JP3571478B2 - 昇圧回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電圧を昇圧して出力する昇圧回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
昇圧回路の第1従来例を図9に示す。同図において、1は入力端子、2は出力端子、3は基準電位接続端子、4はクロック入力端子、D1及びD2はダイオード、C1及びC2はコンデンサであって、コンデンサC1、C2の一端は直列接続されたダイオードD1、D2のカソード側にそれぞれ接続されており、コンデンサC1、C2の他端はクロック入力端子4、基準電位接続端子3にそれぞれ接続されている。
【0003】
以上の構成の昇圧回路では、入力端子1を電源電圧VCCに接続し、基準電位接続点3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4にハイレベルがVCCで、ローレベルが0のクロックCLK1を与えることによって、以下に示すような動作をする。尚、ダイオードD1、D2の順方向降下電圧をVFとする。
【0004】
まず、クロックCLK1が0のときは、コンデンサC1、C2にそれぞれ電荷が蓄えられて、A1点の電位はVCC−VF、B1点の電位はVCC−2VFとなる。次に、クロックCLK1がVCCになったときは、コンデンサの電荷保存則により、A1点の電位は2VCC−VFとなるが、ダイオードD1によりコンデンサC1に蓄えられた電荷が電源電圧VCC側へ放出することはなく、すぐに、A1点の電位=B1点の電位+VFとなるようにコンデンサC1に蓄えられた電荷がコンデンサC2に移動して、B1点の電位が上昇する(A1点の電位は2VCC−VFより低くなる)。その後は、クロックCLK1が0になっても、ダイオードD2によりB1点の電位は維持される。このようにして、B1点の電位はクロックが立ち上がる毎に上昇し、2(VCC−VF)に漸近していき、出力端子2からは2(VCC−VF)の電圧が出力される(図10参照)。
【0005】
昇圧回路の第2従来例を図11に示す。同図において、1は入力端子、2は出力端子、3は基準電位接続端子、4はクロック入力端子、P1、P2、及び、P3はpチャネルMOS型FET(以下、pMOSと略記する)、N1はnチャネルMOS型FET(以下、nMOSと略記する)、C1及びC2はコンデンサである。
【0006】
そして、pMOSP1、P2は、pMOSP1を入力端子1側にし、pMOSP2を出力端子2側にして、入力端子1と出力端子2との間に直列に接続されており、pMOSP3とnMOSN1は、pMOSP3を入力端子1側にnMOSN1を基準電位接続端子3側にして、入力端子1と基準電位接続端子3との間に直列に接続されている。また、コンデンサC1はpMOSP1とpMOSP2との接続点とpMOSP3とnMOSN1との接続点との間に接続されており、コンデンサC2は出力端子2と基準電位接続端子3との間に接続されている。また、pMOSP1、P2、P3、及び、nMOSN1のゲートにはクロック入力端子4が接続されており、pMOSP1のゲートについては不図示の反転回路を介して接続されている。
【0007】
以上の構成の昇圧回路では、入力端子1を電源電圧VCCに接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4に所定のクロックCLK2を与えることによって、以下に示すような動作をする。
【0008】
まず、クロックCLK2がハイレベルであるときは、pMOSP1及びnMOSN1がON、pMOSP2、P3がOFFであり、コンデンサC1に電荷が蓄えられて、A2点の電位はVCCとなる。一方、クロックCLK2がローレベルであるときは、pMOSP2、P3がON、pMOSP1及びnMOSN1がOFFであり、クロックCLK2がローレベルであるときにコンデンサC1に蓄えられた電荷により、A2点の電位は2VCCに上昇するが、すぐさま、A2点の電位とB2点の電位とが等しくなるように、コンデンサC1に蓄えられた電荷がコンデンサC2に移動して、B2点の電位(コンデンサC2の電圧)が上昇する(A2点の電位は2VCCより低くなる)。このようにして、B2点の電位はクロックCLK2がハイレベルになる毎に上昇し、2VCC−ΔV0(−ΔV0については後述する)に漸近していき、出力端子2からは2VCC−ΔV0の電圧が出力される(図12参照)。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記第1従来例の昇圧回路では、スイッチング素子(ダイオード)での電圧降下分(上記例では2VF)だけの損失があり、昇圧効率がよくない。また、上記第2従来例の昇圧回路では、スイッチング素子としてMOS型FETを用いており、スイッチング素子での電圧降下は実質的にない(無視できる)ので、第1従来例の昇圧回路ほど昇圧効率は悪くないが、昇圧電圧に損失ΔV0が発生する。
【0010】
この損失ΔV0が発生する理由について説明すると、pMOSP1とpMOSP2とは互いに逆位相でONするが、上記第2従来例の構成では、必ず両者が同時にONしているタイミングが発生してしまい、そのときには、電源電圧VCC以上に昇圧されたコンデンサC2からpMOSP3、P1を介して電源電圧VCCが接続された入力端子1側へ電流が流れ(コンデンサC2に蓄えられた電荷が放出し)、その分、コンデンサC2の電圧が低下してしまうからである。
【0011】
尚、実際には、pMOSP1とpMOSP2だけではなく、pMOSP3とnMOSN1とを含めた4つのトランジスタが全て同時にONしているタイミングが発生しており、コンデンサC1に蓄えられた電荷も放出してしまうので、pMOSP2、P3がON、pMOSP1、nMOSN1がOFFの状態に確定したときにはコンデンサC1の電圧がVCCより低くなっており、A2点及びB2点の電位は2VCCまで上昇しきれないので、ΔV0以上の損失が発生している。
【0012】
このように、従来の昇圧回路では、昇圧電圧に損失が発生しており、この損失分を補うために、必要以上に昇圧段(1つのスイッチング素子と1つのコンデンサとの組み合わせ)を設けることになり、不経済であるとともに、回路面積も大きくなってしまう。
【0013】
そこで、本発明は、実質的に電圧損失がない、良好な昇圧効率を有する昇圧回路を提供することを目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の昇圧回路では、入力端子と出力端子との間に、第1スイッチング素子を入力端子側にし、第nスイッチング素子を出力端子側にして、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、・・・、第nスイッチング素子の順に直列に接続されたn個(nはn≧2の整数)の実質的に電圧降下のないスイッチング素子と、第mコンデンサ(m=1、2、・・・、n−1)の一端が第mスイッチング素子と第(m+1)スイッチング素子との間に接続されており、第nコンデンサの一端が第nスイッチング素子の出力端子側に接続されているとともに、その他端が基準電位に接続されるn個のコンデンサとを有し、前記n個のスイッチング素子のON/OFFの切り換え、及び、前記n個のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧のハイレベル/ローレベルの切り換えを行うことによって、入力端子から入力する電圧を昇圧して出力端子から出力する昇圧回路において、第mコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がローレベルからハイレベルに切り換わる際、及び、第(m+1)スイッチング素子がOFFからONに切り換わる際には、第mスイッチング素子がOFFであり、また、第mコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる際、及び、第mスイッチング素子がOFFからONに切り換わる際には、第(m+1)スイッチング素子がOFFであることを特徴としている。
【0015】
以上の構成の昇圧回路において、第mコンデンサと第(m+1)コンデンサとの隣接する2つのコンデンサ、及び、これらのコンデンサに係わる第mスイッチング素子と第(m+1)スイッチング素子との2つのスイッチング素子について着目すると、前段のコンデンサ(第mコンデンサ)のスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がローレベルからハイレベルに切り換わるとともに、次段のスイッチング素子(第(m+1)スイッチング素子)がOFFからONに切り換わることによって、前段のコンデンサから次段のコンデンサ(第(m+1)コンデンサ)に電荷が転送されるが、この際には、前段のスイッチング素子(第mスイッチング素子)がOFFであるので、前段のコンデンサに蓄えられた電荷が次段のコンデンサ以外に放出することはない。
【0016】
また、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる、前段のスイッチング素子がOFFからONに切り換わる、あるいは、次段のスイッチング素子がONからOFFに切り換わることによって、前段のコンデンサから次段のコンデンサへの電荷の転送が終了するが、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる際、及び、前段のスイッチング素子がOFFからONに切り換わる際には、次段のスイッチング素子がOFFであることからして、次段のスイッチング素子をONからOFFに切り換えるという動作のみによって、前段のコンデンサから次段のコンデンサへの電荷の転送を終了するので、次段のコンデンサに蓄えられた電荷が前段のコンデンサあるいは電源電圧側へ逆流することはない。
【0017】
以上より、本発明の構成によれば、最終段のコンデンサ(第nコンデンサ)の電圧、すなわち、昇圧回路の出力電圧は、昇圧元電圧(電源電圧、及び、各コンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧(ハイレベルとローレベルとの差))をVCCとすると、n×VCCとなり、昇圧元電圧の整数倍の電圧が得られ、寄生容量や配線抵抗を無視すれば、昇圧電圧に損失は殆ど発生しない。
また、本発明の昇圧回路では、入力端子と出力端子との間に、第1スイッチング素子を入力端子側にし、第nスイッチング素子を出力端子側にして、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、…、第nスイッチング素子の順に直列に接続されたn個(nはn≧4の整数)の実質的に電圧降下のないスイッチング素子と、第mコンデンサ(m=1、2、…、n−1)の一端が第mスイッチング素子と第(m+1)スイッチング素子との間に接続されており、第nコンデンサの一端が第nスイッチング素子の出力端子側に接続されているとともに、その他端が基準電位に接続されるn個のコンデンサとを有し、前記n個のスイッチング素子のON/OFFの切り換え、及び、前記n個のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧のハイレベル/ローレベルの切り換えを行うことによって、入力端子から入力する電圧を昇圧して出力端子から出力する昇圧回路において、前記nが奇数であるスイッチング素子の夫々の制御電極を共通接続し、それらの制御電極に前記nが奇数である各スイッチング素子のON/OFFを制御するための第1制御信号を与えるとともに、前記nが偶数であるスイッチング素子の夫々の制御電極を共通接続し、それらの制御電極に、前記第1制御信号とは異なる、前記nが偶数である各スイッチング素子のON/OFFを制御するための第2制御信号を与えることを特徴としている。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。図1は本発明の第1実施形態である昇圧回路の構成を示す図であって、1は入力端子、2は出力端子、3は基準電位接続端子、4はクロック入力端子、5は制御回路、P1及びP2はpMOS、C1及びC2はコンデンサである。尚、本第1実施形態においては、コンデンサC1の容量≧コンデンサC2の容量としている。
【0019】
そして、pMOSP1、P2は、pMOSP1を入力端子1側にし、pMOSP2を出力端子2側にして、入力端子1と出力端子2との間に直列に接続されている。また、コンデンサC1の一端はpMOSP1とpMOSP2との接続点に接続されており、コンデンサC2は出力端子2と基準電位接続端子3との間に接続されている。また、制御回路5は、1つの入力端子I1と3つの出力端子O11、O12、O13を有しており、入力端子I1にはクロック入力端子4が接続されており、出力端子O11、O13にはpMOSP1、P2のゲートがそれぞれ接続されており、出力端子O12にはコンデンサC1のpMOSP1とpMOSP2との接続点に接続されていない側が接続されている。
【0020】
次に、制御回路5の構成を図2に示す。同図において、51及び54は抵抗及びコンデンサからなる遅延回路、52及び57はOR回路、53はバッファ回路、55及び56は反転回路である。そして、OR回路52の2つの入力の一方は入力端子I1にそのまま接続されており、他方は遅延回路51を介して入力端子I1に接続されており、その出力は出力端子O11に接続されている。また、バッファ回路53の入力は遅延回路51を介して入力端子I1に接続されており、その出力は出力端子O12に接続されている。また、OR回路57の2つの入力の一方は遅延回路54及び反転回路55を介してバッファ回路53の出力に接続されており、他方は反転回路56を介して入力端子I1に接続されており、その出力は出力端子O13に接続されている。尚、バッファ回路53のハイレベル出力とローレベル出力との間にはVCCの差があるものとし、以降の説明では、ハイレベル出力をVCC、ローレベル出力を0としている。
【0021】
以上の構成により、制御回路5の入出力関係は、入力端子I1に1つのパルスを与えると、図3に示すように、出力端子O11からの出力はパルスの立ち上がりと同時にハイレベルとなり、パルスが立ち下がると遅延回路51による遅延時間T1の経過後ローレベルとなり、また、出力端子O12からの出力はパルスが立ち上がると遅延回路51による遅延時間T1の経過後ハイレベル(VCC)となり、パルスが立ち下がると遅延回路51による遅延時間T1の経過後ローレベル(0)となり、また、出力端子O13からの出力はパルスが立ち上がると遅延回路51による遅延時間T1及び遅延回路54による遅延時間T2の経過後ローレベルとなり、パルスの立ち下がりと同時にハイレベルとなる。
【0022】
以上の構成の制御回路5を有する図1に示す昇圧回路の入力端子1を電源電圧VCCに接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4に所定のクロックCLKを与えた際の動作を図4を用いて説明する。
【0023】
まず、クロックCLKの立ち上がりと同時に、制御回路5の出力端子O11からの出力がハイレベルとなって、pMOSP1がOFFとなり、電源電圧によるコンデンサC1の充電を終了する(この時点でコンデンサC1の電圧はVCCとなっている)。次に、時間T1の経過後、制御回路5の出力端子O12からの出力がハイレベルとなって、コンデンサC1のpMOSP1とpMOSP2との接続点に接続されていない側のS点の電位はハイレベル(VCC)となり、コンデンサの電荷保存則により、pMOSP1とpMOSP2との接続点であるM点の電位は2VCCに上昇する。
【0024】
次に、時間T2の経過後、制御回路5の出力端子O13からの出力がローレベルとなって、pMOSP2がONとなり、コンデンサC2の出力端子2側のF点の電位とM点の電位とが等しくなるようにコンデンサC1、C2間で電荷が移動するが、このときにはM点の電位の方がF点の電位よりも低いことはあり得ないので、コンデンサC1からコンデンサC2へ電荷が移動し、コンデンサC2の電圧、すなわち、F点の電位が上昇する。
【0025】
そして、クロックCLKの立ち下がりと同時に、制御回路5の出力端子O13からの出力がハイレベルとなって、pMOSP2がOFFとなり、コンデンサC2の充電(コンデンサC1からコンデンサC2への電荷の転送)を終了する。次に、時間T1の経過後、制御回路5の出力端子O11及びO12からの出力がローレベルとなって、pMOSP1がONとなるとともに、S点の電位がローレベル(0)に立ち下がり、M点の電位は一瞬VCC以下に低下するが、すぐさま、コンデンサC1が電源電圧により充電されてVCCに復帰する。
【0026】
このようにして、クロックCLKが立ち上がる毎に、F点の電位は上昇していき、出力端子2からは昇圧元電圧である電源電圧VCCとコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧VCCとの合計電圧2VCCの出力が得られ、昇圧電圧に損失は発生しない。この理由は以下に示す通りである。
【0027】
それは、前段のコンデンサ(コンデンサC1)のスイッチング素子(pMOS)に接続されていない側(S点)の電位をハイレベルにするとともに、後段のスイッチング素子(pMOSP2)をONさせることによって、前段のコンデンサに蓄えられた電荷を後段のコンデンサ(コンデンサC2)に転送するが、その前には、前段のスイッチング素子(pMOSP1)が確実にOFFとなっているので、前段のコンデンサに蓄積された電荷が後段のコンデンサ以外に放出することはなく、また、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側の電位をローレベルにする、前段のスイッチング素子をONさせる、あるいは、後段のスイッチング素子をOFFさせることによって、前段のコンデンサから後段のコンデンサへの電荷の転送を終了するが、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側の電位をローレベルにする際、及び、前段のスイッチング素子をONさせる際には、後段のスイッチング素子が確実にOFFとなっていることからして、後段のスイッチング素子をOFFさせることのみによって、前段のコンデンサから後段のコンデンサへの電荷の転送を終了するので、後段のコンデンサに蓄えられた電荷が前段のコンデンサあるいは電源電圧側へ逆流することはないからである。
【0028】
尚、S点の電位をローレベルにするタイミングと、前段のスイッチング素子をONにするタイミングとの前後関係については、上記第1実施形態においては同時にしているが、必ずしもこのようにする必要はなく、S点の電位をローレベルにしてから前段のスイッチング素子をONにするようにしてもよいし、前段のスイッチング素子をONにしてからS点の電位をローレベルにするようにしてもよい。
【0029】
同じく、S点の電位をハイレベルにするタイミングと、後段のスイッチング素子をONにするタイミングとの前後関係については、上記第1実施形態においてはS点の電位をハイレベルにしてから後段のスイッチング素子をONにしているが、必ずしもこのようにする必要はなく、後段のスイッチング素子をONにしてからS点の電位をハイレベルにしてもよいし、S点の電位をハイレベルにするタイミングと、後段のスイッチング素子をONにするタイミングとを同時になるようにしてもよい。
【0030】
次に、本発明の第2実施形態である昇圧回路の構成を図5に示す。本第2実施形態の昇圧回路では、上記第1実施形態の昇圧回路では昇圧段を2段しか設けていないのに対して、昇圧段をn段設け(n>2)、これに応じて、スイッチング素子のON/OFF及びコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧の切り換えを行う制御回路の構成を変更している。
【0031】
図5において、1は入力端子、2は出力端子、3は基準電位接続端子、4はクロック入力端子、6は制御回路、P1、P2、P3、P4、…、PnはpMOS、C1、C2、C3、C4、…、Cnはコンデンサである。尚、本第2施形態においては、コンデンサC1の容量≧コンデンサC2の容量≧…≧コンデンサCnの容量としている。
【0032】
そして、pMOSP1、P2、P3、P4、…、Pnは、pMOSP1を入力端子1側にし、pMOSPnを出力端子2側にして、pMOSP1、pMOSP2、…、pMOSPnの順に、入力端子1と出力端子2との間に直列に接続されている。また、コンデンサCm(m=1、2、…、n−1)の一端はpMOSPmとpMOSPm+1との接続点に接続されており、コンデンサCnは出力端子2と基準電位接続端子3との間に接続されている。
【0033】
また、制御回路6は、1つの入力端子I2と4つの出力端子OPO、OCO、OPE、OCEを有しており、入力端子I2にはクロック入力端子4が接続されており、出力端子OPOにはpMOSP1、P3、P5、…の奇数段のpMOSのゲートが接続されており、出力端子OPEにはpMOSP2、P4、P6、…の偶数段のpMOSのゲートが接続されており、出力端子OCOにはコンデンサC1、C3、C5、…の奇数段のコンデンサ(最終段のコンデンサCnを除く)のpMOSに接続されていない側が接続されており、出力端子OCEにはコンデンサC2、C4、C6、…の偶数段のコンデンサ(最終段のコンデンサCnを除く)のpMOSに接続されていない側が接続されている。
【0034】
次に、制御回路6の構成を図6に示す。同図において、61及び63は抵抗及びコンデンサからなる遅延回路、62はバッファ回路、64、66、及び、67は反転回路、65及び68はOR回路である。そして、バッファ回路62の入力は遅延回路61を介して入力端子I2に接続されており、その出力は出力端子OCOに接続されているとともに、反転回路64を介して出力端子OCEに接続されている。また、OR回路65の2つの入力の一方は遅延回路63を介してバッファ回路62の出力に接続されており、他方は入力端子I2に接続されており、その出力は出力端子OPOに接続されている。また、OR回路68の2つの入力の一方は遅延回路63及び反転回路66を介してバッファ回路62の出力に接続されており、他方は反転回路67を介して入力端子I2に接続されており、その出力は出力端子OPEに接続されている。尚、バッファ回路62の出力には、第1実施形態と同じく、ハイレベル出力とローレベル出力との間にVCCの差があるものとし、以降の説明では、ハイレベル出力をVCC、ローレベル出力を0としている。
【0035】
以上の構成により、制御回路6の入出力関係は、入力端子I2に1つのパルスを与えると、図7に示すように、出力端子OPOからの出力は、パルスの立ち上がりと同時にハイレベルとなり、パルスが立ち下がると遅延回路61及び63による遅延時間(T1+T2)の経過後ローレベルとなる。また、出力端子OCOからの出力は、パルスが立ち上がると遅延回路61による遅延時間T1の経過後ハイレベル(VCC)となり、パルスが立ち下がると遅延回路61による遅延時間T1の経過後ローレベル(0)となる。また、出力端子OPEからの出力は、パルスが立ち上がると遅延回路61及び63による遅延時間(T1+T2)の経過後ローレベルとなり、パルスの立ち下がりと同時にハイレベルとなる。また、出力端子OCEからの出力は、パルスが立ち上がると遅延回路61による遅延時間T1の経過後ローレベル(0)となり、パルスが立ち下がると遅延回路61による遅延時間T1の経過後ハイレベル(VCC)となる。
【0036】
以上の構成の制御回路6を有する図5に示す昇圧回路の入力端子1を電源電圧VCCに接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4に所定のクロックCLKを与えた際の動作を図8を用いて説明する。尚、図8は、図面を簡略化するため、n=3の場合の各部の動作状態及び各点の電位を表している。
【0037】
まず、クロックCLKの立ち上がりと同時に、制御回路6の出力端子OPOからの出力がハイレベルとなって、奇数段のpMOSP2k−1(kは自然数)がOFFとなり、奇数段のコンデンサC2k−1の充電(電源電圧によるコンデンサC1の充電、及び、偶数段のコンデンサC2kから奇数段のコンデンサC2k+1への電荷の転送)を終了する。
【0038】
次に、時間T1の経過後、制御回路6の出力端子OCOからの出力がハイレベルとなって、奇数段のコンデンサC2k−1のpMOSに接続されていない側のS2k−1点の電位はハイレベル(VCC)となり、コンデンサの電荷保存則により、奇数段のコンデンサC2k−1のpMOSに接続されている側のM2k−1点の電位はVCCだけ上昇する。また、制御回路6の出力端子OCEからの出力がローレベルとなって、偶数段のコンデンサC2kのpMOSに接続されていない側のS2k点の電位はローレベル(0)となり、コンデンサの電荷保存則により、偶数段のコンデンサC2kのpMOSに接続されている側のM2k点の電位はVCCだけ低下する。
【0039】
次に、時間T2の経過後、制御回路6の出力端子OPEからの出力がローレベルとなって、偶数段のpMOSP2kがONとなり、M2k−1点の電位とM2k点の電位とが等しくなるようにコンデンサC2k−1、C2k間で電荷が移動するが、本実施形態では、M2k−1点の電位の方がM2k点の電位よりも高いので、コンデンサC2k−1からコンデンサC2kへ電荷が移動し、コンデンサC2kの電圧、すなわち、M2k点の電位が上昇する。
【0040】
そして、クロックCLKの立ち下がりと同時に、制御回路6の出力端子OPEからの出力がハイレベルとなって、偶数段のpMOSP2kがOFFとなり、偶数段のコンデンサC2kの充電(奇数段のコンデンサC2k−1から偶数段のコンデンサC2kへの電荷の転送)を終了する。
【0041】
次に、時間T1の経過後、制御回路6の出力端子OCEからの出力がハイレベルとなって、S2k点の電位はハイレベル(VCC)となり、コンデンサの電荷保存則により、M2k点の電位はVCCだけ上昇する。また、制御回路6の出力端子OCOからの出力がローレベルとなって、S2k−1点の電位はローレベル(0)となり、コンデンサの電荷保存則により、M2k−1点の電位はVCCだけ低下する。
【0042】
次に、時間T2の経過後、制御回路6の出力端子OPOからの出力がローレベルとなって、奇数段のpMOSP2k−1がONとなり、M2k点の電位とM2k+1点の電位とが等しくなるようにコンデンサC2k、C2k+1間で電荷が移動するが、本実施形態では、M2k点の電位の方がM2k+1点の電位よりも高いので、コンデンサC2kからコンデンサC2k+1へ電荷が移動し、コンデンサC2k+1の電圧、すなわち、M2k+1点の電位が上昇する。尚、コンデンサC1は電源電圧により充電され、その電圧はVCCに復帰する。
【0043】
このようにして、クロックCLKが立ち上がる毎に、M2k点の電位が上昇して、2k×VCCに漸近していき、また、クロックが立ち下がる毎に、M2k+1点の電位が上昇して、(2k+1)×VCCに漸近していき、最終段のコンデンサCnの電圧はn×VCCとなる、すなわち、出力端子2からは昇圧元電圧であるVCCの整数倍の電圧が得られ、寄生容量や配線抵抗を無視すれば、昇圧電圧に損失は殆ど発生しない。この理由は以下に示す通りである。
【0044】
それは、隣接する2つのコンデンサ、及び、これらのコンデンサに係わる2つのスイッチング素子について着目すると、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がローレベルからハイレベルに切り換わるとともに、後段のスイッチング素子がOFFからONに切り換わることによって、前段のコンデンサから後段のコンデンサに電荷が転送されるが、この際には、前段のスイッチング素子がOFFであるので、前段のコンデンサに蓄えられた電荷が後段のコンデンサ以外に放出することはなく、また、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる、前段のスイッチング素子がOFFからONに切り換わる、あるいは、後段のスイッチング素子がONからOFFに切り換わることによって、前段のコンデンサから後段のコンデンサへの電荷の転送が終了するが、前段のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる際、及び、前段のスイッチング素子がOFFからONに切り換わる際には、後段のスイッチング素子がOFFであることからして、後段のスイッチング素子をONからOFFに切り換えるという動作のみによって、前段のコンデンサから後段のコンデンサへの電荷の転送を終了するので、後段のコンデンサに蓄えられた電荷が前段のコンデンサあるいは電源電圧側へ逆流することはないからである。
【0045】
尚、上記第2実施形態における各コンデンサの容量の大小関係については、効率を考えなければ、コンデンサC1の容量<コンデンサC2の容量<…<コンデンサCnの容量としても構わない。
【0046】
【発明の効果】
以上の通り、本発明の昇圧回路によれば、昇圧電圧の損失が殆ど生じることはなく、その出力には昇圧元電圧の整数倍の電圧が得られ、非常に昇圧効率がよい。したがって、必要以上に昇圧段を設けずに済み、経済的であるとともに、回路面積も縮小されるので、機器のコストダウン及び小型化に貢献することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態である昇圧回路の構成を示す図である。
【図2】制御回路5の構成を示す図である。
【図3】制御回路5の入出力関係を説明する図である。
【図4】本発明の第1実施形態である昇圧回路における、入力端子1に電源電圧VCCを接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4にクロックCLKを与えた際の、各部の動作状態及び各点の電位の推移を示す図である。
【図5】本発明の第2実施形態である昇圧回路の構成を示す図である。
【図6】制御回路6の構成を示す図である。
【図7】制御回路6の入出力関係を説明する図である。
【図8】本発明の第2実施形態である昇圧回路における、入力端子1に電源電圧VCCを接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4にクロックCLKを与えた際の、各部の動作状態及び各点の電位の推移を示す図である。
【図9】昇圧回路の第1従来例を示す図である。
【図10】第1従来例の昇圧回路における、入力端子1に電源電圧VCCを接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4にクロックCLK1を与えた際の、各部の動作状態及び各点の電位の推移を示す図である。
【図11】昇圧回路の第2従来例を示す図である。
【図12】第2従来例の昇圧回路における、入力端子1に電源電圧VCCを接続し、基準電位接続端子3をグランド電位に接続し、クロック入力端子4にクロックCLK2を与えた際の、各部の動作状態及び各点の電位の推移を示す図である。
【符号の説明】
1 入力端子
2 出力端子
3 基準電位接続端子
4 クロック入力端子
5、6 制御回路
P1、P2、…、Pn pチャネルMOS型FET
C1、C2、…、Cn コンデンサ
51、54 遅延回路
52、57 OR回路
53 バッファ回路
55、56 反転回路
61、63 遅延回路
62 バッファ回路
64、66、67 反転回路
65、68 OR回路
D1、D2 ダイオード
N1 nチャネルMOS型FET
Claims (3)
- 入力端子と出力端子との間に、第1スイッチング素子を入力端子側にし、第nスイッチング素子を出力端子側にして、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、…、第nスイッチング素子の順に直列に接続されたn個(nはn≧2の整数)の実質的に電圧降下のないスイッチング素子と、
第mコンデンサ(m=1、2、…、n−1)の一端が第mスイッチング素子と第(m+1)スイッチング素子との間に接続されており、第nコンデンサの一端が第nスイッチング素子の出力端子側に接続されているとともに、その他端が基準電位に接続されるn個のコンデンサとを有し、
前記n個のスイッチング素子のON/OFFの切り換え、及び、前記n個のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧のハイレベル/ローレベルの切り換えを行うことによって、入力端子から入力する電圧を昇圧して出力端子から出力する昇圧回路において、
第mコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がローレベルからハイレベルに切り換わる際、及び、第(m+1)スイッチング素子がOFFからONに切り換わる際には、第mスイッチング素子がOFFであり、また、第mコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧がハイレベルからローレベルに切り換わる際、及び、第mスイッチング素子がOFFからONに切り換わる際には、第(m+1)スイッチング素子がOFFであることを特徴とする昇圧回路。 - 入力端子と出力端子との間に、第1スイッチング素子を入力端子側にし、第nスイッチング素子を出力端子側にして、第1スイッチング素子、第2スイッチング素子、…、第nスイッチング素子の順に直列に接続されたn個(nはn≧4の整数)の実質的に電圧降下のないスイッチング素子と、
第mコンデンサ(m=1、2、…、n−1)の一端が第mスイッチング素子と第(m+1)スイッチング素子との間に接続されており、第nコンデンサの一端が第nスイッチング素子の出力端子側に接続されているとともに、その他端が基準電位に接続されるn個のコンデンサとを有し、
前記n個のスイッチング素子のON/OFFの切り換え、及び、前記n個のコンデンサのスイッチング素子に接続されていない側への印加電圧のハイレベル/ローレベルの切り換えを行うことによって、入力端子から入力する電圧を昇圧して出力端子から出力する昇圧回路において、
前記nが奇数であるスイッチング素子の夫々の制御電極を共通接続し、それらの制御電極に前記nが奇数である各スイッチング素子のON/OFFを制御するための第1制御信号を与えるとともに、
前記nが偶数であるスイッチング素子の夫々の制御電極を共通接続し、それらの制御電極に、前記第1制御信号とは異なる、前記nが偶数である各スイッチング素子のON/OFFを制御するための第2制御信号を与えることを特徴とする昇圧回路。 - 請求項1または請求項2に記載の昇圧回路を備えたことを特徴とする機器。
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JP01488297A JP3571478B2 (ja) | 1997-01-29 | 1997-01-29 | 昇圧回路 |
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JP01488297A JP3571478B2 (ja) | 1997-01-29 | 1997-01-29 | 昇圧回路 |
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JPH10215563A JPH10215563A (ja) | 1998-08-11 |
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ID=11873393
Family Applications (1)
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JP01488297A Expired - Lifetime JP3571478B2 (ja) | 1997-01-29 | 1997-01-29 | 昇圧回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP3571478B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP3702166B2 (ja) | 2000-02-04 | 2005-10-05 | 三洋電機株式会社 | チャージポンプ回路 |
-
1997
- 1997-01-29 JP JP01488297A patent/JP3571478B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
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JPH10215563A (ja) | 1998-08-11 |
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