベルになるとインバータ５１の出力信号はローレベルとなり、ＥＸ−ＯＲ回路４９の出力信号はローレベルとなり、従ってＮＯＲ回路４７の一方の入力端子はローレベルとなり、リセット信号がローレベルであるとＮＯＲ回路４７の出力信号はハイーレベルとなり、第１―ＤＦＦ４５のＤ端子はハイレベルとなるため、クロック信号が入力されると反転しＱ端子をＨレベルとしカウントする。
【００２６】
第１ＤＦＦ４５が反転しＱ端子がＨレベルとなると、ＮＡＮＤ回路５２の入力端子が共にハイレベルとなるので、出力端子はローレベルとなり、又第２Ｄ−ＦＦのＱ端子はＬレベルであるためＥＸ−ＯＲ回路５０の出力端子もローレベルとなるので、ＮＯＲ回路４８の出力端子はリセット信号がローレベルであればＨレベルとなりクロック信号が入力されると、第２ＤＦＦは反転する。このようにしてイネーブル信号がハイレベルの間はクロック信号が入力される毎にのカウント数のデータ信号を発生する。
【００２７】
前記カウントされた１６ビットのカウント数のデータ信号は８ビットシフト回路４１で１／２５６にする。即ち１６ビットカウント数データを８ビットシフトして上位８ビットカウント数のデータ信号となる。前記８ビットシフト回路４１で得られた８ビットカウント数のデータ信号と第２カウンタ４２でカウントされたＬレベル期間のカウント数のデータ信号とはコンパレータ４３に加えられ比較し、両方のカウント数のデータ信号が一致したとき前記コンパレータ４３から第２のクロック信号を発生する。
【００２８】
前記第２のクロック信号を第３カウンタ４４に加え、第３カウンタ４４に加えられるデジタル信号のＬレベル期間に加わる第２パルス数をカウントすることにより、Ｌレベル期間のデューティ比が得られる。
【００２９】
しかし１周期をカウントし１／２５６にするとき、８ビットシフトで、１６ビットデータの上位８ビットのみを有効にしているため、その分誤差が生じる。特に入力信号の周期が短くなるとデータに対して切捨てられる数が大きくなるため誤差が増大する。
【００３０】
例をあげて説明すると、
入力信号は８００ＫＨＺでデューティ５０％とし、クロック信号を２．５ＭＨＺとすると、１周期は１２５０μＳなので、カウント数は３１２５となる。
３１２５×１／２５６＝１２（下位８ビット切捨て）
Ｌレベル期間は６２５μＳなので、これを１２クロック間隔のパルスでカウントすると
１５６５÷１２＝１３０
デューティ比は１３０となり、正規のデータ１２７に対し誤差が生じる。
【００３１】
【発明が解決するための課題】
前述のようにデジタル信号のローレベルのデューティ比を検出するのに、１周期をカウントし１／２５６にするとき、８ビットシフトで１６ビットデータの上位８ビットのみを有効にしているため、その分誤差が生じ特に入力信号の周期が短くなるとデータに対して切捨てられる数が大きくなるため誤差が増大する。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明は２Ｎビットの第１カウンタでデジタル入力信号のｎ周期に加えられる第１のクロック信号のパルス数をカウントし、Ｎビットシフト回路で前記第１カウンタのカウント数をＮビットにシフトし、第２カウンタでデジタル入力信号のｎ周期のうちＬレベル（ローレベル）期間に加えられるクロック信号のパルス数をカウントし、コンパレータで前記Ｎビットシフト回路の出力信号と第２カウンタの出力信号を比較し、Ｎビットシフト回路からの出力信号と第２カウンタからの出力信号が一致した時第２のクロック信号を発生し、Ｎビットの第３カウンタで前記デジタル入力信号のｎ周期のうちＬレベル（ローレベル）期間に加えられるコンパレータからの第２のクロック信号のパルス数をカウントする。
【００３３】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を図面に従って説明する。本発明のデューティ比検出回路を用いたブラシレスモータのブロック図は図１と同一であるので、ここでは説明を省略する。
【００３４】
図４において、６０はデューティ比を検出するべきデジタル入力信号の周波数を検出する周波数検出回路、６１は前記デジタル入力信号のｎ周期を通過するｎ周期通過路、６２は前記デジタル入力信号の１周期通過する１周期通過路、６３は該スイッチ回路で、前記周波数検出回路の出力信号にて切替えられ前記デジタル入力信号のｎ周期分又は１周期分通過を通過する。
【００３５】
６４は２Ｎビットの第１カウンタで、本実施例では１６ビットカウンタを用いており、前記スイッチ回路を通過したｎ周期分又は１周期分デジタル入力信号と第１のクロック信号とが加えられる。前記第１カウンタ６４はデジタル入力信号の１周期又はｎ周期の間に加わる第１のクロック信号のパルス数をカウントする。
【００３６】
６５は前記第１カウンタ６４でカウントされたカウント数のデータ信号をＮビットシフトするＮビットシフト回路で、本実施例では１６ビットを８ビットシフトし上位８ビットを取っている。６６はＮビットの第２カウンタで、本実施例では８ビットカウンタを用いており、前記デジタル入力信号と第１のクロック信号とが加えられ、デジタル入力信号のローレベル期間（以下Ｌレベル期間という）にのみ動作して、前記Ｌレベル期間に加わる第１のクロック信号のパルス数をカウントする。
【００３７】
６７はコンパレータで、前記８ビットシフト回路６５で８ビットにシフトしたデータ信号と第２カウンタ回路６６でカウントした第１クロック信号のパルス数のデータ信号を比較し、両方のデータ信号が一致した時に第２のクロック信号を発生する。６８はＮビットの第３カウンタで、本実施例では８ビットカウンタを用いており、前記デジタル入力信号と第２のクロック信号とが加えられ、デジタル入力信号のローレベル期間（以下Ｌレベル期間という）にのみ動作して、前記デジタル入力信号のｎ周期又は１周期に加わる第２のクロック信号のパルス数をカウントする。
【００３８】
前述のように、第１カウンタ６４はデジタル入力信号のｎ周期又は１周期にクロック信号が入力される毎にカウントアップするので、結局デジタル信号のｎ周期又は１周期の間に入力されるクロック信号のパルス数をカウントし１６ビットのカウント数のデータ信号を発生する。
【００３９】
前記第１カウンタ６４でカウントされた１６ビットのカウント数のデータ信号は８ビットシフト回路４１で１／２５６にする。即ち１６ビットカウント数のデータ信号を８ビットシフトして上位８ビットカウント数のデータ信号に変換することとなる。前記８ビットシフト回路６５で得られた８ビットカウント数のデータ信号と第２カウンタ６６でカウントされたＬレベル期間のカウント数のデータ信号とはコンパレータ６７に加えられ比較し、両方のカウント数のデータ信号が一致したとき前記コンパレータ６７から第２のクロック信号を発生する。
【００４０】
前記第２のクロック信号を第３カウンタ６８に加え、第３カウンタ６８に加えられるデジタル信号のｎ周期又は１周期のＬレベル期間に加わる第２のパルス数をカウントすることにより、Ｌレベル期間のデューティ比が得られる。
【００４１】
入力信号の周期が短いとき１周期をカウントし１／２５６にするとき、８ビットシフトで、１６ビットデータの上位８ビットのみを有効にしているため、その分誤差が生じるが、このときは周波数検出回路６０よりの出力信号でデジタル入力信号のｎ周期を通過し、ｎ周期で積算し誤差を少なくしている。
【００４２】
例をあげて説明すると、デジタル入力信号は８００ＨＺでデューティが５０％とし、第１のクロック信号が２．５ＭＨＺで８周期間をカウントする。すると
１周期 １２５０μＳ×８＝１００００μＳとなり、この間に第１カウンタ６４に入力される第１のクロック信号のカウント数は２５０００となる。
【００４３】
これを８ビットシフト回路６５でシフトすると、
２５０００×１／２５６＝９７（下位８ビット切捨て）
コンパレータ６６から出る第２のクロック信号の９７間隔のパルスで１周期のＬレベル期間をカウントすると、
１５６２÷９７＝１６
従って１６×８＝１２８となり、正規のデータ比１２７に対して誤差が少なくなる。
【００４４】
前述のように、全ての周波数のデジタル入力信号に対しｎ周期で検出すると、デジタル入力信号の周期が長い場合はカウント数が多くなり、第１カウンタ６４が大きくなる。そこでデジタル信号の周期が長い場合は１周期で十分精度が保つことが出来る。
【００４５】
従って周波数検出回路６０で入力デジタルの信号周波数を検出し、入力デジタルの信号周波数が長い場合は周波数検出回路６０の出力信号でスイッチ回路６３を切替え、１周期のデジタル入力信号を第１カウンタ６４に加え、図２と同様に第１カウンタ６４はデジタル入力信号が立ち下がるとリセットし次にデジタル入力信号が立ち下がるまで、クロック信号が入力される毎にカウントアップしデジタル信号の１周期の間に入力されるクロック信号のパルス数をカウントし１６ビットのカウント数データのパルス信号を発生する。
【００４６】
前記カウントされた１６ビットのカウント数データのパルス信号を８ビットシフト回路４１で１／２５６にする。前記８ビットシフト回路６５で得られた８ビットカウント数のデータ信号と第２カウンタ６６でカウントされたＬレベル期間のカウント数のデータ信号とはコンパレータ６７に加えられ比較し、両方のカウント数のデータ信号が一致したとき前記コンパレータ６７から第２のクロック信号を発生する。
【００４７】
前記第２のクロック信号を第３カウンタ６８に加え、第３カウンタ６８に加えられるデジタル信号のＬレベル期間に加わる第２のパルス数をカウントすることにより、Ｌレベル期間のデューティ比が得られる。
【００４８】
【発明の効果】
本発明のデジタル入力信号のデューティ比検出回路はデジタル入力信号のｎ周期のクロック信号のパルス数をカウントし、前記デジタル入力信号のｎ周期のうちＬレベル（ローレベル）期間に加えられるコンパレータからの第２のクロック信号のパルス数をカウントしたので、１周期をカウントし１／２５６にし１６ビットデータの上位８ビットのみを有効にしても、誤差を少なく出来る。
【００４９】
又デジタル入力信号の周期が長いときには、デジタル入力信号の１周期のみを取出し、デューティ比を検出するようにしたのでカウンタを必要以上に大きくなることがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明及び従来のデジタル入力信号のデューティ比検出回路を用いたブラシレスモータの回路図である。
【図２】図１のブラシレスモータの回路の一部分の波形図である。
【図３】図１のブラシレスモータの回路の他部分の波形図である。
【図４】本発明のデジタル入力信号のデューティ比検出回路の基本となる回路のブロック図である。
【図５】従来のデジタル入力信号のデューティ比検出回路のブロック図である。
【図６】図４及び図５の第２、第３カウンタ部分の回路図である。
【符号の説明】
６０ 周波数検出回路
６１ ｎ周期通過路
６２ １周期通過路
６３スイッチ回路
６４ 第１カウンタ
６５ ８ビットシフト回路
６６ 第２カウンタ
６７ コンパレータ
６８ 第３カウンタ

Claims (3)

1. デューティ比を検出するべきデジタル入力信号のｎ周期に加えられる第１のクロック信号のパルス数をカウントする２Ｎビットの第１カウンタと、該第１カウンタのカウント数のデータ信号をＮビットにシフトするＮビットシフト回路と、前記デジタル入力信号のｎ周期のうちＬレベル（ローレベル）期間に加えられる第１のクロック信号のパルス数をカウントするＮビットの第２カウンタと、前記Ｎビットシフト回路でＮビットシフタされたデータ信号と第２カウンタのデータ信号を比較し、Ｎビットシフト回路からのデータ信号と第２カウンタからのデータ信号が一致した時第２のクロック信号を発生するコンパレータと、前記デジタル入力信号のｎ周期のうちＬレベル（ローレベル）期間に加えられるコンパレータからの第２のクロック信号のパルス数をカウントするＮビットの第３カウンタとよりなることを特徴とするデジタル信号のデューティ比検出回路。
2. デューティ比を検出するべきデジタル入力信号の周波数を検出する周波数検出回路と、前記デジタル入力信号のｎ周期を通過さすｎ周期通過路と、前記デジタル入力信号の１周期を通過さす１周期通過路と、周波数検出回路の出力信号にて切替えられ前記デジタル入力信号のｎ周期分又は１周期分通過を通過さすスイッチ回路と、該スイッチ回路を通過したデジタル入力信号のｎ周期又は１周期に加わる第１のクロック信号のパルス数がカウントされる２Ｎビットの第１カウンタと、該第１カウンタのカウント数のデータ信号をＮビットにシフトするＮビットシフト回路と、前記デジタル入力信号のデジタル入力信号のｎ周期分又は１周期のうちＬレベル（ローレベル）期間に加えられる第１のクロック信号のパルス数をカウントするＮビットの第２カウンタと、前記Ｎビットシフト回路でＮビットシフトしたデータ信号と第２カウンタのデータ信号を比較し、Ｎビットシフト回路からのデータ信号と第２カウンタからのデータ信号が一致した時第２のクロック信号を発生するコンパレータと、デジタル入力信号のｎ周期又は１周期のＬレベル（ローレベル）期間に加えられるコンパレータからの第２のクロック信号のパルス数がカウントされるＮビットの第３カウンタとよりなることを特徴とするデジタル信号のデューティ比検出回路。
3. 前記デジタル入力信号の周波数が高いとき、スイッチ回路を切替えｎ周期通過路を通過するデジタル入力信号を第１カウンタ及び第２カウンタに加え、デジタル入力信号の周波数が低いとき、スイッチ回路を切替え１周期通過路を通過するデジタル入力信号を第１カウンタ及び第２カウンタに加えることを特徴とする請求項２記載のデジタル信号のデューティ比検出回路。

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