JP3591159B2 - 直列形補償装置の制御回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統に直列に設置される自励式直列形補償装置内の自励式インバータにより、系統に電圧を印加して系統のインピーダンスを補償する直列形補償装置の制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
送電線には、通常、誘導性のインピーダンスが存在するため、負荷が接続されて送電線に電流が流れることにより、負荷設置点（負荷端）の電圧が変動したり、電圧の位相が母線の電圧の位相に対してずれたりする。
このようになると、負荷の力率によって、負荷定常時には不足電圧を生じ、負荷変動時には電灯のちらつき、コンピュータの誤動作、モータの回転むら等の支障をきたす可能性がある。
従って、電力系統のインピーダンスを補償して負荷端の電圧を一定に保つ必要がある。
【０００３】
上述した種々の現象を補償して負荷に品質の良い電力を供給するために、系統に対して直列に設置される自励式直列形補償装置が使用されている。この自励式直列形補償装置には、従来から直列コンデンサやタップチェンジャー付きのトランス式移相器が用いられてきた。
しかるに、直列コンデンサを用いると系統インピーダンスとの間で共振を起こす問題があった。また、バンク切替式の直列コンデンサやタップチェンジャー付きのトランス式移相器では、高速な制御を行えないという問題があった。
【０００４】
そこで、これらの不都合を解消するために、近年では、高速かつ柔軟な制御が可能な自励式インバータを用いた自励式直列形補償装置が開発されている。
この種の補償装置に、直列コンデンサのごとく送電線の誘導性インピーダンスをキャンセルさせる動作を行わせるには、系統電流からこれに直交する遅れ方向の電圧を求める必要がある。
その方法として従来では、各相の電流を検出し、これを電子回路の移相回路で９０°回転させて出力するべき電圧位相を求めたり、あるいは、三相電流から例えばＵ相電流ｉＵに直交する電圧の位相を、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷのベクトル差（ｉＶ−ｉＷ）から求めていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、移相回路を用いる場合には、検出電流が急変した時の過渡応答が、直列コンデンサを用いた場合と同様に不安定になる。
また、各相電流ベクトルの減算により電流に直交する電圧の位相を求める場合、不平衡負荷によって三相電流に少しでも不平衡が存在すると、各相の電圧振幅が異なったり、各相間の位相関係が１２０°とは異なってくる。これにより、求めるべき直交位相に大きな誤差が生じてしまい、系統に印加するべき電圧を正確に求めることが不可能であった。
【０００６】
そこで本発明は、系統電流急変時の振動に基づく過渡応答や不平衡負荷による誤差の影響を受けずに、高精度な補償動作を可能にした直列形補償装置の制御回路を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
まず、請求項１記載の制御回路では、検出した三相交流電流を二軸量に変換し、これに直交する遅れ方向の電圧を二軸量で演算する。以下にこの方法を具体的に説明する。
【０００８】
図６は直列コンデンサを用いた補償回路を示すもので、１２は系統インピーダンス、１３は直列コンデンサである。この回路において電流ｉが流れたとき、コンデンサ１３の両端に発生する電圧ｖと電流ｉとの間には、
ｉ＝Ｃ・ｄｖ／ｄｔ
という関係がある。ここで、Ｃはコンデンサ１３の静電容量である。
これを三相で表現する場合、電流ｉを数式１、電圧ｖを数式２により表すと、両者の間には数式３のような関係が成り立つ。数式３において、Ｐは微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。
【０００９】
【数１】
【００１０】
【数２】
【００１１】
【数３】
【００１２】
ここで、数式３の両辺に、左から三相／二相変換を表す行列［Ｃ１］（数式４参照）と正相の回転座標変換を表す行列［Ｃ２］（数式５参照）を掛けて二軸量に直すと、二軸量の電流ｉ２（数式６参照）、電圧ｖ２（数式７参照）を用いた数式８を得ることができる。
【００１３】
【数４】
【００１４】
【数５】
【００１５】
【数６】
【００１６】
【数７】
【００１７】
【数８】
【００１８】
数式８において、ＣＰは過渡項（微分項）であるから過渡現象を示すが、系統の障害となる共振現象はこの項に由来するので、数式８の中でＣＰの項を省略すると、数式９を得る。
【００１９】
【数９】
【００２０】
いま、検出した電流から自励式インバータの電圧指令を演算したいので、数式９を電圧について解くと、数式１０を得る。
【００２１】
【数１０】
【００２２】
数式１０において、次の数式１１により示される行列の演算を行う回路を正相リアクタンス回路と呼ぶ。これをブロック図により表示したものを図７に示す。
【００２３】
【数１１】
【００２４】
この回路は、二軸量の正相電流ベクトルを与えればそれに直交する遅れ方向の電圧ベクトルを二軸量で演算するものであり、こうして求めた二軸量の電圧ベクトルを三相に変換すれば自励式インバータの三相電圧指令とすることができる。
【００２５】
すなわち、請求項１記載の発明は、三相の系統電流を検出する手段と、検出された系統電流を、系統電圧の位相を基準とする無効電流成分及び有効電流成分からなる二軸量の電流に変換する手段と、二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを、微分方程式の過渡項を無視して二軸量で演算する正相リアクタンス回路と、二軸量の電流が入力される前記正相リアクタンス回路により二軸量で演算された電圧ベクトルを、座標変換したうえ三相交流電圧指令に変換して前記自励式インバータに与える手段とを備えたものである。
本発明では、系統電流を二軸量に分割してベクトルとして取り扱うことにより、これに直交する電圧ベクトルが求め易くなる。また、数式８における行列の対角項ＣＰを無視すると過渡状態にのみ値を持つ項がなくなるので、負荷急変等に伴う過渡状態で共振を起こさなくなり、系統の障害となる振動も発生しない。
【００２６】
次に、請求項２記載の制御回路では、系統電流に不平衡が存在する場合に、系統から検出した三相電流を正相、逆相に分離し、直交する遅れ方向の二軸量の電圧をそれぞれ別個に演算する。
正相成分に関しては、請求項１の発明における行列［Ｃｐ］を用いればよいので、まず、二軸量の逆相電流からこれに直交する遅れ方向の電圧を二軸量で演算する方法を説明する。
【００２７】
前述した数式３の両辺に、先の行列［Ｃ１］（数式４参照）と逆相の回転座標変換を表わす行列［Ｃ３］（数式１２参照）を左から掛けて二軸量に直すと、二軸量の電流ｉ２Ｎ（数式１３参照）、電圧ｖ２Ｎ（数式１４参照）を用いた数式１５を得ることができる。
【００２８】
【数１２】
【００２９】
【数１３】
【００３０】
【数１４】
【００３１】
【数１５】
【００３２】
数式１５におけるＣＰの項を前記同様の理由により省略し、数式１６を得る。
【００３３】
【数１６】
【００３４】
いま、検出した電流から自励式インバータの電圧指令を演算したいので、数式１６を電圧について解くと、数式１７を得る。
【００３５】
【数１７】
【００３６】
数式１７において、次の数式１８により示される行列の演算を行う回路を逆相リアクタンス回路と呼ぶ。これをブロック図により表示したものを図８に示す。
【００３７】
【数１８】
【００３８】
この回路は、二軸量の逆相電流ベクトルを与えればそれに直交する遅れ方向の電圧ベクトルを二軸量で演算するものである。
以上のようにして行列［Ｃｐ］，［Ｃｎ］から求めた二軸量の電圧ベクトルを交流量に変換したのち、各々を加え合わせてから三相に変換すれば、自励式インバータの三相電圧指令とすることができる。
【００３９】
すなわち、請求項２記載の発明は、三相の系統電流を検出する手段と、検出された系統電流を、系統電圧の位相を基準とする正相成分及び逆相成分の各無効電流成分及び有効電流成分からなる二軸量の電流に変換する手段と、正相成分の二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを二軸量で演算する正相リアクタンス回路、及び、逆相成分の二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを二軸量で演算する逆相リアクタンス回路と、正相成分の二軸量の電流が入力される前記正相リアクタンス回路、及び、逆相成分の二軸量の電流が入力される逆相リアクタンス回路によりそれぞれ二軸量で演算された正相成分及び逆相成分の電圧ベクトルを座標変換して加算し、その結果を三相交流電圧指令に変換して前記自励式インバータに与える手段とを備えたものである。
本発明では、系統電流を正相、逆相に分割してそれぞれに直交する電圧を求めた後に足し合わせるため、系統電流に不平衡がある場合でも系統の電流の各相ごとに直交する電圧ベクトルを誤差なく高精度に求めることができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図３はこの実施形態が適用される系統の構成図であり、後述するように自己消弧形半導体スイッチ素子を有する自励式インバータ８によって発生させた電圧が、直列連系トランス７を介して三相電力系統に印加される。ここでは、自励式インバータ８及び直列連系トランス７により自励式直列形補償装置が構成されている。
【００４１】
図４は直列連系トランス７の詳細を示しており、各相に二次巻線が直列接続されたトランス７Ａ，７Ｂ，７Ｃからなっている。
また、図５は自励式インバータ８の構成を示しており、ＧＴＯ等の自己消弧形半導体スイッチ素子１０と環流ダイオード１１との逆並列回路により一つのアームを形成してこれを三相ブリッジ接続し、更に、直流コンデンサ１７を有する直流回路９を備えている。なお、直流電源は図示を省略してある。
【００４２】
さて、図１は請求項１に記載した発明の実施形態を示すブロック図である。
図１において、１は前記数式１で示される系統の三相電流ｉを二相電流に変換する三相／二相変換回路であり、その出力は系統電圧の位相を基準とした正相回転座標変換回路２に入力されて正相の回転座標変換が実行される。ここで、三相／二相変換は前記数式４を電流ｉに左から掛け、正相の回転座標変換はその結果に更に前記数式５を左から掛けることに相当する。
【００４３】
正相回転座標変換回路２の出力は直流分をとり出すためにフィルタ３に入力され、系統電流の無効電流成分（ｑ軸成分）、有効電流成分（ｄ軸成分）が二軸量として取り出される。
ここで、系統電流を交流量で検出する所で一次遅れのようなフィルタを用いたために位相が遅れているときには、回転座標変換を行う際にその遅れの分、位相にオフセットを加えることにより、位相ずれが生じることを回避することができる。
【００４４】
次に、電流のｑ軸成分、ｄ軸成分は正相リアクタンス回路４に入力される。この回路４では、前記数式１１で示される行列［Ｃｐ］を電流のｑ軸成分、ｄ軸成分に掛け、系統電流に直交する遅れ方向の電圧指令（リアクタンス電圧）を二軸量として演算する。
この電圧指令を三相の交流量に戻すために、まず、系統電圧の位相を基準とした正相逆回転座標変換回路５に上記電圧指令が入力され、逆回転座標変換が行われる。
すなわち、正相リアクタンス回路４の出力に対し、数式５の逆行列である数式１９を左から掛ける。
【００４５】
【数１９】
【００４６】
次いで、正相逆回転座標変換回路５の出力は二相／三相変換回路６に入力され、三相の電圧指令に変換される。具体的には、数式４の逆行列である数式２０を左から掛けることにより、二相／三相変換が実行される。
【００４７】
【数２０】
【００４８】
上記の三相電圧指令を前記インバータ８に与えて対応する三相交流電圧を発生させ、直列連系トランス７を介して系統に印加することにより、系統の障害となる共振現象を生じさせずに送電線の誘導性インピーダンスをキャンセルし、負荷に高品質の電力を供給することができる。
【００４９】
次に、請求項２に記載した発明の実施形態を図２を参照しつつ説明する。
この実施形態は、系統電流に不平衡が存在する場合に、系統電流を正相、逆相に分離して遅れ方向の電圧指令を各々演算し交流量に変換した後、正相成分の電圧指令と逆相成分の電圧指令とを加算したうえで二相／三相変換して最終的な三相電圧指令を得るものである。
【００５０】
系統電流に不平衡がある場合には正相、逆相成分が存在するので、これらを分離するために、系統電圧の位相を基準とした正相回転座標変換回路２と逆相回転座標変換回路１４とに系統電流が入力される。ここで、逆相の回転座標変換には前記数式１２が用いられる。
そして、各回路２，１４の出力をフィルタ３’に通して直流分を取り出すことにより、正相成分、逆相成分のｄ軸成分、ｑ軸成分がそれぞれ分離される。
【００５１】
正相成分については、前述した正相リアクタンス回路４により正相の二軸量の電圧指令が作成される。
ここで、逆相成分については、フィルタ３’の出力に対し逆相リアクタンス回路１５で前記数式１８の行列を用いて二軸量の電圧指令が作成される。
【００５２】
正相の電圧指令は、前述のように正相逆回転座標変換回路５に入力され、逆回転座標変換が行われる。
また、逆相の電圧指令は、系統電圧の位相を基準とした逆相逆回転座標変換回路１６に入力され、逆回転座標変換が行われる。具体的には、逆相の電圧指令に対し数式１２の逆行列である数式２１を左から掛けることにより、逆回転座標変換が実行される。
【００５３】
【数２１】
【００５４】
以上のようにして求めた正相電流に相当するリアクタンス電圧と逆相電流に相当するリアクタンス電圧とを加算し、二相／三相変換回路６により三相電圧指令に変換する。すなわち、数式２０を左から掛ける。
このようにすれば、系統電流に不平衡がある場合にも正相リアクタンス回路４及び逆相リアクタンス回路１５を用いて電流ベクトルに直交する遅れ方向の電圧ベクトルを正確に計算することができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、系統電流を二軸量に変換してベクトルとして扱うため、これに直交する電圧ベクトルの演算を容易に行うことができる。また、電流に基づく電圧の演算に際し、系統の障害となる共振現象の原因となる過渡項を無視することにより、共振を発生させることなく送電線の誘導性インピーダンスをキャンセルし、負荷に対して高品質の電力を安定して供給することができる。
【００５６】
請求項２記載の発明によれば、系統電流を正相成分、逆相成分それぞれの二軸量に分割して取り扱うことにより、請求項１の発明の効果に加えて、系統に電流不平衡が存在する場合でも誤差なく電圧指令を求めて系統インピーダンスを補償することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態が適用される系統の構成図である。
【図４】図３における直流連系トランスの構成図である。
【図５】図３における自励式インバータの構成図である。
【図６】直列コンデンサを用いた補償回路の構成図である。
【図７】正相リアクタンス回路のブロック図である。
【図８】逆相リアクタンス回路のブロック図である。
【符号の説明】
１ 三相／二相変換回路
２ 正相回転座標変換回路
３，３’ フィルタ
４ 正相リアクタンス回路
５ 正相逆回転座標変換回路
６ 二相／三相変換回路
７ 直列連系トランス
７Ａ，７Ｂ，７Ｃ トランス
８ 自励式インバータ
９ 直流回路
１０ 自己消弧形半導体スイッチ素子
１１ 環流ダイオード
１２ 系統インピーダンス
１３ 直列コンデンサ
１４ 逆相回転座標変換回路
１５ 逆相リアクタンス回路
１６ 逆相逆回転座標変換回路
１７ 直流コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力系統に直列に設置される自励式直列形補償装置内の自励式インバータにより、系統に電圧を印加して系統のインピーダンスを補償する直列形補償装置の制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
送電線には、通常、誘導性のインピーダンスが存在するため、負荷が接続されて送電線に電流が流れることにより、負荷設置点（負荷端）の電圧が変動したり、電圧の位相が母線の電圧の位相に対してずれたりする。
このようになると、負荷の力率によって、負荷定常時には不足電圧を生じ、負荷変動時には電灯のちらつき、コンピュータの誤動作、モータの回転むら等の支障をきたす可能性がある。
従って、電力系統のインピーダンスを補償して負荷端の電圧を一定に保つ必要がある。
【０００３】
上述した種々の現象を補償して負荷に品質の良い電力を供給するために、系統に対して直列に設置される自励式直列形補償装置が使用されている。この自励式直列形補償装置には、従来から直列コンデンサやタップチェンジャー付きのトランス式移相器が用いられてきた。
しかるに、直列コンデンサを用いると系統インピーダンスとの間で共振を起こす問題があった。また、バンク切替式の直列コンデンサやタップチェンジャー付きのトランス式移相器では、高速な制御を行えないという問題があった。
【０００４】
そこで、これらの不都合を解消するために、近年では、高速かつ柔軟な制御が可能な自励式インバータを用いた自励式直列形補償装置が開発されている。
この種の補償装置に、直列コンデンサのごとく送電線の誘導性インピーダンスをキャンセルさせる動作を行わせるには、系統電流からこれに直交する遅れ方向の電圧を求める必要がある。
その方法として従来では、各相の電流を検出し、これを電子回路の移相回路で９０°回転させて出力するべき電圧位相を求めたり、あるいは、三相電流から例えばＵ相電流ｉＵに直交する電圧の位相を、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷのベクトル差（ｉＶ−ｉＷ）から求めていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、移相回路を用いる場合には、検出電流が急変した時の過渡応答が、直列コンデンサを用いた場合と同様に不安定になる。
また、各相電流ベクトルの減算により電流に直交する電圧の位相を求める場合、不平衡負荷によって三相電流に少しでも不平衡が存在すると、各相の電圧振幅が異なったり、各相間の位相関係が１２０°とは異なってくる。これにより、求めるべき直交位相に大きな誤差が生じてしまい、系統に印加するべき電圧を正確に求めることが不可能であった。
【０００６】
そこで本発明は、系統電流急変時の振動に基づく過渡応答や不平衡負荷による誤差の影響を受けずに、高精度な補償動作を可能にした直列形補償装置の制御回路を提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
まず、請求項１記載の制御回路では、検出した三相交流電流を二軸量に変換し、これに直交する遅れ方向の電圧を二軸量で演算する。以下にこの方法を具体的に説明する。
【０００８】
図６は直列コンデンサを用いた補償回路を示すもので、１２は系統インピーダンス、１３は直列コンデンサである。この回路において電流ｉが流れたとき、コンデンサ１３の両端に発生する電圧ｖと電流ｉとの間には、
ｉ＝Ｃ・ｄｖ／ｄｔ
という関係がある。ここで、Ｃはコンデンサ１３の静電容量である。
これを三相で表現する場合、電流ｉを数式１、電圧ｖを数式２により表すと、両者の間には数式３のような関係が成り立つ。数式３において、Ｐは微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。
【０００９】
【数１】
【数２】
【数３】
ここで、数式３の両辺に、左から三相／二相変換を表す行列［Ｃ１］（数式４参照）と正相の回転座標変換を表す行列［Ｃ２］（数式５参照）を掛けて二軸量に直すと、二軸量の電流ｉ２（数式６参照）、電圧ｖ２（数式７参照）を用いた数式８を得ることができる。
【００１３】
【数４】
【数５】
【数６】
【数７】
【数８】
数式８において、ＣＰは過渡項（微分項）であるから過渡現象を示すが、系統の障害となる共振現象はこの項に由来するので、数式８の中でＣＰの項を省略すると、数式９を得る。
【００１９】
【数９】
いま、検出した電流から自励式インバータの電圧指令を演算したいので、数式９を電圧について解くと、数式１０を得る。
【００２１】
【数１０】
数式１０において、次の数式１１により示される行列の演算を行う回路を正相リアクタンス回路と呼ぶ。これをブロック図により表示したものを図７に示す。
【００２３】
【数１１】
この回路は、二軸量の正相電流ベクトルを与えればそれに直交する遅れ方向の電圧ベクトルを二軸量で演算するものであり、こうして求めた二軸量の電圧ベクトルを三相に変換すれば自励式インバータの三相電圧指令とすることができる。
【００２５】
すなわち、請求項１記載の発明は、三相の系統電流を検出する手段と、検出された系統電流を、系統電圧の位相を基準とする無効電流成分及び有効電流成分からなる二軸量の電流に変換する手段と、二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを、微分方程式の過渡項を無視して二軸量で演算する正相リアクタンス回路と、二軸量の電流が入力される前記正相リアクタンス回路により二軸量で演算された電圧ベクトルを、座標変換したうえ三相交流電圧指令に変換して前記自励式インバータに与える手段とを備えたものである。
本発明では、系統電流を二軸量に分割してベクトルとして取り扱うことにより、これに直交する電圧ベクトルが求め易くなる。また、数式８における行列の対角項ＣＰを無視すると過渡状態にのみ値を持つ項がなくなるので、負荷急変等に伴う過渡状態で共振を起こさなくなり、系統の障害となる振動も発生しない。
【００２６】
次に、請求項２記載の制御回路では、系統電流に不平衡が存在する場合に、系統から検出した三相電流を正相、逆相に分離し、直交する遅れ方向の二軸量の電圧をそれぞれ別個に演算する。
正相成分に関しては、請求項１の発明における行列［Ｃｐ］を用いればよいので、まず、二軸量の逆相電流からこれに直交する遅れ方向の電圧を二軸量で演算する方法を説明する。
【００２７】
前述した数式３の両辺に、先の行列［Ｃ１］（数式４参照）と逆相の回転座標変換を表わす行列［Ｃ３］（数式１２参照）を左から掛けて二軸量に直すと、二軸量の電流ｉ２Ｎ（数式１３参照）、電圧ｖ２Ｎ（数式１４参照）を用いた数式１５を得ることができる。
【００２８】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【数１５】
数式１５におけるＣＰの項を前記同様の理由により省略し、数式１６を得る。
【００３３】
【数１６】
いま、検出した電流から自励式インバータの電圧指令を演算したいので、数式１６を電圧について解くと、数式１７を得る。
【００３５】
【数１７】
数式１７において、次の数式１８により示される行列の演算を行う回路を逆相リアクタンス回路と呼ぶ。これをブロック図により表示したものを図８に示す。
【００３７】
【数１８】
この回路は、二軸量の逆相電流ベクトルを与えればそれに直交する遅れ方向の電圧ベクトルを二軸量で演算するものである。
以上のようにして行列［Ｃｐ］，［Ｃｎ］から求めた二軸量の電圧ベクトルを交流量に変換したのち、各々を加え合わせてから三相に変換すれば、自励式インバータの三相電圧指令とすることができる。
【００３９】
すなわち、請求項２記載の発明は、三相の系統電流を検出する手段と、検出された系統電流を、系統電圧の位相を基準とする正相成分及び逆相成分の各無効電流成分及び有効電流成分からなる二軸量の電流に変換する手段と、正相成分の二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを二軸量で演算する正相リアクタンス回路、及び、逆相成分の二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを二軸量で演算する逆相リアクタンス回路と、正相成分の二軸量の電流が入力される前記正相リアクタンス回路、及び、逆相成分の二軸量の電流が入力される逆相リアクタンス回路によりそれぞれ二軸量で演算された正相成分及び逆相成分の電圧ベクトルを座標変換して加算し、その結果を三相交流電圧指令に変換して前記自励式インバータに与える手段とを備えたものである。
本発明では、系統電流を正相、逆相に分割してそれぞれに直交する電圧を求めた後に足し合わせるため、系統電流に不平衡がある場合でも系統の電流の各相ごとに直交する電圧ベクトルを誤差なく高精度に求めることができる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図３はこの実施形態が適用される系統の構成図であり、後述するように自己消弧形半導体スイッチ素子を有する自励式インバータ８によって発生させた電圧が、直列連系トランス７を介して三相電力系統に印加される。ここでは、自励式インバータ８及び直列連系トランス７により自励式直列形補償装置が構成されている。
【００４１】
図４は直列連系トランス７の詳細を示しており、各相に二次巻線が直列接続されたトランス７Ａ，７Ｂ，７Ｃからなっている。
また、図５は自励式インバータ８の構成を示しており、ＧＴＯ等の自己消弧形半導体スイッチ素子１０と環流ダイオード１１との逆並列回路により一つのアームを形成してこれを三相ブリッジ接続し、更に、直流コンデンサ１７を有する直流回路９を備えている。なお、直流電源は図示を省略してある。
【００４２】
さて、図１は請求項１に記載した発明の実施形態を示すブロック図である。
図１において、１は前記数式１で示される系統の三相電流ｉを二相電流に変換する三相／二相変換回路であり、その出力は系統電圧の位相を基準とした正相回転座標変換回路２に入力されて正相の回転座標変換が実行される。ここで、三相／二相変換は前記数式４を電流ｉに左から掛け、正相の回転座標変換はその結果に更に前記数式５を左から掛けることに相当する。
【００４３】
正相回転座標変換回路２の出力は直流分をとり出すためにフィルタ３に入力され、系統電流の無効電流成分（ｑ軸成分）、有効電流成分（ｄ軸成分）が二軸量として取り出される。
ここで、系統電流を交流量で検出する所で一次遅れのようなフィルタを用いたために位相が遅れているときには、回転座標変換を行う際にその遅れの分、位相にオフセットを加えることにより、位相ずれが生じることを回避することができる。
【００４４】
次に、電流のｑ軸成分、ｄ軸成分は正相リアクタンス回路４に入力される。この回路４では、前記数式１１で示される行列［Ｃｐ］を電流のｑ軸成分、ｄ軸成分に掛け、系統電流に直交する遅れ方向の電圧指令（リアクタンス電圧）を二軸量として演算する。
この電圧指令を三相の交流量に戻すために、まず、系統電圧の位相を基準とした正相逆回転座標変換回路５に上記電圧指令が入力され、逆回転座標変換が行われる。
すなわち、正相リアクタンス回路４の出力に対し、数式５の逆行列である数式１９を左から掛ける。
【００４５】
【数１９】
次いで、正相逆回転座標変換回路５の出力は二相／三相変換回路６に入力され、三相の電圧指令に変換される。具体的には、数式４の逆行列である数式２０を左から掛けることにより、二相／三相変換が実行される。
【００４７】
【数２０】
上記の三相電圧指令を前記インバータ８に与えて対応する三相交流電圧を発生させ、直列連系トランス７を介して系統に印加することにより、系統の障害となる共振現象を生じさせずに送電線の誘導性インピーダンスをキャンセルし、負荷に高品質の電力を供給することができる。
【００４９】
次に、請求項２に記載した発明の実施形態を図２を参照しつつ説明する。
この実施形態は、系統電流に不平衡が存在する場合に、系統電流を正相、逆相に分離して遅れ方向の電圧指令を各々演算し交流量に変換した後、正相成分の電圧指令と逆相成分の電圧指令とを加算したうえで二相／三相変換して最終的な三相電圧指令を得るものである。
【００５０】
系統電流に不平衡がある場合には正相、逆相成分が存在するので、これらを分離するために、系統電圧の位相を基準とした正相回転座標変換回路２と逆相回転座標変換回路１４とに系統電流が入力される。ここで、逆相の回転座標変換には前記数式１２が用いられる。
そして、各回路２，１４の出力をフィルタ３’に通して直流分を取り出すことにより、正相成分、逆相成分のｄ軸成分、ｑ軸成分がそれぞれ分離される。
【００５１】
正相成分については、前述した正相リアクタンス回路４により正相の二軸量の電圧指令が作成される。
ここで、逆相成分については、フィルタ３’の出力に対し逆相リアクタンス回路１５で前記数式１８の行列を用いて二軸量の電圧指令が作成される。
【００５２】
正相の電圧指令は、前述のように正相逆回転座標変換回路５に入力され、逆回転座標変換が行われる。
また、逆相の電圧指令は、系統電圧の位相を基準とした逆相逆回転座標変換回路１６に入力され、逆回転座標変換が行われる。具体的には、逆相の電圧指令に対し数式１２の逆行列である数式２１を左から掛けることにより、逆回転座標変換が実行される。
【００５３】
【数２１】
以上のようにして求めた正相電流に相当するリアクタンス電圧と逆相電流に相当するリアクタンス電圧とを加算し、二相／三相変換回路６により三相電圧指令に変換する。すなわち、数式２０を左から掛ける。
このようにすれば、系統電流に不平衡がある場合にも正相リアクタンス回路４及び逆相リアクタンス回路１５を用いて電流ベクトルに直交する遅れ方向の電圧ベクトルを正確に計算することができる。
【００５５】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、系統電流を二軸量に変換してベクトルとして扱うため、これに直交する電圧ベクトルの演算を容易に行うことができる。また、電流に基づく電圧の演算に際し、系統の障害となる共振現象の原因となる過渡項を無視することにより、共振を発生させることなく送電線の誘導性インピーダンスをキャンセルし、負荷に対して高品質の電力を安定して供給することができる。
【００５６】
請求項２記載の発明によれば、系統電流を正相成分、逆相成分それぞれの二軸量に分割して取り扱うことにより、請求項１の発明の効果に加えて、系統に電流不平衡が存在する場合でも誤差なく電圧指令を求めて系統インピーダンスを補償することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施形態を示すブロック図である。
【図２】請求項２記載の発明の実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明の実施形態が適用される系統の構成図である。
【図４】図３における直流連系トランスの構成図である。
【図５】図３における自励式インバータの構成図である。
【図６】直列コンデンサを用いた補償回路の構成図である。
【図７】正相リアクタンス回路のブロック図である。
【図８】逆相リアクタンス回路のブロック図である。
【符号の説明】
１ 三相／二相変換回路
２ 正相回転座標変換回路
３，３’ フィルタ
４ 正相リアクタンス回路
５ 正相逆回転座標変換回路
６ 二相／三相変換回路
７ 直列連系トランス
７Ａ，７Ｂ，７Ｃ トランス
８ 自励式インバータ
９ 直流回路
１０ 自己消弧形半導体スイッチ素子
１１ 環流ダイオード
１２ 系統インピーダンス
１３ 直列コンデンサ
１４ 逆相回転座標変換回路
１５ 逆相リアクタンス回路
１６ 逆相逆回転座標変換回路
１７ 直流コンデンサ
Claims (2)
- 系統に対して直列に設置される直列形補償装置内の自励式インバータにより系統に電圧を印加して系統のインピーダンスを補償する直列形補償装置において、
三相の系統電流を検出する手段と、
検出された系統電流を、系統電圧の位相を基準とする無効電流成分及び有効電流成分からなる二軸量の電流に変換する手段と、
二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを、微分方程式の過渡項を無視して二軸量で演算する正相リアクタンス回路と、
二軸量の電流が入力される前記正相リアクタンス回路により二軸量で演算された電圧ベクトルを、座標変換したうえ三相交流電圧指令に変換して前記自励式インバータに与える手段と、
を備えたことを特徴とする直列形補償装置の制御回路。 - 系統に対して直列に設置される直列形補償装置内の自励式インバータにより系統に電圧を印加して系統のインピーダンスを補償する直列形補償装置において、
三相の系統電流を検出する手段と、
検出された系統電流を、系統電圧の位相を基準とする正相成分及び逆相成分の各無効電流成分及び有効電流成分からなる二軸量の電流に変換する手段と、
正相成分の二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを二軸量で演算する正相リアクタンス回路、及び、逆相成分の二軸量の電流から決まる電流ベクトルに直交する方向の電圧ベクトルを二軸量で演算する逆相リアクタンス回路と、
正相成分の二軸量の電流が入力される前記正相リアクタンス回路、及び、逆相成分の二軸量の電流が入力される逆相リアクタンス回路によりそれぞれ二軸量で演算された正相成分及び逆相成分の電圧ベクトルを座標変換して加算し、その結果を三相交流電圧指令に変換して前記自励式インバータに与える手段と、
を備えたことを特徴とする直列形補償装置の制御回路。
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| JP28371196A JP3591159B2 (ja) | 1996-10-25 | 1996-10-25 | 直列形補償装置の制御回路 |
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