JP3536993B2 - データ再生装置 - Google Patents
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- Error Detection And Correction (AREA)
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。
産業上の利用分野
従来の技術（図５８及び図５９）
発明が解決しようとする課題（図６０〜図６４）
課題を解決するための手段（図４５〜図５７）
作用
実施例（図１〜図５７）
（１）主要回路の構成
（１−１）エンベロープ作成回路（図１〜図３）
（１−１−１）３値波形用エンベロープ作成回路２１
（図４） （１−１−１−１）３値仮検出回路１２Ａ（図５〜図
７） （１−１−１−２）エンベロープ抽出回路１３Ａ（図
８） （１−１−１−３）遅延回路１５（図９） （１−１−１−４）エンベロープ波形の作成動作及び効
果 （１−１−２）多値波形用エンベロープ作成回路（図１
０） （１−１−２−１）４値波形用エンベロープ作成回路２
２（図１１及び図１２） （１−１−２−２）５値波形用エンベロープ作成回路２
３（図１３及び図１４） （１−１−２−３）６値波形用エンベロープ作成回路２
４（図１５及び図１６） （１−１−２−４）７値波形用エンベロープ作成回路２
５（図１７及び図１８） （１−１−３）階層処理型エンベロープ作成回路（図１
９〜図３９） （１−２）最大振幅検出回路 （１−２−１）磁気再生装置用回路（図４０〜図４３） （１−２−２）光デイスク再生装置用回路（図４４） （２）応用例（図４５〜図５７） （２−１）第１の応用例（図４５） （２−２）第２の応用例（図４６） （２−３）第３の応用例（図４７） （２−４）第４の応用例（図４８） （２−５）第５の応用例（図４９） （２−６）第６の応用例（図５０） （２−７）第７の応用例（図５１） （２−８）第８の応用例（図５２） （２−９）第９の応用例（図５３） （２−１０）第１０の応用例（図５４） （２−１１）第１１の応用例（図５５） （２−１２）第１２の応用例（図５６） （２−１３）第１３の応用例（図５７） （３）他の応用例 発明の効果
（図４） （１−１−１−１）３値仮検出回路１２Ａ（図５〜図
７） （１−１−１−２）エンベロープ抽出回路１３Ａ（図
８） （１−１−１−３）遅延回路１５（図９） （１−１−１−４）エンベロープ波形の作成動作及び効
果 （１−１−２）多値波形用エンベロープ作成回路（図１
０） （１−１−２−１）４値波形用エンベロープ作成回路２
２（図１１及び図１２） （１−１−２−２）５値波形用エンベロープ作成回路２
３（図１３及び図１４） （１−１−２−３）６値波形用エンベロープ作成回路２
４（図１５及び図１６） （１−１−２−４）７値波形用エンベロープ作成回路２
５（図１７及び図１８） （１−１−３）階層処理型エンベロープ作成回路（図１
９〜図３９） （１−２）最大振幅検出回路 （１−２−１）磁気再生装置用回路（図４０〜図４３） （１−２−２）光デイスク再生装置用回路（図４４） （２）応用例（図４５〜図５７） （２−１）第１の応用例（図４５） （２−２）第２の応用例（図４６） （２−３）第３の応用例（図４７） （２−４）第４の応用例（図４８） （２−５）第５の応用例（図４９） （２−６）第６の応用例（図５０） （２−７）第７の応用例（図５１） （２−８）第８の応用例（図５２） （２−９）第９の応用例（図５３） （２−１０）第１０の応用例（図５４） （２−１１）第１１の応用例（図５５） （２−１２）第１２の応用例（図５６） （２−１３）第１３の応用例（図５７） （３）他の応用例 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明はデータ再生装置に関し、
例えばデイジタルビデオテープレコーダ（以下、デイジ
タルＶＴＲという）に適用して好適なものである。
例えばデイジタルビデオテープレコーダ（以下、デイジ
タルＶＴＲという）に適用して好適なものである。
【０００３】
【従来の技術】従来、デイジタルＶＴＲでは再生信号の
等化方式として積分等化方式が採用されている。この積
分等化方式では再生信号を波形等化すると、図５８に示
すように、アイパターンが２値波形となる。ところでこ
の種の等化方式が適用される記録符号（例えばスクラン
ブルドＮＲＺ（non return to zero）符号）は信号対雑
音比（ＳＮ比）に優れる一方、低域遮断の影響を強く受
け易いという特色がある。
等化方式として積分等化方式が採用されている。この積
分等化方式では再生信号を波形等化すると、図５８に示
すように、アイパターンが２値波形となる。ところでこ
の種の等化方式が適用される記録符号（例えばスクラン
ブルドＮＲＺ（non return to zero）符号）は信号対雑
音比（ＳＮ比）に優れる一方、低域遮断の影響を強く受
け易いという特色がある。
【０００４】そこで昨今、デイジタルＶＴＲの記録符号
として低周波成分が少なく低域遮断の影響を受け難いブ
ロツク符号やＮＲＺＩ（non return to zero invert ）
を記録符号として用いることが検討されている。またこ
れら符号の等化回路として符号間干渉を積極利用するパ
ーシヤルレスポンス方式を用いることが検討されてい
る。このパーシヤルレスポンス方式によつて波形等化し
た後のアイパターンは３値以上の波形となる。図５９に
この方式の一種であるＰＲ（１，１）によつて等化した
信号のアイパターンを示す。
として低周波成分が少なく低域遮断の影響を受け難いブ
ロツク符号やＮＲＺＩ（non return to zero invert ）
を記録符号として用いることが検討されている。またこ
れら符号の等化回路として符号間干渉を積極利用するパ
ーシヤルレスポンス方式を用いることが検討されてい
る。このパーシヤルレスポンス方式によつて波形等化し
た後のアイパターンは３値以上の波形となる。図５９に
この方式の一種であるＰＲ（１，１）によつて等化した
信号のアイパターンを示す。
【０００５】因にＰＲ（１，１）の表記は磁気テープに
記録されるデータ列が孤立パルス「……００１００…
…」のとき、波形等化後のデータ列が「……００１１０
……」となることを表している。またパーシヤルレスポ
ンス方式にはこの他にもＰＲ（１，−１）（すなわち記
録されるデータ列が孤立パルス「……００１００……」
のとき、波形等化後のデータ列が「……００１−１０…
…」となる等化方法）やＮＰＲ（１，０，−１）（すな
わち記録されるデータ列が孤立パルス「……００１００
……」のとき、波形等化後のデータ列が「……００１０
０……」のとき、波形等化後のデータ列が「……００１
０−１……」となる等化方法）等がある。
記録されるデータ列が孤立パルス「……００１００…
…」のとき、波形等化後のデータ列が「……００１１０
……」となることを表している。またパーシヤルレスポ
ンス方式にはこの他にもＰＲ（１，−１）（すなわち記
録されるデータ列が孤立パルス「……００１００……」
のとき、波形等化後のデータ列が「……００１−１０…
…」となる等化方法）やＮＰＲ（１，０，−１）（すな
わち記録されるデータ列が孤立パルス「……００１００
……」のとき、波形等化後のデータ列が「……００１０
０……」のとき、波形等化後のデータ列が「……００１
０−１……」となる等化方法）等がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところでパーシヤルレ
スポンス方式によつて信号を波形等化する場合には複数
のしきい値と等化後の再生信号とを比較して符号値を特
定（いわゆる多値検出）しなければならない。このため
振幅変動があると誤検出され易い。そこでパーシヤルレ
スポンス方式を等化方式として採用するデイジタルＶＴ
Ｒでは再生信号の振幅をほぼ一定に制御するため自動利
得制御回路（以下、ＡＧＣ（automatic gain control）
回路という）を必須回路とする。
スポンス方式によつて信号を波形等化する場合には複数
のしきい値と等化後の再生信号とを比較して符号値を特
定（いわゆる多値検出）しなければならない。このため
振幅変動があると誤検出され易い。そこでパーシヤルレ
スポンス方式を等化方式として採用するデイジタルＶＴ
Ｒでは再生信号の振幅をほぼ一定に制御するため自動利
得制御回路（以下、ＡＧＣ（automatic gain control）
回路という）を必須回路とする。
【０００７】図６０にＡＧＣ回路の一般的な回路構成を
示す。このＡＧＣ回路１は再生ＲＦ信号Ｓ１（図６１
（Ａ））を増幅して出力する電圧制御増幅器（ＶＣＡ：
voltage controlled amplifier）２の利得を出力ＲＦ
（radio frequency ）信号Ｓ２（図６１（Ｂ））の振幅
情報を帰還することにより制御し、出力ＲＦ信号Ｓ２の
振幅がほぼ一定になるように制御する。因に振幅変動に
応じた利得の設定は整流回路３、ローパスフイルタ４及
び反転増幅回路５が用いられる。
示す。このＡＧＣ回路１は再生ＲＦ信号Ｓ１（図６１
（Ａ））を増幅して出力する電圧制御増幅器（ＶＣＡ：
voltage controlled amplifier）２の利得を出力ＲＦ
（radio frequency ）信号Ｓ２（図６１（Ｂ））の振幅
情報を帰還することにより制御し、出力ＲＦ信号Ｓ２の
振幅がほぼ一定になるように制御する。因に振幅変動に
応じた利得の設定は整流回路３、ローパスフイルタ４及
び反転増幅回路５が用いられる。
【０００８】ところがこの回路構成では振幅変動を完全
に補正することができず、アンダーシユートやオーバー
シユートが出力ＲＦ信号Ｓ２に現れる問題があつた。こ
れはフイードバツクループ内にあるローパスフイルタ４
の遅延時間のためである。すなわち振幅が低下し始めて
もしばらくの間（区間ａ）はＶＣＡ２のコントロール電
圧が充分な電圧に達しない。このためＶＣＡ２の利得が
不足した状態が続き、出力ＲＦ信号Ｓ２にアンダーシユ
ートが生じることになる。
に補正することができず、アンダーシユートやオーバー
シユートが出力ＲＦ信号Ｓ２に現れる問題があつた。こ
れはフイードバツクループ内にあるローパスフイルタ４
の遅延時間のためである。すなわち振幅が低下し始めて
もしばらくの間（区間ａ）はＶＣＡ２のコントロール電
圧が充分な電圧に達しない。このためＶＣＡ２の利得が
不足した状態が続き、出力ＲＦ信号Ｓ２にアンダーシユ
ートが生じることになる。
【０００９】また振幅が復活した後もしばらくの間（区
間ｂ）はＶＣＡ２のコントロール電圧が高いままに維持
される。このためＶＣＡ２の利得が過剰な状態が続き、
出力ＲＦ信号Ｓ２にオーバーシユートが生じることにな
る。このように従来構成のＡＧＣ回路１では正常な値を
検出できないおそれがあつた。
間ｂ）はＶＣＡ２のコントロール電圧が高いままに維持
される。このためＶＣＡ２の利得が過剰な状態が続き、
出力ＲＦ信号Ｓ２にオーバーシユートが生じることにな
る。このように従来構成のＡＧＣ回路１では正常な値を
検出できないおそれがあつた。
【００１０】この問題を解決するためにはローパスフイ
ルタ４の応答速度を速くすると良いように思われるが必
ずしも良い結果は得られない。これはパーシヤルレスポ
ンス方式で等化した再生ＲＦ信号は多値波形であるため
振幅変動がない場合であつてもあたかも振幅変動があつ
たように見える波形が現れることがあるからである。こ
の現象を図６２を用いて説明する。因に図６２（Ａ）の
再生ＲＦ信号Ｓ１はパーシヤルレスポンスＰＲ（１，
１）で等化した後の波形であるものとする。
ルタ４の応答速度を速くすると良いように思われるが必
ずしも良い結果は得られない。これはパーシヤルレスポ
ンス方式で等化した再生ＲＦ信号は多値波形であるため
振幅変動がない場合であつてもあたかも振幅変動があつ
たように見える波形が現れることがあるからである。こ
の現象を図６２を用いて説明する。因に図６２（Ａ）の
再生ＲＦ信号Ｓ１はパーシヤルレスポンスＰＲ（１，
１）で等化した後の波形であるものとする。
【００１１】このような誤りが生じるのはゼロレベルが
しばらく連続する期間である。ローパスフイルタ４の応
答速度が速すぎると、ゼロレベルがしばらく連続する区
間であるにも係わらず振幅変動によつて振幅が小さくな
つているものと誤判定され易い。すなわちこの区間の再
生ＲＦ信号Ｓ１が不必要に増幅されて図６２（Ｂ）に示
すようにノイズ波形が現れ易い問題があつた。従つて応
答速度を余り速めることも得策ではない。
しばらく連続する期間である。ローパスフイルタ４の応
答速度が速すぎると、ゼロレベルがしばらく連続する区
間であるにも係わらず振幅変動によつて振幅が小さくな
つているものと誤判定され易い。すなわちこの区間の再
生ＲＦ信号Ｓ１が不必要に増幅されて図６２（Ｂ）に示
すようにノイズ波形が現れ易い問題があつた。従つて応
答速度を余り速めることも得策ではない。
【００１２】そこでＡＧＣ回路によつて再生ＲＦ信号Ｓ
１の振幅変動を抑圧する方式に代えて、しきい値を再生
ＲＦ信号Ｓ１の振幅変動に応じて適応的に変化させるこ
とが考えられる。このようにしてもＡＧＣ回路と同等の
効果が得られるはずである。この方法の成否はいかにし
て精度の良い再生ＲＦ信号Ｓ１のエンベロープ信号を作
るかにかかつている。なぜなら多値検出回路のしきい値
はエンベロープ信号を適当に分圧して作成するからであ
る。例えばパーシヤルレスポンスＰＲ（１，１）で等化
した再生ＲＦ信号Ｓ１のしきい値はエンベロープ信号を
１／２と−１／２とに分圧することにより作成される。
１の振幅変動を抑圧する方式に代えて、しきい値を再生
ＲＦ信号Ｓ１の振幅変動に応じて適応的に変化させるこ
とが考えられる。このようにしてもＡＧＣ回路と同等の
効果が得られるはずである。この方法の成否はいかにし
て精度の良い再生ＲＦ信号Ｓ１のエンベロープ信号を作
るかにかかつている。なぜなら多値検出回路のしきい値
はエンベロープ信号を適当に分圧して作成するからであ
る。例えばパーシヤルレスポンスＰＲ（１，１）で等化
した再生ＲＦ信号Ｓ１のしきい値はエンベロープ信号を
１／２と−１／２とに分圧することにより作成される。
【００１３】図６３（Ａ）に従来一般に用いられている
エンベロープ作成回路の回路構成を示し、図６３（Ｂ）
に各回路に入出力される信号を示す。エンベロープ作成
回路６は初段の整流回路７によつて再生ＲＦ信号Ｓ１を
整流し、この整流出力をローパスフイルタ８を介して出
力することによりエンベロープ波形に相当する低周波成
分を抽出する。しかしパーシヤルレスポンス方式で等化
された再生ＲＦ信号Ｓ１の場合、＋１レベルの出現確率
が０レベルの出現確率に比して低くなる傾向にあるため
ローパスフイルタ８を通過した段階で直流成分が不足し
易い。
エンベロープ作成回路の回路構成を示し、図６３（Ｂ）
に各回路に入出力される信号を示す。エンベロープ作成
回路６は初段の整流回路７によつて再生ＲＦ信号Ｓ１を
整流し、この整流出力をローパスフイルタ８を介して出
力することによりエンベロープ波形に相当する低周波成
分を抽出する。しかしパーシヤルレスポンス方式で等化
された再生ＲＦ信号Ｓ１の場合、＋１レベルの出現確率
が０レベルの出現確率に比して低くなる傾向にあるため
ローパスフイルタ８を通過した段階で直流成分が不足し
易い。
【００１４】このためローパスフイルタ８を通過した直
後の出力波形は再生ＲＦ信号Ｓ１のエンベロープ波形を
正確に示しているとはいえない。そこで掛算回路９にお
いてなんらかの係数Ｋを掛けることにより正しいエンベ
ロープ波形が得られるようにする。この係数Ｋは記録符
号として使用するブロツク符号や等化方式として用いら
れるパーシヤルレスポンス方式の種類等に応じて最適な
定数を与える必要がある。
後の出力波形は再生ＲＦ信号Ｓ１のエンベロープ波形を
正確に示しているとはいえない。そこで掛算回路９にお
いてなんらかの係数Ｋを掛けることにより正しいエンベ
ロープ波形が得られるようにする。この係数Ｋは記録符
号として使用するブロツク符号や等化方式として用いら
れるパーシヤルレスポンス方式の種類等に応じて最適な
定数を与える必要がある。
【００１５】ところがこのエンベロープ作成回路６で作
成したエンベロープ波形の場合にもローパスフイルタ８
の応答速度分だけ応答が遅れてしまう。従つて図６４
（Ｂ）に示すようにエンベロープ波形は再生ＲＦ波形
（図６４（Ａ））に比べて遅れざるを得ない。その結
果、正常なしきい値を作成することができす正常な値を
検出できない。
成したエンベロープ波形の場合にもローパスフイルタ８
の応答速度分だけ応答が遅れてしまう。従つて図６４
（Ｂ）に示すようにエンベロープ波形は再生ＲＦ波形
（図６４（Ａ））に比べて遅れざるを得ない。その結
果、正常なしきい値を作成することができす正常な値を
検出できない。
【００１６】このエンベロープ作成回路６の場合にもロ
ーパスフイルタ８の応答速度を速めることで振幅変動へ
の追従性を高めることが考えられる。しかしながらこの
場合にも、前述した場合と同様、振幅変動がないにも係
わらずあたかも振幅変動があつたかかのように誤つたエ
ンベロープ波形が出力されるおそれがある。すなわち応
答速度の速いローパスフイルタ８を用いて構成されたエ
ンベロープ作成回路６に図６２（Ａ）に示す波形の再生
ＲＦ信号Ｓ１が入力された場合、ゼロレベルの区間で振
幅変動が発生したものと誤判定し、エンベロープ波形が
低下するおそれがある。このためしきい値が本来のしき
い値に対して小さくなりすぎ、誤検出の発生要因となる
おそれがあつた。このように応答速度を速めすぎること
も得策ではない。
ーパスフイルタ８の応答速度を速めることで振幅変動へ
の追従性を高めることが考えられる。しかしながらこの
場合にも、前述した場合と同様、振幅変動がないにも係
わらずあたかも振幅変動があつたかかのように誤つたエ
ンベロープ波形が出力されるおそれがある。すなわち応
答速度の速いローパスフイルタ８を用いて構成されたエ
ンベロープ作成回路６に図６２（Ａ）に示す波形の再生
ＲＦ信号Ｓ１が入力された場合、ゼロレベルの区間で振
幅変動が発生したものと誤判定し、エンベロープ波形が
低下するおそれがある。このためしきい値が本来のしき
い値に対して小さくなりすぎ、誤検出の発生要因となる
おそれがあつた。このように応答速度を速めすぎること
も得策ではない。
【００１７】またこれらの他にも次のような問題があつ
た。すなわちＡＧＣ回路１を用いて再生ＲＦ信号Ｓ１の
振幅を一定に制御する場合にも、エンベロープ作成回路
６を用いてしきい値を可変制御する場合にしてもアナロ
グ回路で構成すると調整作業が煩雑となるおそれがあつ
た。またアナログ回路で構成するとローパスフイルタ等
に用いるコンデンサやコイルのためデイジタル集積回路
（ＩＣ：integrated circuit）化する場合よりも小型化
が難しかつた。
た。すなわちＡＧＣ回路１を用いて再生ＲＦ信号Ｓ１の
振幅を一定に制御する場合にも、エンベロープ作成回路
６を用いてしきい値を可変制御する場合にしてもアナロ
グ回路で構成すると調整作業が煩雑となるおそれがあつ
た。またアナログ回路で構成するとローパスフイルタ等
に用いるコンデンサやコイルのためデイジタル集積回路
（ＩＣ：integrated circuit）化する場合よりも小型化
が難しかつた。
【００１８】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、従来に比して一段と検出精度の高い多値検出機能を
有するデータ再生装置を提案しようとするものである。
で、従来に比して一段と検出精度の高い多値検出機能を
有するデータ再生装置を提案しようとするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、記録媒体から再生された再生信号
をゼロを中心値として含む多値（例えば「−１」、
「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロを中心とす
る非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／３」、「＋
１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形等化して出
力する波形等化回路（５８）と、多値信号を入力して多
値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出回路
（５９）とを有するデータ再生装置において、信号検出
回路（５９）が多値信号の符号値を多値識別する前に、
予め多値信号をサンプル点ごと仮検出することにより推
定値を求める仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非
ゼロであると推定されたサンプル点については推定値と
最大符号値との比の逆比を多値信号に乗算することによ
り最大符号値に相当する電圧値を生成し、仮検出によつ
てゼロであると推定されたサンプル点については当該サ
ンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持し、
当該電圧値の平滑出力を多値信号のエンベロープ波形
（Ｓ１１Ａ）として出力するエンベロープ作成回路（１
１）と、エンベロープ波形に基づいて信号検出回路（５
９）が多値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生
成回路とを設けるようにする。
め本発明においては、記録媒体から再生された再生信号
をゼロを中心値として含む多値（例えば「−１」、
「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロを中心とす
る非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／３」、「＋
１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形等化して出
力する波形等化回路（５８）と、多値信号を入力して多
値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出回路
（５９）とを有するデータ再生装置において、信号検出
回路（５９）が多値信号の符号値を多値識別する前に、
予め多値信号をサンプル点ごと仮検出することにより推
定値を求める仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非
ゼロであると推定されたサンプル点については推定値と
最大符号値との比の逆比を多値信号に乗算することによ
り最大符号値に相当する電圧値を生成し、仮検出によつ
てゼロであると推定されたサンプル点については当該サ
ンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持し、
当該電圧値の平滑出力を多値信号のエンベロープ波形
（Ｓ１１Ａ）として出力するエンベロープ作成回路（１
１）と、エンベロープ波形に基づいて信号検出回路（５
９）が多値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生
成回路とを設けるようにする。
【００２０】また本発明においては、記録媒体から再生
された再生信号をゼロを中心値として含む多値（例えば
「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロ
を中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／
３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形
等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号を
増幅して出力する利得制御増幅回路（６４）と、利得制
御増幅回路（６４）によつて増幅された多値信号を入力
して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検
出回路（５９）とを有するデータ再生装置において、利
得制御増幅回路（６４）が増幅した多値信号の符号値を
信号検出回路（５９）が多値識別する前に、予め多値信
号をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求め
る仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロである
と推定されたサンプル点については推定値と最大符号値
との比の逆比を多値信号に乗算することにより最大符号
値に相当する電圧値を生成し、仮検出によつてゼロであ
ると推定されたサンプル点については当該サンプル点に
対して直前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値
の平滑出力を多値信号のエンベロープ波形として出力す
るエンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ波形
に基づいて利得制御増幅回路（６４）の利得を制御する
利得制御回路（６５）とを設けるようにする。
された再生信号をゼロを中心値として含む多値（例えば
「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロ
を中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／
３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形
等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号を
増幅して出力する利得制御増幅回路（６４）と、利得制
御増幅回路（６４）によつて増幅された多値信号を入力
して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検
出回路（５９）とを有するデータ再生装置において、利
得制御増幅回路（６４）が増幅した多値信号の符号値を
信号検出回路（５９）が多値識別する前に、予め多値信
号をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求め
る仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロである
と推定されたサンプル点については推定値と最大符号値
との比の逆比を多値信号に乗算することにより最大符号
値に相当する電圧値を生成し、仮検出によつてゼロであ
ると推定されたサンプル点については当該サンプル点に
対して直前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値
の平滑出力を多値信号のエンベロープ波形として出力す
るエンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ波形
に基づいて利得制御増幅回路（６４）の利得を制御する
利得制御回路（６５）とを設けるようにする。
【００２１】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号をアナログデイジタル変換して出力す
るアナログデイジタル変換回路（５６）と、アナログデ
イジタル変換回路（５６）から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値（例
えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又は
ゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−
１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に
波形等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信
号を入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号す
る信号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置にお
いて、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピー
クホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル
変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３
０）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいてア
ナログデイジタル変換回路（５６）のダイナミツクレン
ジを適応的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路
（３０）と、信号検出回路（５９）が多値信号の符号値
を多値識別する前に、予め多値信号をサンプル点ごと仮
検出することにより推定値を求める仮検出回路（１１）
と、仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を多値信
号に乗算することにより最大符号値に相当する電圧値を
生成し、仮検出によつてゼロであると推定されたサンプ
ル点については当該サンプル点に対して直前のサンプル
点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力を多値信号
のエンベロープ波形として出力するエンベロープ作成回
路（１１）と、エンベロープ波形に基づいて信号検出回
路（５９）が多値識別に用いるしきい値を生成するしき
い値生成回路とを設けるようにする。
生された再生信号をアナログデイジタル変換して出力す
るアナログデイジタル変換回路（５６）と、アナログデ
イジタル変換回路（５６）から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値（例
えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又は
ゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−
１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に
波形等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信
号を入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号す
る信号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置にお
いて、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピー
クホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル
変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３
０）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいてア
ナログデイジタル変換回路（５６）のダイナミツクレン
ジを適応的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路
（３０）と、信号検出回路（５９）が多値信号の符号値
を多値識別する前に、予め多値信号をサンプル点ごと仮
検出することにより推定値を求める仮検出回路（１１）
と、仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を多値信
号に乗算することにより最大符号値に相当する電圧値を
生成し、仮検出によつてゼロであると推定されたサンプ
ル点については当該サンプル点に対して直前のサンプル
点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力を多値信号
のエンベロープ波形として出力するエンベロープ作成回
路（１１）と、エンベロープ波形に基づいて信号検出回
路（５９）が多値識別に用いるしきい値を生成するしき
い値生成回路とを設けるようにする。
【００２２】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号をゼロを中心値として含む多値（例え
ば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼ
ロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１
／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波
形等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号
をアナログデイジタル変換して出力するアナログデイジ
タル変換回路（５６）と、アナログデイジタル変換回路
（５６）からアナログデイジタル変換出力信号を入力し
て多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出
回路（５９）とを有するデータ再生装置において、アナ
ログデイジタル変換出力信号を一定期間ピークホールド
して当該期間内におけるアナログデイジタル変換出力信
号の最大値を検出する最大値検出回路（３０）と、最大
値の複数期間に亘る平滑出力に基づいてアナログデイジ
タル変換回路（５６）のダイナミツクレンジを適応的に
変化させるダイナミツクレンジ調整回路（３０）と、信
号検出回路（５９）がアナログデイジタル変換出力信号
の符号値を多値識別する前に、予めアナログデイジタル
変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することにより推
定値を求める仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非
ゼロであると推定されたサンプル点については推定値と
最大符号値との比の逆比をアナログデイジタル変換出力
信号に乗算することにより最大符号値に相当する電圧値
を生成し、仮検出によつてゼロであると推定されたサン
プル点については当該サンプル点に対して直前のサンプ
ル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力をアナロ
グデイジタル変換出力信号のエンベロープ波形として出
力するエンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ
波形に基づいて信号検出回路が多値識別に用いるしきい
値を生成するしきい値生成回路とを設けるようにする。
生された再生信号をゼロを中心値として含む多値（例え
ば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼ
ロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１
／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波
形等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号
をアナログデイジタル変換して出力するアナログデイジ
タル変換回路（５６）と、アナログデイジタル変換回路
（５６）からアナログデイジタル変換出力信号を入力し
て多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出
回路（５９）とを有するデータ再生装置において、アナ
ログデイジタル変換出力信号を一定期間ピークホールド
して当該期間内におけるアナログデイジタル変換出力信
号の最大値を検出する最大値検出回路（３０）と、最大
値の複数期間に亘る平滑出力に基づいてアナログデイジ
タル変換回路（５６）のダイナミツクレンジを適応的に
変化させるダイナミツクレンジ調整回路（３０）と、信
号検出回路（５９）がアナログデイジタル変換出力信号
の符号値を多値識別する前に、予めアナログデイジタル
変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することにより推
定値を求める仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非
ゼロであると推定されたサンプル点については推定値と
最大符号値との比の逆比をアナログデイジタル変換出力
信号に乗算することにより最大符号値に相当する電圧値
を生成し、仮検出によつてゼロであると推定されたサン
プル点については当該サンプル点に対して直前のサンプ
ル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力をアナロ
グデイジタル変換出力信号のエンベロープ波形として出
力するエンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ
波形に基づいて信号検出回路が多値識別に用いるしきい
値を生成するしきい値生成回路とを設けるようにする。
【００２３】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号をアナログデイジタル変換して出力す
るアナログデイジタル変換回路（５６）と、アナログデ
イジタル変換回路（５６）から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値（例
えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又は
ゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−
１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に
波形等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信
号を増幅して出力する利得制御増幅回路（６４）と、利
得制御増幅回路（６４）によつて増幅された多値信号を
入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信
号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置におい
て、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル変
換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３０）
と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいてアナロ
グデイジタル変換回路（５６）のダイナミツクレンジを
適応的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路（３
０）と、波形等化回路（５８）が等化した多値信号を利
得制御増幅回路（６４）が増幅する前に、予め多値信号
をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求める
仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると
推定されたサンプル点については推定値と最大符号値と
の比の逆比を多値信号に乗算することにより最大符号値
に相当する電圧値を生成し、仮検出によつてゼロである
と推定されたサンプル点については当該サンプル点に対
して直前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の
平滑出力を多値信号のエンベロープ波形として出力する
エンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ波形に
基づいて利得制御増幅回路（６４）の利得を制御する利
得制御回路（６５）とを設けるようにする。
生された再生信号をアナログデイジタル変換して出力す
るアナログデイジタル変換回路（５６）と、アナログデ
イジタル変換回路（５６）から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値（例
えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又は
ゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−
１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に
波形等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信
号を増幅して出力する利得制御増幅回路（６４）と、利
得制御増幅回路（６４）によつて増幅された多値信号を
入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信
号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置におい
て、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル変
換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３０）
と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいてアナロ
グデイジタル変換回路（５６）のダイナミツクレンジを
適応的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路（３
０）と、波形等化回路（５８）が等化した多値信号を利
得制御増幅回路（６４）が増幅する前に、予め多値信号
をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求める
仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると
推定されたサンプル点については推定値と最大符号値と
の比の逆比を多値信号に乗算することにより最大符号値
に相当する電圧値を生成し、仮検出によつてゼロである
と推定されたサンプル点については当該サンプル点に対
して直前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の
平滑出力を多値信号のエンベロープ波形として出力する
エンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ波形に
基づいて利得制御増幅回路（６４）の利得を制御する利
得制御回路（６５）とを設けるようにする。
【００２４】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号をゼロを中心値として含む多値（例え
ば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼ
ロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１
／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波
形等化して出力する波形等化回路（５８）と、当該波形
等化回路（５８）から入力される多値信号をアナログデ
イジタル変換して出力するアナログデイジタル変換回路
（５６）と、当該アナログデイジタル変換回路（５６）
から入力されるアナログデイジタル変換出力信号を増幅
して出力する利得制御増幅回路（６４）と、利得制御増
幅回路（６４）によつて増幅されたアナログデイジタル
変換出力信号を入力して多値識別し、元のデイジタル信
号を復号する信号検出回路（５９）とを有するデータ再
生装置において、アナログデイジタル変換出力信号を一
定期間ピークホールドして当該期間内におけるアナログ
デイジタル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出
回路（３０）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基
づいてアナログデイジタル変換回路（５６）のダイナミ
ツクレンジを適応的に変化させるダイナミツクレンジ調
整回路（３０）と、アナログデイジタル変換回路（５
６）がアナログデイジタル変換したアナログデイジタル
変換出力信号を利得制御増幅回路（６４）が増幅する前
に、予めアナログデイジタル変換出力信号をサンプル点
ごと仮検出することにより推定値を求める仮検出回路
（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると推定された
サンプル点については推定値と最大符号値との比の逆比
をアナログデイジタル変換出力信号に乗算することによ
り最大符号値に相当する電圧値を生成し、仮検出によつ
てゼロであると推定されたサンプル点については当該サ
ンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持し、
当該電圧値の平滑出力をアナログデイジタル変換出力信
号のエンベロープ波形として出力するエンベロープ作成
回路（１１）と、エンベロープ波形に基づいて利得制御
増幅回路（６４）の利得を制御する利得制御回路（６
５）とを設けるようにする。
生された再生信号をゼロを中心値として含む多値（例え
ば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼ
ロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１
／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波
形等化して出力する波形等化回路（５８）と、当該波形
等化回路（５８）から入力される多値信号をアナログデ
イジタル変換して出力するアナログデイジタル変換回路
（５６）と、当該アナログデイジタル変換回路（５６）
から入力されるアナログデイジタル変換出力信号を増幅
して出力する利得制御増幅回路（６４）と、利得制御増
幅回路（６４）によつて増幅されたアナログデイジタル
変換出力信号を入力して多値識別し、元のデイジタル信
号を復号する信号検出回路（５９）とを有するデータ再
生装置において、アナログデイジタル変換出力信号を一
定期間ピークホールドして当該期間内におけるアナログ
デイジタル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出
回路（３０）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基
づいてアナログデイジタル変換回路（５６）のダイナミ
ツクレンジを適応的に変化させるダイナミツクレンジ調
整回路（３０）と、アナログデイジタル変換回路（５
６）がアナログデイジタル変換したアナログデイジタル
変換出力信号を利得制御増幅回路（６４）が増幅する前
に、予めアナログデイジタル変換出力信号をサンプル点
ごと仮検出することにより推定値を求める仮検出回路
（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると推定された
サンプル点については推定値と最大符号値との比の逆比
をアナログデイジタル変換出力信号に乗算することによ
り最大符号値に相当する電圧値を生成し、仮検出によつ
てゼロであると推定されたサンプル点については当該サ
ンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持し、
当該電圧値の平滑出力をアナログデイジタル変換出力信
号のエンベロープ波形として出力するエンベロープ作成
回路（１１）と、エンベロープ波形に基づいて利得制御
増幅回路（６４）の利得を制御する利得制御回路（６
５）とを設けるようにする。
【００２５】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号を増幅して出力する利得制御増幅回路
（６７）と、利得制御増幅回路（６７）によつて増幅さ
れた再生信号をアナログデイジタル変換して出力するア
ナログデイジタル変換回路（５６）と、アナログデイジ
タル変換回路（５６）から入力されるアナログデイジタ
ル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値（例えば
「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロ
を中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／
３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形
等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号を
入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信
号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置におい
て、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル変
換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３０
Ａ）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて利
得制御増幅回路（６７）の利得を制御する利得制御回路
（３０Ａ）と、信号検出回路（５９）が多値信号の符号
値を多値識別する前に、予め多値信号をサンプル点ごと
仮検出することにより推定値を求める仮検出回路（１
２）と、仮検出によつて非ゼロであると推定されたサン
プル点については推定値と最大符号値との比の逆比を多
値信号に乗算することにより最大符号値に相当する電圧
値を生成し、仮検出によつてゼロであると推定されたサ
ンプル点については当該サンプル点に対して直前のサン
プル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力を多値
信号のエンベロープ波形として出力するエンベロープ作
成回路（１１）と、エンベロープ波形に基づいて信号検
出回路（５９）が多値識別に用いるしきい値を生成する
しきい値生成回路とを設けるようにする。
生された再生信号を増幅して出力する利得制御増幅回路
（６７）と、利得制御増幅回路（６７）によつて増幅さ
れた再生信号をアナログデイジタル変換して出力するア
ナログデイジタル変換回路（５６）と、アナログデイジ
タル変換回路（５６）から入力されるアナログデイジタ
ル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値（例えば
「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロ
を中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／
３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形
等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号を
入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信
号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置におい
て、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル変
換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３０
Ａ）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて利
得制御増幅回路（６７）の利得を制御する利得制御回路
（３０Ａ）と、信号検出回路（５９）が多値信号の符号
値を多値識別する前に、予め多値信号をサンプル点ごと
仮検出することにより推定値を求める仮検出回路（１
２）と、仮検出によつて非ゼロであると推定されたサン
プル点については推定値と最大符号値との比の逆比を多
値信号に乗算することにより最大符号値に相当する電圧
値を生成し、仮検出によつてゼロであると推定されたサ
ンプル点については当該サンプル点に対して直前のサン
プル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力を多値
信号のエンベロープ波形として出力するエンベロープ作
成回路（１１）と、エンベロープ波形に基づいて信号検
出回路（５９）が多値識別に用いるしきい値を生成する
しきい値生成回路とを設けるようにする。
【００２６】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号を増幅して出力する利得制御増幅回路
（６７）と、利得制御増幅回路（６７）によつて増幅さ
れた再生信号をゼロを中心値として含む多値（例えば
「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロ
を中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／
３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形
等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号を
アナログデイジタル変換して出力するアナログデイジタ
ル変換回路（５６）と、アナログデイジタル変換回路
（５６）からアナログデイジタル変換出力信号を入力し
て多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出
回路（５９）とを有するデータ再生装置において、アナ
ログデイジタル変換出力信号を一定期間ピークホールド
して当該期間内におけるアナログデイジタル変換出力信
号の最大値を検出する最大値検出回路（３０Ａ）と、最
大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて利得制御増幅
回路（６７）の利得を制御する利得制御回路（３０Ａ）
と、信号検出回路（５９）がアナログデイジタル変換出
力信号の符号値を多値識別する前に、予めアナログデイ
ジタル変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することに
より推定値を求める仮検出回路（１１）と、仮検出によ
つて非ゼロであると推定されたサンプル点については推
定値と最大符号値との比の逆比をアナログデイジタル変
換出力信号に乗算することにより最大符号値に相当する
電圧値を生成し、仮検出によつてゼロであると推定され
たサンプル点については当該サンプル点に対して直前の
サンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力を
アナログデイジタル変換出力信号のエンベロープ波形と
して出力するエンベロープ作成回路（１１）と、エンベ
ロープ波形に基づいて信号検出回路（５９）が多値識別
に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路とを設け
るようにする。
生された再生信号を増幅して出力する利得制御増幅回路
（６７）と、利得制御増幅回路（６７）によつて増幅さ
れた再生信号をゼロを中心値として含む多値（例えば
「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信号又はゼロ
を中心とする非ゼロの多値（例えば「−１」、「−１／
３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る多値信号に波形
等化して出力する波形等化回路（５８）と、多値信号を
アナログデイジタル変換して出力するアナログデイジタ
ル変換回路（５６）と、アナログデイジタル変換回路
（５６）からアナログデイジタル変換出力信号を入力し
て多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出
回路（５９）とを有するデータ再生装置において、アナ
ログデイジタル変換出力信号を一定期間ピークホールド
して当該期間内におけるアナログデイジタル変換出力信
号の最大値を検出する最大値検出回路（３０Ａ）と、最
大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて利得制御増幅
回路（６７）の利得を制御する利得制御回路（３０Ａ）
と、信号検出回路（５９）がアナログデイジタル変換出
力信号の符号値を多値識別する前に、予めアナログデイ
ジタル変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することに
より推定値を求める仮検出回路（１１）と、仮検出によ
つて非ゼロであると推定されたサンプル点については推
定値と最大符号値との比の逆比をアナログデイジタル変
換出力信号に乗算することにより最大符号値に相当する
電圧値を生成し、仮検出によつてゼロであると推定され
たサンプル点については当該サンプル点に対して直前の
サンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力を
アナログデイジタル変換出力信号のエンベロープ波形と
して出力するエンベロープ作成回路（１１）と、エンベ
ロープ波形に基づいて信号検出回路（５９）が多値識別
に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路とを設け
るようにする。
【００２７】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号を増幅して出力する第１の利得制御増
幅回路（６７）と、第１の利得制御増幅回路（６７）に
よつて増幅された再生信号をアナログデイジタル変換し
て出力するアナログデイジタル変換回路（５６）と、ア
ナログデイジタル変換回路（５６）から入力されるアナ
ログデイジタル変換出力信号をゼロを中心値として含む
多値（例えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値
信号又はゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−
１」、「−１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る
多値信号に波形等化して出力する波形等化回路（５８）
と、多値信号を増幅して出力する第２の利得制御増幅回
路（６４）と、第２の利得制御増幅回路（６４）によつ
て増幅された多値信号を入力して多値識別し、元のデイ
ジタル信号を復号する信号検出回路（５９）とを有する
データ再生装置において、アナログデイジタル変換出力
信号を一定期間ピークホールドして当該期間内における
アナログデイジタル変換出力信号の最大値を検出する最
大値検出回路（３０Ａ）と、最大値の複数期間に亘る平
滑出力に基づいて第１の利得制御増幅回路（６７）の利
得を制御する第１の利得制御回路（３０Ａ）と、波形等
化回路（５８）が等化した多値信号を第２の利得制御増
幅回路（６４）が増幅する前に、予め多値信号の値をサ
ンプル点ごと仮検出することにより推定値を求める仮検
出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると推定
されたサンプル点については推定値と最大符号値との比
の逆比をアナログデイジタル変換出力信号に乗算するこ
とにより最大符号値に相当する電圧値を生成し、仮検出
によつてゼロであると推定されたサンプル点については
当該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保
持し、当該電圧値の平滑出力を多値信号のエンベロープ
波形として出力するエンベロープ作成回路（１１）と、
エンベロープ波形に基づいて第２の利得制御増幅回路
（６４）の利得を制御する利得制御回路（６５）とを設
けるようにする。
生された再生信号を増幅して出力する第１の利得制御増
幅回路（６７）と、第１の利得制御増幅回路（６７）に
よつて増幅された再生信号をアナログデイジタル変換し
て出力するアナログデイジタル変換回路（５６）と、ア
ナログデイジタル変換回路（５６）から入力されるアナ
ログデイジタル変換出力信号をゼロを中心値として含む
多値（例えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値
信号又はゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−
１」、「−１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る
多値信号に波形等化して出力する波形等化回路（５８）
と、多値信号を増幅して出力する第２の利得制御増幅回
路（６４）と、第２の利得制御増幅回路（６４）によつ
て増幅された多値信号を入力して多値識別し、元のデイ
ジタル信号を復号する信号検出回路（５９）とを有する
データ再生装置において、アナログデイジタル変換出力
信号を一定期間ピークホールドして当該期間内における
アナログデイジタル変換出力信号の最大値を検出する最
大値検出回路（３０Ａ）と、最大値の複数期間に亘る平
滑出力に基づいて第１の利得制御増幅回路（６７）の利
得を制御する第１の利得制御回路（３０Ａ）と、波形等
化回路（５８）が等化した多値信号を第２の利得制御増
幅回路（６４）が増幅する前に、予め多値信号の値をサ
ンプル点ごと仮検出することにより推定値を求める仮検
出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると推定
されたサンプル点については推定値と最大符号値との比
の逆比をアナログデイジタル変換出力信号に乗算するこ
とにより最大符号値に相当する電圧値を生成し、仮検出
によつてゼロであると推定されたサンプル点については
当該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保
持し、当該電圧値の平滑出力を多値信号のエンベロープ
波形として出力するエンベロープ作成回路（１１）と、
エンベロープ波形に基づいて第２の利得制御増幅回路
（６４）の利得を制御する利得制御回路（６５）とを設
けるようにする。
【００２８】さらに本発明においては、記録媒体から再
生された再生信号を増幅して出力する第１の利得制御増
幅回路（６７）と、第１の利得制御増幅回路（６７）に
よつて増幅された再生信号をゼロを中心値として含む多
値（例えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信
号又はゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−
１」、「−１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る
多値信号に波形等化して出力する波形等化回路（５８）
と、多値信号をアナログデイジタル変換して出力するア
ナログデイジタル変換回路（５６）と、当該アナログデ
イジタル変換回路（５６）から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号を増幅して出力する第２の利得制御
増幅回路（６４）と、第２の利得制御増幅回路（６４）
によつて増幅されたアナログデイジタル変換出力信号を
入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信
号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置におい
て、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル変
換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３０
Ａ）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて第
１の利得制御増幅回路（６７）の利得を制御する第１の
利得制御回路（３０Ａ）と、アナログデイジタル変換回
路（５６）がアナログデイジタル変換したアナログデイ
ジタル変換出力信号を第２の利得制御増幅回路（６４）
が増幅する前に、アナログデイジタル変換出力信号の値
をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求める
仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると
推定されたサンプル点については推定値と最大符号値と
の比の逆比をアナログデイジタル変換出力信号に乗算す
ることにより最大符号値に相当する電圧値を生成し、予
め仮検出によつてゼロであると推定されたサンプル点に
ついては当該サンプル点に対して直前のサンプル点の電
圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力をアナログデイジ
タル変換出力信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ波形に基
づいて第２の利得制御増幅回路の利得を制御する第２の
利得制御回路（６５）とを設けるようにする。
生された再生信号を増幅して出力する第１の利得制御増
幅回路（６７）と、第１の利得制御増幅回路（６７）に
よつて増幅された再生信号をゼロを中心値として含む多
値（例えば「−１」、「０」、「＋１」）を通る多値信
号又はゼロを中心とする非ゼロの多値（例えば「−
１」、「−１／３」、「＋１／３」、「＋１」）を通る
多値信号に波形等化して出力する波形等化回路（５８）
と、多値信号をアナログデイジタル変換して出力するア
ナログデイジタル変換回路（５６）と、当該アナログデ
イジタル変換回路（５６）から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号を増幅して出力する第２の利得制御
増幅回路（６４）と、第２の利得制御増幅回路（６４）
によつて増幅されたアナログデイジタル変換出力信号を
入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信
号検出回路（５９）とを有するデータ再生装置におい
て、アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内におけるアナログデイジタル変
換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路（３０
Ａ）と、最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて第
１の利得制御増幅回路（６７）の利得を制御する第１の
利得制御回路（３０Ａ）と、アナログデイジタル変換回
路（５６）がアナログデイジタル変換したアナログデイ
ジタル変換出力信号を第２の利得制御増幅回路（６４）
が増幅する前に、アナログデイジタル変換出力信号の値
をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求める
仮検出回路（１１）と、仮検出によつて非ゼロであると
推定されたサンプル点については推定値と最大符号値と
の比の逆比をアナログデイジタル変換出力信号に乗算す
ることにより最大符号値に相当する電圧値を生成し、予
め仮検出によつてゼロであると推定されたサンプル点に
ついては当該サンプル点に対して直前のサンプル点の電
圧値を保持し、当該電圧値の平滑出力をアナログデイジ
タル変換出力信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路（１１）と、エンベロープ波形に基
づいて第２の利得制御増幅回路の利得を制御する第２の
利得制御回路（６５）とを設けるようにする。
【００２９】
【作用】予め処理対象である多値信号（又はアナログデ
イジタル変換出力信号）をサンプル点ごとに仮検出し、
各サンプル点の値がゼロであるか非ゼロであるか推定す
る。推定結果を基に非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値の比の逆比を多値信号
（又はアナログデイジタル変換出力信号）に乗算して最
大符号値に相当する電圧値を求め、ゼロであると推定さ
れたサンプル点については当該サンプル点に対して直前
のサンプル点の電圧値を保持することにより最大符号値
に相当する電圧変化を求める。
イジタル変換出力信号）をサンプル点ごとに仮検出し、
各サンプル点の値がゼロであるか非ゼロであるか推定す
る。推定結果を基に非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値の比の逆比を多値信号
（又はアナログデイジタル変換出力信号）に乗算して最
大符号値に相当する電圧値を求め、ゼロであると推定さ
れたサンプル点については当該サンプル点に対して直前
のサンプル点の電圧値を保持することにより最大符号値
に相当する電圧変化を求める。
【００３０】このように得られた電圧値の平滑出力を多
値信号（又はアナログデイジタル変換出力信号）のエン
ベロープ波形とすることにより、応答速度が速くかつ誤
りの少ないエンベロープ波形を得ることができる。この
エンベロープ波形を基に信号検出回路（５９）のしきい
値を生成し、このしきい値を基に多値信号（又はアナロ
グデイジタル変換出力信号）の符号値を検出することに
より局所的な振幅変動によらず安定した正確な検出動作
を実現することができる。
値信号（又はアナログデイジタル変換出力信号）のエン
ベロープ波形とすることにより、応答速度が速くかつ誤
りの少ないエンベロープ波形を得ることができる。この
エンベロープ波形を基に信号検出回路（５９）のしきい
値を生成し、このしきい値を基に多値信号（又はアナロ
グデイジタル変換出力信号）の符号値を検出することに
より局所的な振幅変動によらず安定した正確な検出動作
を実現することができる。
【００３１】同様にこのエンベロープ波形を信号検出回
路の前段に設けられた利得制御増幅回路の利得制御に用
い、信号検出回路（５９）に振幅変動が補償された多値
信号（又はアナログデイジタル変換出力信号）が入力さ
れるようにしたことにより局所的な振幅変動によらず安
定した正確な検出動作を実現することができる。
路の前段に設けられた利得制御増幅回路の利得制御に用
い、信号検出回路（５９）に振幅変動が補償された多値
信号（又はアナログデイジタル変換出力信号）が入力さ
れるようにしたことにより局所的な振幅変動によらず安
定した正確な検出動作を実現することができる。
【００３２】またアナログデイジタル変換出力信号を一
定期間ピークホールドし、当該期間内におけるアナログ
デイジタル変換出力信号の最大値を検出する。そして当
該最大値の複数期間に亘る平滑出力を求め、この平滑出
力に基づいてアナログデイジタル変換回路（５６）のダ
イナミツクレンジやアナログデイジタル変換回路（５
６）の前段に設けられた利得制御増幅回路（６４）の利
得を制御する。
定期間ピークホールドし、当該期間内におけるアナログ
デイジタル変換出力信号の最大値を検出する。そして当
該最大値の複数期間に亘る平滑出力を求め、この平滑出
力に基づいてアナログデイジタル変換回路（５６）のダ
イナミツクレンジやアナログデイジタル変換回路（５
６）の前段に設けられた利得制御増幅回路（６４）の利
得を制御する。
【００３３】これによりアナログデイジタル変換回路
（５６）は入力される再生信号（又は多値信号）の振幅
に応じてダイナミツクレンジを適応的に可変することが
でき、又は再生信号（又は多値信号）の振幅を適応的に
可変することができる。この結果、量子化誤差の少ない
アナログデイジタル変換出力信号を後段の回路に与える
ことができる。
（５６）は入力される再生信号（又は多値信号）の振幅
に応じてダイナミツクレンジを適応的に可変することが
でき、又は再生信号（又は多値信号）の振幅を適応的に
可変することができる。この結果、量子化誤差の少ない
アナログデイジタル変換出力信号を後段の回路に与える
ことができる。
【００３４】従つてメデイアの違いや再生感度ばらつき
のために再生信号（又は多値信号）の振幅が低下した場
合にも、また上昇した場合にもアナログデイジタル変換
回路（５６）のダイナミツクレンジを有効利用すること
ができる。この結果、量子化誤差の少ないアナログデイ
ジタル変換出力信号を後段の回路に与えることができ
る。
のために再生信号（又は多値信号）の振幅が低下した場
合にも、また上昇した場合にもアナログデイジタル変換
回路（５６）のダイナミツクレンジを有効利用すること
ができる。この結果、量子化誤差の少ないアナログデイ
ジタル変換出力信号を後段の回路に与えることができ
る。
【００３５】さらにはエンベロープ波形に基づくしきい
値の制御（又は信号検出回路（５９）の前段に位置する
利得制御回路（６４）の利得の制御）とアナログデイジ
タル変換出力信号の最大値に基づくアナログデイジタル
変換回路（５６）のダイナミツクレンジの制御（又はア
ナログデイジタル変換回路（５６）の前段に位置する利
得制御回路（６７）の利得の制御）とを組み合わせるこ
とにより、さらに符号誤りが少くかつ品質の高い信号検
出を実現できるデータ再生装置を得ることができる。
値の制御（又は信号検出回路（５９）の前段に位置する
利得制御回路（６４）の利得の制御）とアナログデイジ
タル変換出力信号の最大値に基づくアナログデイジタル
変換回路（５６）のダイナミツクレンジの制御（又はア
ナログデイジタル変換回路（５６）の前段に位置する利
得制御回路（６７）の利得の制御）とを組み合わせるこ
とにより、さらに符号誤りが少くかつ品質の高い信号検
出を実現できるデータ再生装置を得ることができる。
【００３６】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００３７】（１）主要回路の構成
まず各実施例に共通して用いる主要回路の構成について
順に説明する。主要回路は大きく分けて２つある。１つ
は高速応答型のゲインコントロール信号発生回路であ
り、１つは低速応答型のゲインコントロール信号発生回
路である。このうち前者の回路に主要回路として用いら
れるのがエンベロープ作成回路であり、後者の回路に主
要回路として用いられるのが最大振幅検出回路である。
まずエンベロープ作成回路について説明する。
順に説明する。主要回路は大きく分けて２つある。１つ
は高速応答型のゲインコントロール信号発生回路であ
り、１つは低速応答型のゲインコントロール信号発生回
路である。このうち前者の回路に主要回路として用いら
れるのがエンベロープ作成回路であり、後者の回路に主
要回路として用いられるのが最大振幅検出回路である。
まずエンベロープ作成回路について説明する。
【００３８】（１−１）エンベロープ作成回路
図１にこの項で説明するエンベロープ作成回路１１の概
略構成を示す。エンベロープ作成回路１１は仮検出回路
１２、エンベロープ抽出回路１３及びこれらの処理時間
に要する時間だけ再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ
変換出力Ｓ１１を遅延する遅延回路１４、１５によつて
構成されている。このエンベロープ作成回路１１は各サ
ンプリング点の電圧値を基に作成した最大振幅点を順に
つないだ波形をＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１のエンベロープ波
形として出力することを原理としている。
略構成を示す。エンベロープ作成回路１１は仮検出回路
１２、エンベロープ抽出回路１３及びこれらの処理時間
に要する時間だけ再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ
変換出力Ｓ１１を遅延する遅延回路１４、１５によつて
構成されている。このエンベロープ作成回路１１は各サ
ンプリング点の電圧値を基に作成した最大振幅点を順に
つないだ波形をＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１のエンベロープ波
形として出力することを原理としている。
【００３９】すなわちエンベロープ作成回路１１は、ま
ず仮検出回路１２によつて各サンプリング点に対応する
符号値がゼロレベルであるか否かを仮検出させる。次に
エンベロープ作成回路１１は、エンベロープ抽出回路１
３によつて非ゼロレベルであると推定されたサンプリン
グ点の電圧値の絶対値を推定された符号値の最大値に対
する比（符号値／最大値）で割り算してその値をラツチ
させる一方、ゼロレベルであると推定されたサンプリン
グ点について前サンプリング点でラツチされている値を
そのままホールドさせる。これによりエンベロープ作成
回路１１は再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換出力）の最大振幅
点を順につないだ波形を作成するのである。
ず仮検出回路１２によつて各サンプリング点に対応する
符号値がゼロレベルであるか否かを仮検出させる。次に
エンベロープ作成回路１１は、エンベロープ抽出回路１
３によつて非ゼロレベルであると推定されたサンプリン
グ点の電圧値の絶対値を推定された符号値の最大値に対
する比（符号値／最大値）で割り算してその値をラツチ
させる一方、ゼロレベルであると推定されたサンプリン
グ点について前サンプリング点でラツチされている値を
そのままホールドさせる。これによりエンベロープ作成
回路１１は再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換出力）の最大振幅
点を順につないだ波形を作成するのである。
【００４０】この原理を関係式を用いて再度説明すると
次のようになる。まず波形等化後における再生ＲＦ信号
（Ａ／Ｄ変換出力）はｎ値波形であるものとする。また
ｎ（≧３）個の離散的な電圧値を高い順にｋ0 、ｋ1 、
ｋ2 、……、ｋn-1 〔Ｖ〕とする。
次のようになる。まず波形等化後における再生ＲＦ信号
（Ａ／Ｄ変換出力）はｎ値波形であるものとする。また
ｎ（≧３）個の離散的な電圧値を高い順にｋ0 、ｋ1 、
ｋ2 、……、ｋn-1 〔Ｖ〕とする。
【００４１】さらに最も大きい電圧ｋ0 と最も小さい電
圧ｋn-1 を便宜上±１〔Ｖ〕とし、正規化して表現する
ことにする。このとき各電圧値は、ｋ0 ＝１、ｋ1 ＝１
−２／（ｎ−１）、ｋ2 ＝１−２／（２（ｎ−１））、
ｋ3 ＝１−２／（３（ｎ−１））、……、ｋi ＝１−２
／（ｉ（ｎ−１））、……、ｋn-2 ＝１−２／（（ｎ−
２）（ｎ−１））、ｋn-1 ＝−１と表すことができる。
圧ｋn-1 を便宜上±１〔Ｖ〕とし、正規化して表現する
ことにする。このとき各電圧値は、ｋ0 ＝１、ｋ1 ＝１
−２／（ｎ−１）、ｋ2 ＝１−２／（２（ｎ−１））、
ｋ3 ＝１−２／（３（ｎ−１））、……、ｋi ＝１−２
／（ｉ（ｎ−１））、……、ｋn-2 ＝１−２／（（ｎ−
２）（ｎ−１））、ｋn-1 ＝−１と表すことができる。
【００４２】エンベロープ作成回路１１はまず仮検出回
路１２によつてサンプリング点の電圧値がｎ個の電圧値
のいずれに相当するかを検出する。次にエンベロープ抽
出回路１３は両波整流された再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換
出力）を仮検出結果に基づいてサンプルホールドさせ
る。
路１２によつてサンプリング点の電圧値がｎ個の電圧値
のいずれに相当するかを検出する。次にエンベロープ抽
出回路１３は両波整流された再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換
出力）を仮検出結果に基づいてサンプルホールドさせ
る。
【００４３】すなわちｋi （≠０）という非ゼロの電圧
値であろうと推定されたサンプリング点の電圧値につい
てはその電圧値をｋi の絶対値で割り算し、その値を記
憶（サンプリング）させる。これに対してｋi （＝０）
の場合には前値補間（ホールド）させる。以上の関係を
満たすようにエンベロープ作成回路１１は動作し、最大
振幅値を結んだエンベロープ波形を得る。
値であろうと推定されたサンプリング点の電圧値につい
てはその電圧値をｋi の絶対値で割り算し、その値を記
憶（サンプリング）させる。これに対してｋi （＝０）
の場合には前値補間（ホールド）させる。以上の関係を
満たすようにエンベロープ作成回路１１は動作し、最大
振幅値を結んだエンベロープ波形を得る。
【００４４】このように最大振幅を与える電圧値をつな
ぐことにより振幅に低下のない正確なエンベロープ波形
を作成することができる。例えばパーシヤルレスポンス
ＰＲ（１，１）によつて等化波形された３値波形のＡ／
Ｄ変換出力Ｓ１１の場合、図２（Ｂ）に示すように、サ
ンプリング点（白丸で示す）の多くがゼロ値をとる。
ぐことにより振幅に低下のない正確なエンベロープ波形
を作成することができる。例えばパーシヤルレスポンス
ＰＲ（１，１）によつて等化波形された３値波形のＡ／
Ｄ変換出力Ｓ１１の場合、図２（Ｂ）に示すように、サ
ンプリング点（白丸で示す）の多くがゼロ値をとる。
【００４５】このため従来の方法（すなわち整流波形を
ローパスフイルタを通過させる方法）ではエンベロープ
波形の振幅値が本来の振幅値よりも小さくなるおそれが
ある。しかしこの原理（すなわち最大振幅を与える検出
点の電圧値を結ぶ方法）を用いれば、図２（Ａ）に示す
ように、振幅劣化のない出力波形を得ることができる。
すなわち記録パターンによらずに安定した補償動作を実
現することができる。
ローパスフイルタを通過させる方法）ではエンベロープ
波形の振幅値が本来の振幅値よりも小さくなるおそれが
ある。しかしこの原理（すなわち最大振幅を与える検出
点の電圧値を結ぶ方法）を用いれば、図２（Ａ）に示す
ように、振幅劣化のない出力波形を得ることができる。
すなわち記録パターンによらずに安定した補償動作を実
現することができる。
【００４６】またこの原理を用いてエンベロープ波形を
作成すれば、再生ＲＦ信号の振幅変動周期が速い場合に
も遅い場合にも正確なエンベロープ波形を抽出すること
ができる。すなわち低速サーチモード（すなわち磁気テ
ープの送りスピードが相対的に遅いサーチモード）の場
合に得られる再生ＲＦ信号（図３（Ａ）及び（Ｂ））に
ついても高速サーチモード（すなわち磁気テープの送り
スピードが相対的に速いサーチモード）の場合に得られ
る再生ＲＦ信号（図３（Ｃ）及び（Ｄ））についても精
度良く追従するエンベロープ波形を得ることができる。
作成すれば、再生ＲＦ信号の振幅変動周期が速い場合に
も遅い場合にも正確なエンベロープ波形を抽出すること
ができる。すなわち低速サーチモード（すなわち磁気テ
ープの送りスピードが相対的に遅いサーチモード）の場
合に得られる再生ＲＦ信号（図３（Ａ）及び（Ｂ））に
ついても高速サーチモード（すなわち磁気テープの送り
スピードが相対的に速いサーチモード）の場合に得られ
る再生ＲＦ信号（図３（Ｃ）及び（Ｄ））についても精
度良く追従するエンベロープ波形を得ることができる。
【００４７】因に図３（Ａ）及び（Ｂ）の場合、そろば
ん玉形状の再生出力が５個得られるが、これはヘツドが
５本のトラツクをまたいで走行することによる。また図
３（Ｃ）及び（Ｄ）の場合、幅の狭いそろばん玉形状の
再生出力が多数得られるが、これはヘツドが同じ時間内
に多数のトラツクをまたいで走行することによる。
ん玉形状の再生出力が５個得られるが、これはヘツドが
５本のトラツクをまたいで走行することによる。また図
３（Ｃ）及び（Ｄ）の場合、幅の狭いそろばん玉形状の
再生出力が多数得られるが、これはヘツドが同じ時間内
に多数のトラツクをまたいで走行することによる。
【００４８】またこの原理を用いた回路は従来型のＡＧ
Ｃ回路を用いる方式よりも応答スピードを速めることが
できるのでドロツプアウト発生時のようなすばやい応答
が要求される場合にも追従性が良くなる。さらにこの原
理を用いた回路は全ての回路をデイジタル回路で構成す
ることができるため回路の小型化、コストの低減及び調
整工程の削除も実現できる。これらの効果が期待される
この原理を用いたエンベロープ回路の具体的な回路例を
次項から順に説明する。
Ｃ回路を用いる方式よりも応答スピードを速めることが
できるのでドロツプアウト発生時のようなすばやい応答
が要求される場合にも追従性が良くなる。さらにこの原
理を用いた回路は全ての回路をデイジタル回路で構成す
ることができるため回路の小型化、コストの低減及び調
整工程の削除も実現できる。これらの効果が期待される
この原理を用いたエンベロープ回路の具体的な回路例を
次項から順に説明する。
【００４９】（１−１−１）３値波形用エンベロープ作
成回路 図１との対応部分に同一符号を付して示す図４におい
て、２１は全体として波形等化後における信号波形が３
値波形となる再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換
出力Ｓ１１からエンベロープ波形Ｓ１１Ａを作成するエ
ンベロープ作成回路を示している。因に正常再生時にお
ける再生ＲＦ信号のサンプリング点電圧は０〔Ｖ〕及び
±１〔Ｖ〕の３値をとるものとする。従つて非ゼロの符
号値はこの例の場合、±１〔Ｖ〕になる。まずエンベロ
ープ作成回路２１を構成する各回路部について説明し、
その後、エンベロープ作成回路２１全体のエンベロープ
作成動作を説明する。
成回路 図１との対応部分に同一符号を付して示す図４におい
て、２１は全体として波形等化後における信号波形が３
値波形となる再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換
出力Ｓ１１からエンベロープ波形Ｓ１１Ａを作成するエ
ンベロープ作成回路を示している。因に正常再生時にお
ける再生ＲＦ信号のサンプリング点電圧は０〔Ｖ〕及び
±１〔Ｖ〕の３値をとるものとする。従つて非ゼロの符
号値はこの例の場合、±１〔Ｖ〕になる。まずエンベロ
ープ作成回路２１を構成する各回路部について説明し、
その後、エンベロープ作成回路２１全体のエンベロープ
作成動作を説明する。
【００５０】（１−１−１−１）３値仮検出回路１２Ａ
まず３値仮検出回路１２Ａの構成を図５に示す。この３
値仮検出回路１２Ａは整流回路１２Ａ１、ローパスフイ
ルタ１２Ａ２、掛算回路１２Ａ３及び符号反転回路１２
Ａ４の４つの回路によつてしきい値を作成し、このしき
い値とＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１（すなわち再生ＲＦ信号Ｓ
１）とを比較回路１２Ａ５及び１２Ａ６において比較す
ることにより符号値を仮検出する。
値仮検出回路１２Ａは整流回路１２Ａ１、ローパスフイ
ルタ１２Ａ２、掛算回路１２Ａ３及び符号反転回路１２
Ａ４の４つの回路によつてしきい値を作成し、このしき
い値とＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１（すなわち再生ＲＦ信号Ｓ
１）とを比較回路１２Ａ５及び１２Ａ６において比較す
ることにより符号値を仮検出する。
【００５１】ここで整流回路１２Ａ１は一定間隔で再生
ＲＦ信号Ｓ１（図６（Ａ））をサンプリングしてなるＡ
／Ｄ変換出力Ｓ１１（図６（Ｂ））を整流し、整流出力
Ｓ１２（図６（Ｃ））としてローパスフイルタ１２Ａ２
に与える。因にサンプリング間隔はデイジタルオーデイ
オテープレコーダ（すなわちＤＡＴ）の場合、 9.4〔Ｍ
Hz〕である。ローパスフイルタ１２Ａ２は整流出力Ｓ１
２に含まれる直流成分を抽出し、ローパス出力Ｓ１３
（図６（Ｄ））として出力する。
ＲＦ信号Ｓ１（図６（Ａ））をサンプリングしてなるＡ
／Ｄ変換出力Ｓ１１（図６（Ｂ））を整流し、整流出力
Ｓ１２（図６（Ｃ））としてローパスフイルタ１２Ａ２
に与える。因にサンプリング間隔はデイジタルオーデイ
オテープレコーダ（すなわちＤＡＴ）の場合、 9.4〔Ｍ
Hz〕である。ローパスフイルタ１２Ａ２は整流出力Ｓ１
２に含まれる直流成分を抽出し、ローパス出力Ｓ１３
（図６（Ｄ））として出力する。
【００５２】このときローパスフイルタ出力Ｓ１３の出
力レベルは理想的には１〔Ｖ〕と０〔Ｖ〕との中間値
（すなわち 0.5〔Ｖ〕）になるべきであるがこの値と異
なる値の出力が一般には得られる。この例の場合には約
0.3〔Ｖ〕であるとする。そこで掛算回路１２Ａ３によ
つて定数Ｋ（この例の場合、５／３）を乗算することに
より適正なしきい値電圧（約 0.5〔Ｖ〕）のしきい値信
号Ｓ１４（図６（Ｅ））を得る。
力レベルは理想的には１〔Ｖ〕と０〔Ｖ〕との中間値
（すなわち 0.5〔Ｖ〕）になるべきであるがこの値と異
なる値の出力が一般には得られる。この例の場合には約
0.3〔Ｖ〕であるとする。そこで掛算回路１２Ａ３によ
つて定数Ｋ（この例の場合、５／３）を乗算することに
より適正なしきい値電圧（約 0.5〔Ｖ〕）のしきい値信
号Ｓ１４（図６（Ｅ））を得る。
【００５３】このしきい値信号Ｓ１４が正のしきい値と
して比較回路１２Ａ６に与えられる。また符号反転回路
１２Ａ４によつて反転されたしきい値信号Ｓ１５（図６
（Ｆ））が負のしきい値として比較回路１２Ａ５に与え
られる。比較回路１２Ａ５はＡ／Ｄ変換出力（図６
（Ｂ））がしきい値（ 0.5〔Ｖ〕）を越えるとき５
〔Ｖ〕に立ち上がる＋１検出出力Ｓ１６（図６（Ｇ））
を出力する。一方、比較回路１２Ａ６はＡ／Ｄ変換出力
（図６（Ｂ））がしきい値（− 0.5〔Ｖ〕）を越えると
き５〔Ｖ〕に立ち上がる−１検出出力Ｓ１７（図６
（Ｇ））を出力する。
して比較回路１２Ａ６に与えられる。また符号反転回路
１２Ａ４によつて反転されたしきい値信号Ｓ１５（図６
（Ｆ））が負のしきい値として比較回路１２Ａ５に与え
られる。比較回路１２Ａ５はＡ／Ｄ変換出力（図６
（Ｂ））がしきい値（ 0.5〔Ｖ〕）を越えるとき５
〔Ｖ〕に立ち上がる＋１検出出力Ｓ１６（図６（Ｇ））
を出力する。一方、比較回路１２Ａ６はＡ／Ｄ変換出力
（図６（Ｂ））がしきい値（− 0.5〔Ｖ〕）を越えると
き５〔Ｖ〕に立ち上がる−１検出出力Ｓ１７（図６
（Ｇ））を出力する。
【００５４】ところでこの３値仮検出回路１２Ａはしき
い値を整流出力Ｓ１２を基に生成するため、再生ＲＦ信
号Ｓ１に振幅変動がある場合にも安定した判定精度を確
保することができる。この様子を各信号波形が図６と対
応関係にある図７を用いて説明する。一般に記録媒体が
磁気テープの場合、トラツクリニアリテイー誤差がある
場合や再生開始直後は再生ＲＦ信号Ｓ１（すなわちＡ／
Ｄ変換出力Ｓ１１）は図７（Ａ）に示すように振幅が一
定せずに変動する。
い値を整流出力Ｓ１２を基に生成するため、再生ＲＦ信
号Ｓ１に振幅変動がある場合にも安定した判定精度を確
保することができる。この様子を各信号波形が図６と対
応関係にある図７を用いて説明する。一般に記録媒体が
磁気テープの場合、トラツクリニアリテイー誤差がある
場合や再生開始直後は再生ＲＦ信号Ｓ１（すなわちＡ／
Ｄ変換出力Ｓ１１）は図７（Ａ）に示すように振幅が一
定せずに変動する。
【００５５】しかしながらこの３値仮検出回路１２Ａの
場合、しきい値信号図７（Ｅ）及び（Ｆ）はそれぞれ振
幅変動に応じて増減するため比較回路１２Ａ５及び１２
Ａ６はＡ／Ｄ変換出力の振幅に応じた最適なしきい値に
よつて＋１〔Ｖ〕又は−１〔Ｖ〕を検出することができ
る。このように３値仮検出回路１２Ａは振幅変動を含む
再生ＲＦ信号Ｓ１（すなわちＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１）に
ついても信頼性の高い検出出力を得ることができる。
場合、しきい値信号図７（Ｅ）及び（Ｆ）はそれぞれ振
幅変動に応じて増減するため比較回路１２Ａ５及び１２
Ａ６はＡ／Ｄ変換出力の振幅に応じた最適なしきい値に
よつて＋１〔Ｖ〕又は−１〔Ｖ〕を検出することができ
る。このように３値仮検出回路１２Ａは振幅変動を含む
再生ＲＦ信号Ｓ１（すなわちＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１）に
ついても信頼性の高い検出出力を得ることができる。
【００５６】（１−１−１−２）エンベロープ抽出回路
１３Ａ ３値仮検出回路１２Ａから＋１検出出力又は−１検出出
力を入力するエンベロープ抽出回路１３Ａは、図４に示
すように、両波整流回路１３Ａ１、オア回路１３Ａ２、
スイツチ回路１３Ａ３、ラツチ回路１３Ａ４及びローパ
スフイルタ１３Ａ５の５つの回路によつてなる。このう
ち両波整流回路１３Ａ１は３値仮検出回路１２Ａと同
様、再生ＲＦ信号Ｓ１を所定間隔のクロツクＣＬＫ（図
８（Ａ））ごとにサンプリングしたＡ／Ｄ変換出力Ｓ１
１（図８（Ｂ））を入力し両波整流する。
１３Ａ ３値仮検出回路１２Ａから＋１検出出力又は−１検出出
力を入力するエンベロープ抽出回路１３Ａは、図４に示
すように、両波整流回路１３Ａ１、オア回路１３Ａ２、
スイツチ回路１３Ａ３、ラツチ回路１３Ａ４及びローパ
スフイルタ１３Ａ５の５つの回路によつてなる。このう
ち両波整流回路１３Ａ１は３値仮検出回路１２Ａと同
様、再生ＲＦ信号Ｓ１を所定間隔のクロツクＣＬＫ（図
８（Ａ））ごとにサンプリングしたＡ／Ｄ変換出力Ｓ１
１（図８（Ｂ））を入力し両波整流する。
【００５７】ここでＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１（図８
（Ｂ））は再生ＲＦ信号Ｓ１をクロツクＣＬＫ（図８
（Ａ））の立ち上がりエツジでサンプリングした信号な
ので時間軸方向はクロツクＣＬＫの１周期ごとに量子化
されている。また振幅変動やノイズが含まれているので
±１〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕からわずかづつ偏差を有する。
（Ｂ））は再生ＲＦ信号Ｓ１をクロツクＣＬＫ（図８
（Ａ））の立ち上がりエツジでサンプリングした信号な
ので時間軸方向はクロツクＣＬＫの１周期ごとに量子化
されている。また振幅変動やノイズが含まれているので
±１〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕からわずかづつ偏差を有する。
【００５８】両波整流回路１３Ａ１はこのＡ／Ｄ変換出
力Ｓ１１を０〔Ｖ〕を境に折り返し、絶対値を整流出力
Ｓ１８（図８（Ｃ））として出力する。因にこの整流出
力は前項で説明した３値仮検出回路１２Ａの処理に要す
る時間分（２クロツク分）、遅延回路１４によつて遅延
され、遅延整流出力Ｓ１９（図８（Ｅ））として出力さ
れる。
力Ｓ１１を０〔Ｖ〕を境に折り返し、絶対値を整流出力
Ｓ１８（図８（Ｃ））として出力する。因にこの整流出
力は前項で説明した３値仮検出回路１２Ａの処理に要す
る時間分（２クロツク分）、遅延回路１４によつて遅延
され、遅延整流出力Ｓ１９（図８（Ｅ））として出力さ
れる。
【００５９】オア回路１３Ａ２は前項で説明した３値仮
検出回路１２Ａが＋１〔Ｖ〕又は−１〔Ｖ〕であると推
定したサンプリング点において５〔Ｖ〕に立ち上がる論
理和出力Ｓ２０（図８（Ｄ））を出力する。因にこの論
理和出力Ｓ２０は３値仮検出回路１２Ａの処理に要する
時間分（２クロツク分）だけ遅れている。
検出回路１２Ａが＋１〔Ｖ〕又は−１〔Ｖ〕であると推
定したサンプリング点において５〔Ｖ〕に立ち上がる論
理和出力Ｓ２０（図８（Ｄ））を出力する。因にこの論
理和出力Ｓ２０は３値仮検出回路１２Ａの処理に要する
時間分（２クロツク分）だけ遅れている。
【００６０】スイツチ回路１３Ａ３は論理和出力Ｓ２０
が論理「Ｈ」（すなわち５〔Ｖ〕）のとき遅延回路１４
から与えられる遅延整流出力Ｓ１９を入力し、論理
「Ｌ」（すなわち０〔Ｖ〕）のときラツチ回路１３Ａ４
の保持されているラツチ出力Ｓ２１（図８（Ｆ））を入
力するために設けられている。
が論理「Ｈ」（すなわち５〔Ｖ〕）のとき遅延回路１４
から与えられる遅延整流出力Ｓ１９を入力し、論理
「Ｌ」（すなわち０〔Ｖ〕）のときラツチ回路１３Ａ４
の保持されているラツチ出力Ｓ２１（図８（Ｆ））を入
力するために設けられている。
【００６１】すなわち仮検出の結果が＋１〔Ｖ〕又は−
１〔Ｖ〕であると推定されたサンプリング点については
Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１の絶対値をラツチ回路１３Ａ４に
与えて新たなデータ値に更新し、０レベルであろうと推
定されたサンプリング点については前回までに取り込ま
れて保持されているラツチ出力Ｓ２１をラツチ回路１３
Ａ４に与えることにより前値を保持する。ローパスフイ
ルタ１３Ａ５はラツチ出力Ｓ２１を平滑しエンベロープ
出力Ｓ２２（図８（Ｇ））として出力するようになされ
ている。
１〔Ｖ〕であると推定されたサンプリング点については
Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１の絶対値をラツチ回路１３Ａ４に
与えて新たなデータ値に更新し、０レベルであろうと推
定されたサンプリング点については前回までに取り込ま
れて保持されているラツチ出力Ｓ２１をラツチ回路１３
Ａ４に与えることにより前値を保持する。ローパスフイ
ルタ１３Ａ５はラツチ出力Ｓ２１を平滑しエンベロープ
出力Ｓ２２（図８（Ｇ））として出力するようになされ
ている。
【００６２】（１−１−１−３）遅延回路１５
遅延回路１５はエンベロープ出力Ｓ２２が出力されるタ
イミングとＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１が出力されるタイミン
グとを一致させるのに用いられる。図９にこの時間合わ
せの様子を示す。遅延回路１５に入力されるエンベロー
プ出力Ｓ２２（図９（Ｂ））はＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１
（図９（Ａ））に対して区間ａだけ遅れている。これは
ローパスフイルタ１３Ａ５の遅延時間の影響である。
イミングとＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１が出力されるタイミン
グとを一致させるのに用いられる。図９にこの時間合わ
せの様子を示す。遅延回路１５に入力されるエンベロー
プ出力Ｓ２２（図９（Ｂ））はＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１
（図９（Ａ））に対して区間ａだけ遅れている。これは
ローパスフイルタ１３Ａ５の遅延時間の影響である。
【００６３】従つてエンベロープ出力Ｓ２２とＡ／Ｄ変
換出力Ｓ１１とをそのまま後段の検出回路に出力すると
区間ａ又はｂの間については正常な符号値を検出するこ
とができない。そこで遅延回路１５は区間ａの時間だけ
Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１を遅らせて（図９（Ｃ））、エン
ベロープ出力Ｓ２２との同時性を確保させてから後段の
検出回路へ与えるようになされている。
換出力Ｓ１１とをそのまま後段の検出回路に出力すると
区間ａ又はｂの間については正常な符号値を検出するこ
とができない。そこで遅延回路１５は区間ａの時間だけ
Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１を遅らせて（図９（Ｃ））、エン
ベロープ出力Ｓ２２との同時性を確保させてから後段の
検出回路へ与えるようになされている。
【００６４】（１−１−１−４）エンベロープ波形の作
成動作及び効果 以上の構成において、エンベロープ抽出回路２１による
エンベロープ波形の作成動作を説明する。エンベロープ
抽出回路２１は波形等化によつて３値波形に整形された
再生ＲＦ信号Ｓ１（すなわちＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１）を
３値仮検出回路１２Ａに入力して符号値を仮検出する。
このとき仮検出の誤りが少なければ、ほとんどが±１
〔Ｖ〕に対応するサンプリング点のＲＦ信号電圧のみが
ラツチ回路１３Ａ４に保持されることになる。
成動作及び効果 以上の構成において、エンベロープ抽出回路２１による
エンベロープ波形の作成動作を説明する。エンベロープ
抽出回路２１は波形等化によつて３値波形に整形された
再生ＲＦ信号Ｓ１（すなわちＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１）を
３値仮検出回路１２Ａに入力して符号値を仮検出する。
このとき仮検出の誤りが少なければ、ほとんどが±１
〔Ｖ〕に対応するサンプリング点のＲＦ信号電圧のみが
ラツチ回路１３Ａ４に保持されることになる。
【００６５】これによりパーシヤルレスポンス方式に特
有な０〔Ｖ〕がしばらく続くようなＲＦ信号列が入力さ
れても、記録信号パターンにかかわらず安定したエンベ
ロープ波形を抽出することができる。またラツチ回路１
３Ａ４が保持している電圧値は上述のように０〔Ｖ〕に
対応するサンプリング点の信号電圧ではないので、急峻
な電圧低下があつた場合にはドロツプアウトが原因であ
ると解釈することができる。
有な０〔Ｖ〕がしばらく続くようなＲＦ信号列が入力さ
れても、記録信号パターンにかかわらず安定したエンベ
ロープ波形を抽出することができる。またラツチ回路１
３Ａ４が保持している電圧値は上述のように０〔Ｖ〕に
対応するサンプリング点の信号電圧ではないので、急峻
な電圧低下があつた場合にはドロツプアウトが原因であ
ると解釈することができる。
【００６６】従つてラツチ回路１３Ａ４のラツチ出力Ｓ
２１を平滑するローパスフイルタ１３Ａ５の応答速度を
速くしてもエンベロープ波形が低下するような不都合は
ない。すなわち再生ＲＦ信号Ｓ１の振幅変動に安定かつ
高速に追従することができるエンベロープ波形を得るこ
とができる。
２１を平滑するローパスフイルタ１３Ａ５の応答速度を
速くしてもエンベロープ波形が低下するような不都合は
ない。すなわち再生ＲＦ信号Ｓ１の振幅変動に安定かつ
高速に追従することができるエンベロープ波形を得るこ
とができる。
【００６７】（１−１−２）多値波形用エンベロープ作
成回路 続いて波形等化後の信号波形が４値以上となる再生ＲＦ
信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）からエンベロープ波
形を抽出するのに適したエンベロープ作成回路の例を説
明する。またこの例では最大振幅の電圧値を±１〔Ｖ〕
に正規化して説明する。因に前項で説明した３値波形用
のエンベロープ作成回路２１の場合には、０〔Ｖ〕以外
の電圧値は±１〔Ｖ〕の２つだけであるため最大振幅を
与える電圧値を単純に結ぶことによりエンベロープ波形
を作成したのであるが、４値以上の信号波形を扱う本項
のエンベロープ作成回路では推定された符号値に応じて
所定値を乗算する回路が付加される。
成回路 続いて波形等化後の信号波形が４値以上となる再生ＲＦ
信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）からエンベロープ波
形を抽出するのに適したエンベロープ作成回路の例を説
明する。またこの例では最大振幅の電圧値を±１〔Ｖ〕
に正規化して説明する。因に前項で説明した３値波形用
のエンベロープ作成回路２１の場合には、０〔Ｖ〕以外
の電圧値は±１〔Ｖ〕の２つだけであるため最大振幅を
与える電圧値を単純に結ぶことによりエンベロープ波形
を作成したのであるが、４値以上の信号波形を扱う本項
のエンベロープ作成回路では推定された符号値に応じて
所定値を乗算する回路が付加される。
【００６８】このように推定された符号値に応じて所定
値を乗算するのは次の理由による。例えば図１０（Ａ）
に示す５値波形の再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換出力）の場
合、最大振幅点を通る確率は単純に考えると２／５と低
い。従つて再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換出力）を整流した
後、最大振幅点（黒丸）を結ぶと図１０（Ｂ）に示すよ
うにまばらな補間となるからである。このように補間間
隔が長いと突発的な振幅変動に対する追従性が悪くなる
おそれがあることになる。因に前項で説明した原理を用
いてエンベロープ波形を作成すると図１０（Ｃ）が得ら
れる。詳細は次項以降において説明する。
値を乗算するのは次の理由による。例えば図１０（Ａ）
に示す５値波形の再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換出力）の場
合、最大振幅点を通る確率は単純に考えると２／５と低
い。従つて再生ＲＦ信号（Ａ／Ｄ変換出力）を整流した
後、最大振幅点（黒丸）を結ぶと図１０（Ｂ）に示すよ
うにまばらな補間となるからである。このように補間間
隔が長いと突発的な振幅変動に対する追従性が悪くなる
おそれがあることになる。因に前項で説明した原理を用
いてエンベロープ波形を作成すると図１０（Ｃ）が得ら
れる。詳細は次項以降において説明する。
【００６９】（１−１−２−１）４値波形用エンベロー
プ作成回路２２ 図４との対応部分に同一符号を付して示す図１１におい
て、２２は全体として波形等化後における信号波形が４
値波形となる再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換
出力Ｓ１１からエンベロープ波形を作成するエンベロー
プ作成回路を示している。因に正常再生時における再生
ＲＦ信号のサンプリング点電圧は図１２に示すように±
１〔Ｖ〕及び±１／３〔Ｖ〕の４値をとるものとする。
プ作成回路２２ 図４との対応部分に同一符号を付して示す図１１におい
て、２２は全体として波形等化後における信号波形が４
値波形となる再生ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換したＡ／Ｄ変換
出力Ｓ１１からエンベロープ波形を作成するエンベロー
プ作成回路を示している。因に正常再生時における再生
ＲＦ信号のサンプリング点電圧は図１２に示すように±
１〔Ｖ〕及び±１／３〔Ｖ〕の４値をとるものとする。
【００７０】このエンベロープ作成回路２２は仮検出回
路として３値仮検出回路１２Ａとほぼ同じ回路構成の４
値仮検出回路１２Ｂを用い、またエンベロープ抽出回路
１３Ｂに３倍回路１３Ｂ１を付加したことを特徴として
いる。因にエンベロープ抽出回路１３Ｂは４値仮検出回
路１２Ｂで検出された４値のうち±１〔Ｖ〕をスイツチ
回路１３Ａ３の切換に用いる。また前項のエンベロープ
抽出回路１３Ａの場合にはスイツチ回路１３Ａ３の２つ
の入力に遅延回路１４の出力とラツチ回路１３Ａ４の出
力を入力していたが、このエンベロープ抽出回路１３Ｂ
の場合には遅延回路１４の出力とその出力を３倍回路１
３Ｂ１によつて３倍した出力とを入力するようになされ
ている。
路として３値仮検出回路１２Ａとほぼ同じ回路構成の４
値仮検出回路１２Ｂを用い、またエンベロープ抽出回路
１３Ｂに３倍回路１３Ｂ１を付加したことを特徴として
いる。因にエンベロープ抽出回路１３Ｂは４値仮検出回
路１２Ｂで検出された４値のうち±１〔Ｖ〕をスイツチ
回路１３Ａ３の切換に用いる。また前項のエンベロープ
抽出回路１３Ａの場合にはスイツチ回路１３Ａ３の２つ
の入力に遅延回路１４の出力とラツチ回路１３Ａ４の出
力を入力していたが、このエンベロープ抽出回路１３Ｂ
の場合には遅延回路１４の出力とその出力を３倍回路１
３Ｂ１によつて３倍した出力とを入力するようになされ
ている。
【００７１】以上の構成において、図１２に示す信号波
形の再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）が入力
されるものとしてエンベロープ作成回路２２によるエン
ベロープ作成動作を用いて説明する。まずサンプリング
点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３については４値仮検出回路１２Ｂに
よつて−１／３〔Ｖ〕、１／３〔Ｖ〕、１／３〔Ｖ〕と
仮検出される。このときスイツチ回路１３Ａ３は遅延回
路１４より３倍回路１３Ｂ１を介して出力される整流出
力の電圧値をラツチ回路１３Ａ４に与えて保持する。
形の再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）が入力
されるものとしてエンベロープ作成回路２２によるエン
ベロープ作成動作を用いて説明する。まずサンプリング
点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３については４値仮検出回路１２Ｂに
よつて−１／３〔Ｖ〕、１／３〔Ｖ〕、１／３〔Ｖ〕と
仮検出される。このときスイツチ回路１３Ａ３は遅延回
路１４より３倍回路１３Ｂ１を介して出力される整流出
力の電圧値をラツチ回路１３Ａ４に与えて保持する。
【００７２】続いてサンプリング点Ｐ４、Ｐ５について
は４値仮検出回路１２Ｂの仮検出結果に基づいてスイツ
チ回路１３Ａ３のスイツチが白丸側に切り替わり、遅延
回路１３Ｂ１から出力された整流出力がそのままラツチ
回路１３Ａ４に与えられ、保持される。以下、サンプリ
ング点Ｐ６、Ｐ７……についても同様である。
は４値仮検出回路１２Ｂの仮検出結果に基づいてスイツ
チ回路１３Ａ３のスイツチが白丸側に切り替わり、遅延
回路１３Ｂ１から出力された整流出力がそのままラツチ
回路１３Ａ４に与えられ、保持される。以下、サンプリ
ング点Ｐ６、Ｐ７……についても同様である。
【００７３】このように４値波形用エンベロープ作成回
路２２の場合、ローパスフイルタ１３Ａ５から出力され
るエンベロープ波形Ｓ２２は実際に入力された再生ＲＦ
信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値又はこれを
３倍した電圧値をつなげた波形となる。これにより±１
／３〔Ｖ〕の波形部分で突発的な振幅変動が生じた場合
にも振幅変動が即座にエンベロープ波形に反映されるこ
とになる。この結果、後段の処理回路で符号値が誤検出
されるおそれを格段的に低下させることができる。
路２２の場合、ローパスフイルタ１３Ａ５から出力され
るエンベロープ波形Ｓ２２は実際に入力された再生ＲＦ
信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値又はこれを
３倍した電圧値をつなげた波形となる。これにより±１
／３〔Ｖ〕の波形部分で突発的な振幅変動が生じた場合
にも振幅変動が即座にエンベロープ波形に反映されるこ
とになる。この結果、後段の処理回路で符号値が誤検出
されるおそれを格段的に低下させることができる。
【００７４】（１−１−２−２）５値波形用エンベロー
プ作成回路２３ 続いて５値波形用のエンベロープ作成回路４１を図４と
の対応部分に同一符号を付して示す図１３に示す。因に
正常再生時における再生ＲＦ信号のサンプリング点電圧
は±１〔Ｖ〕、± 0.5〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕の５値をとるも
のとする。このエンベロープ作成回路２３は仮検出回路
として５値仮検出回路１２Ｃを用い、またエンベロープ
波形をエンベロープ抽出回路１３Ｃによつて抽出する。
このエンベロープ抽出回路１３Ｃは２倍回路１３Ｃ１と
２つのスイツチ回路１３Ｃ２及び１３Ｃ３を有する点を
特徴としている。
プ作成回路２３ 続いて５値波形用のエンベロープ作成回路４１を図４と
の対応部分に同一符号を付して示す図１３に示す。因に
正常再生時における再生ＲＦ信号のサンプリング点電圧
は±１〔Ｖ〕、± 0.5〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕の５値をとるも
のとする。このエンベロープ作成回路２３は仮検出回路
として５値仮検出回路１２Ｃを用い、またエンベロープ
波形をエンベロープ抽出回路１３Ｃによつて抽出する。
このエンベロープ抽出回路１３Ｃは２倍回路１３Ｃ１と
２つのスイツチ回路１３Ｃ２及び１３Ｃ３を有する点を
特徴としている。
【００７５】このうちオア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ
３０で動作するスイツチ回路１３Ｃ２は±１〔Ｖ〕とそ
れ以外の電圧値（± 0.5〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕）に対応する
電圧とのいずれかを選択するのに用いるものである。従
つて±１〔Ｖ〕であろうと推定された場合には、遅延回
路１４から出力された両波整流後の電圧値Ｓ２６を白丸
のスイツチから後段のスイツチ回路１３Ｃ３に与える。
これに対して± 0.5〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕であろうと推定
された場合には２倍回路１３Ｃ１によつて２倍された電
圧値Ｓ２７を黒丸のスイツチから後段のスイツチ回路１
３Ｃ３に与える。
３０で動作するスイツチ回路１３Ｃ２は±１〔Ｖ〕とそ
れ以外の電圧値（± 0.5〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕）に対応する
電圧とのいずれかを選択するのに用いるものである。従
つて±１〔Ｖ〕であろうと推定された場合には、遅延回
路１４から出力された両波整流後の電圧値Ｓ２６を白丸
のスイツチから後段のスイツチ回路１３Ｃ３に与える。
これに対して± 0.5〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕であろうと推定
された場合には２倍回路１３Ｃ１によつて２倍された電
圧値Ｓ２７を黒丸のスイツチから後段のスイツチ回路１
３Ｃ３に与える。
【００７６】一方、５値仮検出回路１２Ｃの０検出出力
Ｓ３１を用いるスイツチ回路１３Ｃ３は推定結果に基づ
いてスイツチを切り換える。すなわち０〔Ｖ〕でないと
推定された場合には、スイツチ回路１３Ｃ２から入力さ
れた電圧値をラツチ回路１３Ａ４に出力する。これに対
して０〔Ｖ〕であると推定された場合には、ラツチ回路
１３Ａ４に保持されている前サンプリング点における電
圧値をラツチ回路１３Ａ４に与えるようになされてい
る。
Ｓ３１を用いるスイツチ回路１３Ｃ３は推定結果に基づ
いてスイツチを切り換える。すなわち０〔Ｖ〕でないと
推定された場合には、スイツチ回路１３Ｃ２から入力さ
れた電圧値をラツチ回路１３Ａ４に出力する。これに対
して０〔Ｖ〕であると推定された場合には、ラツチ回路
１３Ａ４に保持されている前サンプリング点における電
圧値をラツチ回路１３Ａ４に与えるようになされてい
る。
【００７７】以上の構成において、エンベロープ作成回
路２３のエンベロープ作成動作を５値仮検出回路１２Ｃ
の仮検出結果に従つて説明する。５値仮検出回路１２Ｃ
は図１４（Ａ）に示すＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１（再生ＲＦ
信号Ｓ１）を入力すると、各サンプリング点における電
圧値が±１〔Ｖ〕であるか、± 0.5〔Ｖ〕であるか、そ
れとも０〔Ｖ〕であるか仮検出する。このときＡ／Ｄ変
換出力Ｓ１１（再生ＲＦ信号Ｓ１）は両波整流回路１３
Ａ１によつて両波整流され、図１４（Ｂ）に示す波形の
整流出力Ｓ２５が出力される。
路２３のエンベロープ作成動作を５値仮検出回路１２Ｃ
の仮検出結果に従つて説明する。５値仮検出回路１２Ｃ
は図１４（Ａ）に示すＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１（再生ＲＦ
信号Ｓ１）を入力すると、各サンプリング点における電
圧値が±１〔Ｖ〕であるか、± 0.5〔Ｖ〕であるか、そ
れとも０〔Ｖ〕であるか仮検出する。このときＡ／Ｄ変
換出力Ｓ１１（再生ＲＦ信号Ｓ１）は両波整流回路１３
Ａ１によつて両波整流され、図１４（Ｂ）に示す波形の
整流出力Ｓ２５が出力される。
【００７８】ところで仮検出には所定の時間を要するの
で整流出力Ｓ２５は遅延回路１５によつて整流出力の電
圧値Ｓ２６は２クロツク分遅延されて出力される（図１
４（Ｃ））。この電圧値Ｓ２６とこの電圧値Ｓ２６を２
倍した電圧値Ｓ２７がスイツチ回路１３Ｃ２に入力され
る。
で整流出力Ｓ２５は遅延回路１５によつて整流出力の電
圧値Ｓ２６は２クロツク分遅延されて出力される（図１
４（Ｃ））。この電圧値Ｓ２６とこの電圧値Ｓ２６を２
倍した電圧値Ｓ２７がスイツチ回路１３Ｃ２に入力され
る。
【００７９】ここで５値仮検出回路１２Ｃがサンプリン
グ点の電圧値が±１〔Ｖ〕であろうと仮検出した場合に
は、オア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ３０（図１４
（Ｇ））の論理値が「Ｈ」で０検出出力Ｓ３１（図１４
（Ｈ））が「Ｌ」となるため遅延回路１４から出力され
た電圧値Ｓ２６がラツチ回路１３Ａ４に与えられる。こ
の電圧値は図１４（Ｉ）に示すラツチ入力Ｓ３２のうち
×印で示す区間に対応する。
グ点の電圧値が±１〔Ｖ〕であろうと仮検出した場合に
は、オア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ３０（図１４
（Ｇ））の論理値が「Ｈ」で０検出出力Ｓ３１（図１４
（Ｈ））が「Ｌ」となるため遅延回路１４から出力され
た電圧値Ｓ２６がラツチ回路１３Ａ４に与えられる。こ
の電圧値は図１４（Ｉ）に示すラツチ入力Ｓ３２のうち
×印で示す区間に対応する。
【００８０】これに対して５値仮検出回路１２Ｃがサン
プリング点の電圧値が± 0.5〔Ｖ〕であろうと仮検出し
た場合には、オア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ３０の論
理値も０検出出力Ｓ３１の論理値も共に「Ｌ」になり、
２倍回路１３Ｃ１から出力される電圧値Ｓ２７がラツチ
回路１３Ａ４に与えられる。この電圧値は図１４（Ｉ）
に示すラツチ入力Ｓ３２の太線で示す区間に対応する。
プリング点の電圧値が± 0.5〔Ｖ〕であろうと仮検出し
た場合には、オア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ３０の論
理値も０検出出力Ｓ３１の論理値も共に「Ｌ」になり、
２倍回路１３Ｃ１から出力される電圧値Ｓ２７がラツチ
回路１３Ａ４に与えられる。この電圧値は図１４（Ｉ）
に示すラツチ入力Ｓ３２の太線で示す区間に対応する。
【００８１】そして５値仮検出回路１２Ｃがサンプリン
グ点の電圧値が０〔Ｖ〕であろうと仮検出した場合に
は、オア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ３０の論理値は
「Ｌ」で０検出出力Ｓ３１の論理値のみ「Ｈ」になるこ
とによりラツチ回路１３Ａ４の出力値のみが繰り返しラ
ツチ回路１３Ａ４に与えられる。すなわち前値ホールド
されることになる。この電圧値は図１４（Ｉ）に示すラ
ツチ入力Ｓ３２の細線で示す区間に対応する。
グ点の電圧値が０〔Ｖ〕であろうと仮検出した場合に
は、オア回路１２Ａ２の論理和出力Ｓ３０の論理値は
「Ｌ」で０検出出力Ｓ３１の論理値のみ「Ｈ」になるこ
とによりラツチ回路１３Ａ４の出力値のみが繰り返しラ
ツチ回路１３Ａ４に与えられる。すなわち前値ホールド
されることになる。この電圧値は図１４（Ｉ）に示すラ
ツチ入力Ｓ３２の細線で示す区間に対応する。
【００８２】このようにラツチ入力Ｓ３２は補間した部
分（細線部分）が少なく、多くの区間のラツチ入力Ｓ３
２は各サンプリング点の電圧値又はこれに基づいて作成
した最大振幅の電圧値によつて得られる。この結果、太
線で示される区間で再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力
Ｓ１１）に振幅変動があつてもこの変化はエンベロープ
波形の変化として即座にラツチ入力Ｓ３２に反映され
る。これにより従来に比して一段と正確なエンベロープ
波形を作成することができる。
分（細線部分）が少なく、多くの区間のラツチ入力Ｓ３
２は各サンプリング点の電圧値又はこれに基づいて作成
した最大振幅の電圧値によつて得られる。この結果、太
線で示される区間で再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力
Ｓ１１）に振幅変動があつてもこの変化はエンベロープ
波形の変化として即座にラツチ入力Ｓ３２に反映され
る。これにより従来に比して一段と正確なエンベロープ
波形を作成することができる。
【００８３】（１−１−２−３）６値波形用エンベロー
プ作成回路２４ 図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１５にお
いて、２４は全体として波形等化後の信号波形が６値と
なる再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）からエ
ンベロープ波形を作成するエンベロープ作成回路を示し
ている。因に正常再生時における再生ＲＦ信号のサンプ
リング点電圧は、図１６に示すように、±１〔Ｖ〕、±
３／５〔Ｖ〕、±１／５〔Ｖ〕の６値をとるものとす
る。
プ作成回路２４ 図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１５にお
いて、２４は全体として波形等化後の信号波形が６値と
なる再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）からエ
ンベロープ波形を作成するエンベロープ作成回路を示し
ている。因に正常再生時における再生ＲＦ信号のサンプ
リング点電圧は、図１６に示すように、±１〔Ｖ〕、±
３／５〔Ｖ〕、±１／５〔Ｖ〕の６値をとるものとす
る。
【００８４】このエンベロープ作成回路２４の場合、エ
ンベロープ抽出回路１３Ｄの定数倍回路として５／３倍
回路１３Ｄ１と５倍回路１３Ｄ２の２つの回路を有し、
またこれらの出力を選択的にラツチ回路１３Ａ４に与え
る２つのスイツチ回路１３Ｃ２及び１３Ｃ３を２つのオ
ア回路１３Ａ２及び１３Ｄ３によつて切り換え制御する
点を特徴とする。
ンベロープ抽出回路１３Ｄの定数倍回路として５／３倍
回路１３Ｄ１と５倍回路１３Ｄ２の２つの回路を有し、
またこれらの出力を選択的にラツチ回路１３Ａ４に与え
る２つのスイツチ回路１３Ｃ２及び１３Ｃ３を２つのオ
ア回路１３Ａ２及び１３Ｄ３によつて切り換え制御する
点を特徴とする。
【００８５】まず初段のスイツチ回路１３Ｃ２は±１／
５〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外
と推定された電圧とを選択的に次段のスイツチ回路１３
Ｃ３に出力する回路である。このスイツチ回路１３Ｃ２
の入力には遅延回路１４から出力された電圧値Ｓ３４と
５倍回路１３Ｄ２から出力された電圧値Ｓ３５が入力さ
れている。
５〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外
と推定された電圧とを選択的に次段のスイツチ回路１３
Ｃ３に出力する回路である。このスイツチ回路１３Ｃ２
の入力には遅延回路１４から出力された電圧値Ｓ３４と
５倍回路１３Ｄ２から出力された電圧値Ｓ３５が入力さ
れている。
【００８６】このスイツチ回路１３Ｃ２はオア回路１３
Ａ２の論理和出力Ｓ３６が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±１／５〔Ｖ〕と推定されたとき）５倍回路１３Ｄ２か
ら入力された電圧値Ｓ３５を出力端から出力し、論理和
出力Ｓ３６が論理「Ｌ」（すなわちその他のとき）のと
き遅延回路１４から出力された電圧値Ｓ３４を出力端か
ら出力するようになされている。
Ａ２の論理和出力Ｓ３６が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±１／５〔Ｖ〕と推定されたとき）５倍回路１３Ｄ２か
ら入力された電圧値Ｓ３５を出力端から出力し、論理和
出力Ｓ３６が論理「Ｌ」（すなわちその他のとき）のと
き遅延回路１４から出力された電圧値Ｓ３４を出力端か
ら出力するようになされている。
【００８７】他方、スイツチ回路１３Ｃ３は±３／５
〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と
推定された電圧（スイツチ回路１３Ｃ２の出力）とを選
択的に出力する回路である。因にこのスイツチ回路１３
Ｃ３の入力には５／３倍回路１３Ｄ１から出力された電
圧値Ｓ３７と前段のスイツチ回路１３Ｃ２から出力され
た電圧値とが入力されている。
〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と
推定された電圧（スイツチ回路１３Ｃ２の出力）とを選
択的に出力する回路である。因にこのスイツチ回路１３
Ｃ３の入力には５／３倍回路１３Ｄ１から出力された電
圧値Ｓ３７と前段のスイツチ回路１３Ｃ２から出力され
た電圧値とが入力されている。
【００８８】このスイツチ回路１３Ｃ３はオア回路１３
Ｄ３の論理和出力Ｓ３８が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±３／５と推定されたとき）５／３倍回路１３Ｄ１の電
圧値Ｓ３７を出力端から出力し、論理和出力Ｓ３８が論
理「Ｌ」のとき（すなわちその他のとき）前段のスイツ
チ回路１３Ｃ１から入力した電圧値（Ｓ３４又はＳ３
５）を出力端から出力するようになされている。
Ｄ３の論理和出力Ｓ３８が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±３／５と推定されたとき）５／３倍回路１３Ｄ１の電
圧値Ｓ３７を出力端から出力し、論理和出力Ｓ３８が論
理「Ｌ」のとき（すなわちその他のとき）前段のスイツ
チ回路１３Ｃ１から入力した電圧値（Ｓ３４又はＳ３
５）を出力端から出力するようになされている。
【００８９】以上の構成において、エンベロープ作成回
路２４によるエンベロープ作成動作を仮検出結果に従つ
て順に説明する。まず６値仮検出回路１２Ｄが±１
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には２つのオ
ア回路１３Ａ２及び１３Ｄ３の論理和出力Ｓ３６及びＳ
３８は共に論理「Ｌ」になる。このときスイツチ回路１
３Ｃ２及び１３Ｃ３のスイツチはいずれも黒丸側に切り
替わり、遅延回路１４から出力された電圧Ｓ３４がラツ
チ回路１３Ａ４に出力されることになる。
路２４によるエンベロープ作成動作を仮検出結果に従つ
て順に説明する。まず６値仮検出回路１２Ｄが±１
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には２つのオ
ア回路１３Ａ２及び１３Ｄ３の論理和出力Ｓ３６及びＳ
３８は共に論理「Ｌ」になる。このときスイツチ回路１
３Ｃ２及び１３Ｃ３のスイツチはいずれも黒丸側に切り
替わり、遅延回路１４から出力された電圧Ｓ３４がラツ
チ回路１３Ａ４に出力されることになる。
【００９０】これに対して６値仮検出回路１２Ｄが±３
／５〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理
和出力Ｓ３６が論理「Ｌ」となり、他方の論理和出力Ｓ
３８が論理「Ｈ」になる。従つてスイツチ回路１３Ｃ３
のスイツチが白丸側に切り替わり、再生ＲＦ信号Ｓ１
（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を５／３倍した電圧
値Ｓ３７がラツチ回路１３Ａ４に出力されることにな
る。
／５〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理
和出力Ｓ３６が論理「Ｌ」となり、他方の論理和出力Ｓ
３８が論理「Ｈ」になる。従つてスイツチ回路１３Ｃ３
のスイツチが白丸側に切り替わり、再生ＲＦ信号Ｓ１
（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を５／３倍した電圧
値Ｓ３７がラツチ回路１３Ａ４に出力されることにな
る。
【００９１】また６値仮検出回路１２Ｄが±１／５
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理和出
力Ｓ３６が論理「Ｈ」となり、他方の論理和出力Ｓ３８
が論理「Ｌ」になる。従つてスイツチ回路１３Ｃ２のス
イツチが白丸側に切り替わり、かつスイツチ回路１３Ｃ
３のスイツチが黒丸側に切り替わる。これにより再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を５倍し
た電圧値Ｓ３５がラツチ回路１３Ａ４に出力されること
になる。
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理和出
力Ｓ３６が論理「Ｈ」となり、他方の論理和出力Ｓ３８
が論理「Ｌ」になる。従つてスイツチ回路１３Ｃ２のス
イツチが白丸側に切り替わり、かつスイツチ回路１３Ｃ
３のスイツチが黒丸側に切り替わる。これにより再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を５倍し
た電圧値Ｓ３５がラツチ回路１３Ａ４に出力されること
になる。
【００９２】これにより発生確率の低い最大振幅点だけ
を結んでエンベロープ波形を作成する場合には利用でき
なかつた中間点についての振幅変動についてもエンベロ
ープ波形の作成に用いることができる。これにより従来
に比して一段と正確なエンベロープ波形を作成すること
ができる。
を結んでエンベロープ波形を作成する場合には利用でき
なかつた中間点についての振幅変動についてもエンベロ
ープ波形の作成に用いることができる。これにより従来
に比して一段と正確なエンベロープ波形を作成すること
ができる。
【００９３】（１−１−２−４）７値波形用エンベロー
プ作成回路２５ 最後に７値波形用エンベロープ作成回路を図１５との対
応部分に同一符号を付して示す図１７に示す。図１７に
おいて２５は全体としてエンベロープ作成回路を示して
いる。このエンベロープ作成回路２５が扱う再生ＲＦ信
号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の各サンプリング点に
おける電圧値は、図１８に示すように、±１〔Ｖ〕、±
２／３〔Ｖ〕、±１／３〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕の７値をとる
ものとする。
プ作成回路２５ 最後に７値波形用エンベロープ作成回路を図１５との対
応部分に同一符号を付して示す図１７に示す。図１７に
おいて２５は全体としてエンベロープ作成回路を示して
いる。このエンベロープ作成回路２５が扱う再生ＲＦ信
号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の各サンプリング点に
おける電圧値は、図１８に示すように、±１〔Ｖ〕、±
２／３〔Ｖ〕、±１／３〔Ｖ〕、０〔Ｖ〕の７値をとる
ものとする。
【００９４】このエンベロープ作成回路２５は仮検出回
路として７値仮検出回路１２Ｅを用い、またエンベロー
プ波形をエンベロープ抽出回路１３Ｅによつて抽出す
る。このエンベロープ抽出回路１３Ｅは定数倍回路とし
て３／２倍（すなわち１．５倍）回路１３Ｅ１、３倍回
路１３Ｅ２を有し、３つのスイツチ回路１３Ｃ２、１３
Ｃ３、１３Ｅ３によつてラツチ回路１３Ａ４に与える電
圧値を切り換えることを特徴としている。
路として７値仮検出回路１２Ｅを用い、またエンベロー
プ波形をエンベロープ抽出回路１３Ｅによつて抽出す
る。このエンベロープ抽出回路１３Ｅは定数倍回路とし
て３／２倍（すなわち１．５倍）回路１３Ｅ１、３倍回
路１３Ｅ２を有し、３つのスイツチ回路１３Ｃ２、１３
Ｃ３、１３Ｅ３によつてラツチ回路１３Ａ４に与える電
圧値を切り換えることを特徴としている。
【００９５】まずスイツチ回路１３Ｃ２は±１／３
〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と
推定された電圧とを選択的に次段のスイツチ回路１３Ｃ
３に出力する回路である。このスイツチ回路１３Ｃ２の
入力には遅延回路１４から出力された電圧値Ｓ４０と３
倍回路１３Ｅ２から出力された電圧値Ｓ４１が入力され
ている。
〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と
推定された電圧とを選択的に次段のスイツチ回路１３Ｃ
３に出力する回路である。このスイツチ回路１３Ｃ２の
入力には遅延回路１４から出力された電圧値Ｓ４０と３
倍回路１３Ｅ２から出力された電圧値Ｓ４１が入力され
ている。
【００９６】このスイツチ回路１３Ｃ２はオア回路１３
Ａ２の論理和出力Ｓ４２が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±１／３のとき）３倍回路１３Ｅ２から入力された電圧
値Ｓ４１を出力端から出力し、論理和出力Ｓ４２が論理
「Ｌ」のとき（すなわちそれ以外のとき）遅延回路１４
から出力された電圧値Ｓ４０を出力端から出力するよう
になされている。
Ａ２の論理和出力Ｓ４２が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±１／３のとき）３倍回路１３Ｅ２から入力された電圧
値Ｓ４１を出力端から出力し、論理和出力Ｓ４２が論理
「Ｌ」のとき（すなわちそれ以外のとき）遅延回路１４
から出力された電圧値Ｓ４０を出力端から出力するよう
になされている。
【００９７】他方、スイツチ回路１３Ｃ３は±２／３
〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と
推定された電圧（スイツチ回路１３Ｃ２の出力）とを選
択的に出力する回路である。因にこのスイツチ回路１３
Ｃ３の入力には３／２倍回路１３Ｅ１から出力された電
圧値Ｓ４３と前段のスイツチ回路１３Ｃ２から出力され
た電圧値とが入力されている。
〔Ｖ〕と推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と
推定された電圧（スイツチ回路１３Ｃ２の出力）とを選
択的に出力する回路である。因にこのスイツチ回路１３
Ｃ３の入力には３／２倍回路１３Ｅ１から出力された電
圧値Ｓ４３と前段のスイツチ回路１３Ｃ２から出力され
た電圧値とが入力されている。
【００９８】このスイツチ回路１３Ｃ３はオア回路１３
Ｄ３の論理和出力Ｓ４４が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±２／３のとき）３／２倍回路１３Ｅ１の電圧値Ｓ４３
を出力端から出力し、論理和出力Ｓ４４が論理「Ｌ」の
とき（すなわちそれ以外のとき）前段のスイツチ回路１
３Ｃ１から入力した電圧値（Ｓ４０又はＳ４１）を出力
端から出力するようになされている。
Ｄ３の論理和出力Ｓ４４が論理「Ｈ」のとき（すなわち
±２／３のとき）３／２倍回路１３Ｅ１の電圧値Ｓ４３
を出力端から出力し、論理和出力Ｓ４４が論理「Ｌ」の
とき（すなわちそれ以外のとき）前段のスイツチ回路１
３Ｃ１から入力した電圧値（Ｓ４０又はＳ４１）を出力
端から出力するようになされている。
【００９９】さらにスイツチ回路１３Ｅ３は０〔Ｖ〕と
推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と推定され
た電圧（スイツチ回路１３Ｃ３の出力）とを選択的に出
力する回路である。０検出出力Ｓ４４が論理「Ｈ」のと
き、スイツチ回路１３Ｅはラツチ出力Ｓ４６を白丸側に
スイツチを切り換え、ラツチ出力Ｓ４６をラツチ回路１
３Ａ４に再度出力する。これによりラツチ出力Ｓ４６は
前値ホールドされる。これに対して論値「Ｌ」のとき、
スイツチ回路１３Ｅは前段のスイツチ回路１３Ｃ３から
入力した電圧（Ｓ４０、Ｓ４１、Ｓ４３）を出力端から
出力するようになされている。
推定されたサンプリング点の電圧とそれ以外と推定され
た電圧（スイツチ回路１３Ｃ３の出力）とを選択的に出
力する回路である。０検出出力Ｓ４４が論理「Ｈ」のと
き、スイツチ回路１３Ｅはラツチ出力Ｓ４６を白丸側に
スイツチを切り換え、ラツチ出力Ｓ４６をラツチ回路１
３Ａ４に再度出力する。これによりラツチ出力Ｓ４６は
前値ホールドされる。これに対して論値「Ｌ」のとき、
スイツチ回路１３Ｅは前段のスイツチ回路１３Ｃ３から
入力した電圧（Ｓ４０、Ｓ４１、Ｓ４３）を出力端から
出力するようになされている。
【０１００】以上の構成において、エンベロープ作成回
路２５によるエンベロープ作成動作を仮検出結果に従つ
て順に説明する。まず７値仮検出回路１２Ｅが±１
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理和出
力Ｓ４２、Ｓ４４及び０検出出力Ｓ４５は共に論理
「Ｌ」になる。このときスイツチ回路１３Ｃ２及び１３
Ｃ３のスイツチはいずれも黒丸側に切り替わり、遅延回
路１４から出力された電圧値Ｓ４０がラツチ回路１３Ａ
４に出力されることになる。
路２５によるエンベロープ作成動作を仮検出結果に従つ
て順に説明する。まず７値仮検出回路１２Ｅが±１
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理和出
力Ｓ４２、Ｓ４４及び０検出出力Ｓ４５は共に論理
「Ｌ」になる。このときスイツチ回路１３Ｃ２及び１３
Ｃ３のスイツチはいずれも黒丸側に切り替わり、遅延回
路１４から出力された電圧値Ｓ４０がラツチ回路１３Ａ
４に出力されることになる。
【０１０１】これに対して７値仮検出回路１２Ｅが±１
／３〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理
和出力Ｓ４２のみが論理「Ｈ」となる。従つてスイツチ
回路１３Ｃ２のスイツチが白丸側に切り替わり、再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を３倍し
た電圧値Ｓ４１がラツチ回路１３Ａ４に出力される。
／３〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理
和出力Ｓ４２のみが論理「Ｈ」となる。従つてスイツチ
回路１３Ｃ２のスイツチが白丸側に切り替わり、再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を３倍し
た電圧値Ｓ４１がラツチ回路１３Ａ４に出力される。
【０１０２】また７値仮検出回路１２Ｅが±２／３
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理和出
力Ｓ４４のみが論理「Ｈ」となる。従つてスイツチ回路
１３Ｃ３のスイツチのみが白丸側に切り替わり、再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を３／２
倍した電圧値Ｓ４３がラツチ回路１３Ａ４に出力される
ことになる。因に０〔Ｖ〕であろうと７値仮検出回路１
２Ｅが推定した場合には、スイツチ回路１３Ｅ３のスイ
ツチが白丸側に切り替わり前サンプリング点の電圧値が
そのままホールドされる。
〔Ｖ〕であろうと推定した場合、この場合には論理和出
力Ｓ４４のみが論理「Ｈ」となる。従つてスイツチ回路
１３Ｃ３のスイツチのみが白丸側に切り替わり、再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）の電圧値を３／２
倍した電圧値Ｓ４３がラツチ回路１３Ａ４に出力される
ことになる。因に０〔Ｖ〕であろうと７値仮検出回路１
２Ｅが推定した場合には、スイツチ回路１３Ｅ３のスイ
ツチが白丸側に切り替わり前サンプリング点の電圧値が
そのままホールドされる。
【０１０３】従つて発生確率の低い最大振幅点だけを結
んでエンベロープ波形を作成する場合にはできなかつた
中間点（±１／３〔Ｖ〕、±２／３〔Ｖ〕）の振幅変動
についてもエンベロープ波形に反映させることができ
る。これにより従来に比して一段と正確なエンベロープ
波形を作成することができる。
んでエンベロープ波形を作成する場合にはできなかつた
中間点（±１／３〔Ｖ〕、±２／３〔Ｖ〕）の振幅変動
についてもエンベロープ波形に反映させることができ
る。これにより従来に比して一段と正確なエンベロープ
波形を作成することができる。
【０１０４】（１−１−３）階層処理型エンベロープ作
成回路 続いて上述のエンベロープ作成回路を階層的に複数段使
用することによつてエンベロープ波形の精度を高める方
法を説明する。この項で説明するエンベロープ作成回路
は下位階層に属するエンベロープ作成回路で作成された
エンベロープ波形を基にしきい値を生成して仮検出し、
この仮検出結果を基にしてエンベロープ波形を再度作成
し直すことを原理とする。この階層的な処理により最下
層に属する仮検出回路の精度が不足する場合にも精度の
高いエンベロープ波形を作成できるようにするものであ
る。
成回路 続いて上述のエンベロープ作成回路を階層的に複数段使
用することによつてエンベロープ波形の精度を高める方
法を説明する。この項で説明するエンベロープ作成回路
は下位階層に属するエンベロープ作成回路で作成された
エンベロープ波形を基にしきい値を生成して仮検出し、
この仮検出結果を基にしてエンベロープ波形を再度作成
し直すことを原理とする。この階層的な処理により最下
層に属する仮検出回路の精度が不足する場合にも精度の
高いエンベロープ波形を作成できるようにするものであ
る。
【０１０５】この原理を用いたエンベロープ作成回路の
回路構成を図１９及び図２０に示す。図１９に示すエン
ベロープ作成回路２６は２階層型のもので、図２０に示
すエンベロープ作成回路２７は３階層型のものである。
回路構成を図１９及び図２０に示す。図１９に示すエン
ベロープ作成回路２６は２階層型のもので、図２０に示
すエンベロープ作成回路２７は３階層型のものである。
【０１０６】エンベロープ作成回路２６の場合、上位階
層（２階層目）の仮検出回路１２Ｆは最下層（１階層
目）のエンベロープ作成回路１１と仮検出回路段１２Ｆ
１とでなる。ここで仮検出回路段１２Ｆ１はエンベロー
プ作成回路１１が作成したエンベロープ出力を分圧して
しきい値を作成し、このしきい値と再生ＲＦ信号Ｓ１
（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）との比較によつて仮検出する
ようになされている。
層（２階層目）の仮検出回路１２Ｆは最下層（１階層
目）のエンベロープ作成回路１１と仮検出回路段１２Ｆ
１とでなる。ここで仮検出回路段１２Ｆ１はエンベロー
プ作成回路１１が作成したエンベロープ出力を分圧して
しきい値を作成し、このしきい値と再生ＲＦ信号Ｓ１
（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）との比較によつて仮検出する
ようになされている。
【０１０７】同様に、エンベロープ作成回路２７の場
合、上位階層（３階層目）の仮検出回路１２Ｇは下層
（２階層目）のエンベロープ作成回路２６と仮検出回路
段１２Ｇ１とでなる。この仮検出回路段１２Ｇ１も下位
のエンベロープ作成回路２６が作成したエンベロープ出
力を分圧してしきい値を作成し、このしきい値と再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）との比較によつて
仮検出する。いずれにしても各階層の基本構成は図１に
示すエンベロープ作成回路１１である。
合、上位階層（３階層目）の仮検出回路１２Ｇは下層
（２階層目）のエンベロープ作成回路２６と仮検出回路
段１２Ｇ１とでなる。この仮検出回路段１２Ｇ１も下位
のエンベロープ作成回路２６が作成したエンベロープ出
力を分圧してしきい値を作成し、このしきい値と再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）との比較によつて
仮検出する。いずれにしても各階層の基本構成は図１に
示すエンベロープ作成回路１１である。
【０１０８】以上の構成において、階層処理型エンベロ
ープ作成回路によるエンベロープ作成動作を説明する。
基本的に最下層の検出回路として用いられる仮検出回路
１２Ａは誤検出が少ない回路であるが、ノイズが多く含
まれる場合や変調方式によつては誤検出が通常より多め
に発生することも考えられる。ここではパーシヤルレス
ポンスＰＲ（１，１）方式で等化した再生ＲＦ信号Ｓ１
（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）を例に説明する。
ープ作成回路によるエンベロープ作成動作を説明する。
基本的に最下層の検出回路として用いられる仮検出回路
１２Ａは誤検出が少ない回路であるが、ノイズが多く含
まれる場合や変調方式によつては誤検出が通常より多め
に発生することも考えられる。ここではパーシヤルレス
ポンスＰＲ（１，１）方式で等化した再生ＲＦ信号Ｓ１
（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）を例に説明する。
【０１０９】図２１にパーシヤルレスポンスＰＲ（１，
１）方式で等化した再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力
Ｓ１１）をサンプリングした波形を示す。このような波
形の１万サンプル分の分布を示した図が図２２である。
このうち図２２の 0.5付近に波打つている波形は仮検出
回路１２Ａで生成される＋側のしきい値ＴＨ１を表して
いる。しきい値ＴＨ１が 0.5付近になるのは波形等化後
の３値が±１と０との３値であることによる。因にしき
い値ＴＨ１は図２３に示すように両波整流後の平均振幅
に 1.5を乗じて作成されている。
１）方式で等化した再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力
Ｓ１１）をサンプリングした波形を示す。このような波
形の１万サンプル分の分布を示した図が図２２である。
このうち図２２の 0.5付近に波打つている波形は仮検出
回路１２Ａで生成される＋側のしきい値ＴＨ１を表して
いる。しきい値ＴＨ１が 0.5付近になるのは波形等化後
の３値が±１と０との３値であることによる。因にしき
い値ＴＨ１は図２３に示すように両波整流後の平均振幅
に 1.5を乗じて作成されている。
【０１１０】ところで図２２及び図２３の波形は再生Ｒ
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）における±１と０
の出現確率が約 3.5： 6.5でだいたい一定の場合の例で
ある。因にこの出現確率はＤＡＴで採用されているブロ
ツク符号（８−１０変換）によつてランダム信号を記録
し、パーシヤルレスポンスＰＲ（１，１）方式で等化し
た場合のものである。
Ｆ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）における±１と０
の出現確率が約 3.5： 6.5でだいたい一定の場合の例で
ある。因にこの出現確率はＤＡＴで採用されているブロ
ツク符号（８−１０変換）によつてランダム信号を記録
し、パーシヤルレスポンスＰＲ（１，１）方式で等化し
た場合のものである。
【０１１１】ところが同じブロツク符号（８−１０変
換）を用いる場合であつても特定信号を繰り返し記録し
た場合には、±１と０の出現確率が大幅に変わる。例え
ば図２４のように±１と０の出現確率が３：１になつた
り、図２５のように±１と０の出現確率が１：５になる
ことがある。このように±１と０の出現確率が変化する
と平均電圧も変化し、しきい値ＴＨ１が 0.5から大きく
ずれることになる。また図２６〜図３１の各場合にも平
均電圧が変化し、しきい値ＴＨ１は0.5から大きくずれ
る。
換）を用いる場合であつても特定信号を繰り返し記録し
た場合には、±１と０の出現確率が大幅に変わる。例え
ば図２４のように±１と０の出現確率が３：１になつた
り、図２５のように±１と０の出現確率が１：５になる
ことがある。このように±１と０の出現確率が変化する
と平均電圧も変化し、しきい値ＴＨ１が 0.5から大きく
ずれることになる。また図２６〜図３１の各場合にも平
均電圧が変化し、しきい値ＴＨ１は0.5から大きくずれ
る。
【０１１２】これら図２４〜図３１のように再生ＲＦ信
号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）中における±１と０と
の出現確率に違いのある信号をそれぞれ２０００サンプ
ルづつ、図２４、図２６、図２７、図２８、図２５、図
２９、図３０、図３１の順に左から右に並べた波形と各
信号について得られるしきい値ＴＨ１を重ねて表示する
と図３２のようになる。
号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）中における±１と０と
の出現確率に違いのある信号をそれぞれ２０００サンプ
ルづつ、図２４、図２６、図２７、図２８、図２５、図
２９、図３０、図３１の順に左から右に並べた波形と各
信号について得られるしきい値ＴＨ１を重ねて表示する
と図３２のようになる。
【０１１３】この図から分かるように、図の左側ほど
（すなわち±１の出現確率が大きいほど）しきい値ＴＨ
１が高く、図の右側ほど（すなわち０の出現確率が大き
いほど）しきい値ＴＨ１が低い。しかしいずれの場合に
もノイズが少なければしきい値の分布と±１又は０の分
布とは重ならないため誤検出なく仮検出できる。しかし
ながらノイズが多くなると±１や０の分布が広がり、図
３３に示すように、一点鎖線で囲んだ範囲で誤検出が発
生するようになる。
（すなわち±１の出現確率が大きいほど）しきい値ＴＨ
１が高く、図の右側ほど（すなわち０の出現確率が大き
いほど）しきい値ＴＨ１が低い。しかしいずれの場合に
もノイズが少なければしきい値の分布と±１又は０の分
布とは重ならないため誤検出なく仮検出できる。しかし
ながらノイズが多くなると±１や０の分布が広がり、図
３３に示すように、一点鎖線で囲んだ範囲で誤検出が発
生するようになる。
【０１１４】このように誤検出が発生すると、ノイズが
少ない場合には図３４に示すように正常に作成されてい
たエンベロープ波形が図３５に示すように劣化するよう
になる。特に図の右側ほど（すなわち０の出現確率が大
きいほど）劣化がみられるようになる。
少ない場合には図３４に示すように正常に作成されてい
たエンベロープ波形が図３５に示すように劣化するよう
になる。特に図の右側ほど（すなわち０の出現確率が大
きいほど）劣化がみられるようになる。
【０１１５】そこでこのエンベロープ波形（図３５）を
１／２に分圧した波形を２階層目の仮検出回路段１２Ｆ
１に与えて再び仮検出し、この検出結果を基に２階層目
のエンベロープ抽出回路１３Ｆによつてエンベロープ波
形を作成すると図３６が得られる。
１／２に分圧した波形を２階層目の仮検出回路段１２Ｆ
１に与えて再び仮検出し、この検出結果を基に２階層目
のエンベロープ抽出回路１３Ｆによつてエンベロープ波
形を作成すると図３６が得られる。
【０１１６】このとき２階層目の仮検出回路段１２Ｆ１
に入力されるしきい値の分布は１階層目の仮検出回路１
２Ａのしきい値（図３３）に比して 0.5に近い分布が得
られている。その分、この２階層目の仮検出回路段１２
Ｆ１の検出精度は向上し、＋１付近にエンベロープ波形
の分布が近づいて１階層だけの場合に比してエンベロー
プ波形の精度が向上されている。
に入力されるしきい値の分布は１階層目の仮検出回路１
２Ａのしきい値（図３３）に比して 0.5に近い分布が得
られている。その分、この２階層目の仮検出回路段１２
Ｆ１の検出精度は向上し、＋１付近にエンベロープ波形
の分布が近づいて１階層だけの場合に比してエンベロー
プ波形の精度が向上されている。
【０１１７】さらにこのエンベロープ波形（図３６）を
１／２に分圧した波形を３階層目の仮検出回路段１２Ｇ
１に与えて再び仮検出し、この検出結果を基に３階層目
のエンベロープ抽出回路１３Ｇによつてエンベロープ波
形を作成すると図３７が得られる。図３６の場合に比し
てさらに正しいエンベロープ波形に近づいていることが
分かる。
１／２に分圧した波形を３階層目の仮検出回路段１２Ｇ
１に与えて再び仮検出し、この検出結果を基に３階層目
のエンベロープ抽出回路１３Ｇによつてエンベロープ波
形を作成すると図３７が得られる。図３６の場合に比し
てさらに正しいエンベロープ波形に近づいていることが
分かる。
【０１１８】さらに階層を４層、５層と重ねれば、図３
８、図３９に示すように、階層を重ねるほど正しいエン
ベロープ波形に近いエンベロープ波形を得ることができ
る。このようにエンベロープ作成回路を階層的処理とす
ることにより、ノイズ等が多く含まれるおそれがある環
境下で使用する場合にも高い精度でエンベロープ波形を
作成することができる。
８、図３９に示すように、階層を重ねるほど正しいエン
ベロープ波形に近いエンベロープ波形を得ることができ
る。このようにエンベロープ作成回路を階層的処理とす
ることにより、ノイズ等が多く含まれるおそれがある環
境下で使用する場合にも高い精度でエンベロープ波形を
作成することができる。
【０１１９】（１−２）最大振幅検出回路
次の２つ目の主要回路である最大振幅検出回路について
説明する。この最大振幅検出回路は、両波整流されたＡ
／Ｄ変換回路の出力データを一定期間の間ピークホール
ドして所定期間内における再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変
換出力Ｓ１１）の最大値を抽出するものである。
説明する。この最大振幅検出回路は、両波整流されたＡ
／Ｄ変換回路の出力データを一定期間の間ピークホール
ドして所定期間内における再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変
換出力Ｓ１１）の最大値を抽出するものである。
【０１２０】またこの最大振幅検出回路は抽出された最
大値を基に再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）
の長期的な振幅レベルを求め、この振幅レベルに応じた
ゲインコントロール信号を発生するようになされてい
る。これは次の理由による。
大値を基に再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換出力Ｓ１１）
の長期的な振幅レベルを求め、この振幅レベルに応じた
ゲインコントロール信号を発生するようになされてい
る。これは次の理由による。
【０１２１】一般にアナログ信号をＡ／Ｄ変換する場合
にはなるべく量子化誤差を小さくしたい。このためには
再生ＲＦ信号の振幅をＡＤ変換回路の入力ダイナミツク
レンジに対してぎりぎりに設定することが望まれる。し
かし現実には再生ヘツドの感度差や使用するメデイアの
出力差等によりＡ／Ｄ変換回路に入力される再生ＲＦ信
号はその最大値と最小値との間に１０〔dB〕もの差があ
り得る（図３（Ａ）及び（Ｅ））。
にはなるべく量子化誤差を小さくしたい。このためには
再生ＲＦ信号の振幅をＡＤ変換回路の入力ダイナミツク
レンジに対してぎりぎりに設定することが望まれる。し
かし現実には再生ヘツドの感度差や使用するメデイアの
出力差等によりＡ／Ｄ変換回路に入力される再生ＲＦ信
号はその最大値と最小値との間に１０〔dB〕もの差があ
り得る（図３（Ａ）及び（Ｅ））。
【０１２２】従つてダイナミツクレンジを固定したり、
Ａ／Ｄ変換回路の前段に設けられる増幅回路の利得を固
定するとダイナミツクレンジの有効利用が難しい。そこ
で次項以降に説明する最大振幅検出回路によつて再生Ｒ
Ｆ信号の長期的な振幅情報を検出し、この情報を基にダ
イナミツクレンジを有効利用できるように制御する。こ
こでは応用する装置のシステム構成に応じて構成が多少
異なるため個別に説明する。
Ａ／Ｄ変換回路の前段に設けられる増幅回路の利得を固
定するとダイナミツクレンジの有効利用が難しい。そこ
で次項以降に説明する最大振幅検出回路によつて再生Ｒ
Ｆ信号の長期的な振幅情報を検出し、この情報を基にダ
イナミツクレンジを有効利用できるように制御する。こ
こでは応用する装置のシステム構成に応じて構成が多少
異なるため個別に説明する。
【０１２３】（１−２−１）磁気再生装置用回路
図４０に示す最大振幅検出回路３０は、ヘリカルスキヤ
ン方式のビデオテープレコーダのように複数個のヘツド
を時分割に使用する磁気再生装置に用いて好適な回路で
ある。また最大振幅検出回路３０はメデイアや磁気ヘツ
ドの感度差に起因する静的なＲＦ信号電圧の違いに応じ
てＡＤ変換器の基準電圧を変えるためのゲインコントロ
ール信号を発生するようになされている。
ン方式のビデオテープレコーダのように複数個のヘツド
を時分割に使用する磁気再生装置に用いて好適な回路で
ある。また最大振幅検出回路３０はメデイアや磁気ヘツ
ドの感度差に起因する静的なＲＦ信号電圧の違いに応じ
てＡＤ変換器の基準電圧を変えるためのゲインコントロ
ール信号を発生するようになされている。
【０１２４】ここでは最大振幅検出回路３０に再生ＲＦ
信号Ｓ１（図４１（Ａ））をＡ／Ｄ変換した後に両波整
流した整流信号Ｓ５０が入力されているものとして最大
振幅検出回路３０を構成する各部の構成及び動作を順に
説明する。
信号Ｓ１（図４１（Ａ））をＡ／Ｄ変換した後に両波整
流した整流信号Ｓ５０が入力されているものとして最大
振幅検出回路３０を構成する各部の構成及び動作を順に
説明する。
【０１２５】因に図４１（Ａ）に示す再生ＲＦ信号Ｓ１
は２つのヘツド（Ａヘツド、Ｂヘツド）からそれぞれ再
生される１トラツク分の波形を示している。この図の場
合、形成されているトラツクの直線性による影響やヘツ
ドの当たりによる影響のためＲＦ波形がたいこ型になつ
ている。すなわち区間ａで振幅が漸増し、区間ｂで同じ
振幅となり、区間ｃで漸減している。
は２つのヘツド（Ａヘツド、Ｂヘツド）からそれぞれ再
生される１トラツク分の波形を示している。この図の場
合、形成されているトラツクの直線性による影響やヘツ
ドの当たりによる影響のためＲＦ波形がたいこ型になつ
ている。すなわち区間ａで振幅が漸増し、区間ｂで同じ
振幅となり、区間ｃで漸減している。
【０１２６】この最大振幅検出回路３０は、短期的に再
生ＲＦ信号Ｓ１の最大振幅を検出する回路部と、検出さ
れた最大振幅に基づいて長期的な振幅特性を求める回路
部と、振幅特性に応じてゲインコントロール信号を発生
する回路部との３つの回路部によつて構成されている。
生ＲＦ信号Ｓ１の最大振幅を検出する回路部と、検出さ
れた最大振幅に基づいて長期的な振幅特性を求める回路
部と、振幅特性に応じてゲインコントロール信号を発生
する回路部との３つの回路部によつて構成されている。
【０１２７】まず再生ＲＦ信号Ｓ１の最大振幅を検出す
る回路部から説明する。この回路部の初段に位置する比
較回路３１は整流出力Ｓ５０を非反転入力端に入力し、
ラツチ回路３２から反転入力端に入力されるラツチ出力
Ｓ５１（図４１（Ｇ））といずれが大きいか比較するの
に用いる。整流出力Ｓ５０の値の方が大きい場合、比較
回路３１は比較出力Ｓ５２（図４１（Ｅ））を「Ｈ」レ
ベルに立ち上げて出力する。
る回路部から説明する。この回路部の初段に位置する比
較回路３１は整流出力Ｓ５０を非反転入力端に入力し、
ラツチ回路３２から反転入力端に入力されるラツチ出力
Ｓ５１（図４１（Ｇ））といずれが大きいか比較するの
に用いる。整流出力Ｓ５０の値の方が大きい場合、比較
回路３１は比較出力Ｓ５２（図４１（Ｅ））を「Ｈ」レ
ベルに立ち上げて出力する。
【０１２８】比較出力Ｓ５２が入力されるスイツチ回路
３３はタイミング発生回路３４から与えられる制御信号
Ｓ５３（図４１（Ｄ））によつて制御され、制御信号Ｓ
５３によつて指定された期間のみ比較出力Ｓ５２を出力
端子から出力するようになされている。この例の場合、
制御信号Ｓ５３が「Ｈ」レベルに立ち上がつている期間
がこの期間に相当する。
３３はタイミング発生回路３４から与えられる制御信号
Ｓ５３（図４１（Ｄ））によつて制御され、制御信号Ｓ
５３によつて指定された期間のみ比較出力Ｓ５２を出力
端子から出力するようになされている。この例の場合、
制御信号Ｓ５３が「Ｈ」レベルに立ち上がつている期間
がこの期間に相当する。
【０１２９】例えば図４１（Ａ）に示す再生ＲＦ信号Ｓ
１の場合には、サブコードエリアＡＲ１とＰＣＭ（puls
e code modulation ）コードエリアＡＲ３とがこの期間
に当たる。因にＡＲ２はＡＴＦ（automatic track find
ing ）パイロツト信号エリアである。
１の場合には、サブコードエリアＡＲ１とＰＣＭ（puls
e code modulation ）コードエリアＡＲ３とがこの期間
に当たる。因にＡＲ２はＡＴＦ（automatic track find
ing ）パイロツト信号エリアである。
【０１３０】タイミング発生回路３４はヘツド切換信号
であるスイツチングパルスＳＷＰ（図４１（Ｂ））を基
準信号として動作し、制御信号Ｓ５３の他、各種制御信
号をスイツチングパルスＳＷＰを基準に発生するように
なされている。この例の場合、スイツチングパルスＳＷ
Ｐが「Ｌ」レベルである区間がＡヘツドに対応し、
「Ｈ」レベルである区間がＢヘツドに対応する。
であるスイツチングパルスＳＷＰ（図４１（Ｂ））を基
準信号として動作し、制御信号Ｓ５３の他、各種制御信
号をスイツチングパルスＳＷＰを基準に発生するように
なされている。この例の場合、スイツチングパルスＳＷ
Ｐが「Ｌ」レベルである区間がＡヘツドに対応し、
「Ｈ」レベルである区間がＢヘツドに対応する。
【０１３１】因にタイミング発生回路３４はスイツチン
グパルスＳＷＰのエツジタイミングで作成されたリセツ
ト信号Ｓ５４（図４１（Ｃ））をラツチ回路３２に出力
し、再生ヘツドが切り換わるごとにラツチされている値
をリセツトするようになされている。
グパルスＳＷＰのエツジタイミングで作成されたリセツ
ト信号Ｓ５４（図４１（Ｃ））をラツチ回路３２に出力
し、再生ヘツドが切り換わるごとにラツチされている値
をリセツトするようになされている。
【０１３２】スイツチ回路３５はスイツチ回路３３から
与えられるスイツチ切換信号Ｓ５５（図４１（Ｆ））に
基づいてスイツチを切り換え制御する。このスイツチ切
換信号Ｓ５５の信号レベルはピーク検出が不要である期
間と、整流信号Ｓ５０がラツチ出力Ｓ５１より小さい時
点に「Ｌ」レベルに立ち下がり、整流信号Ｓ５０がラツ
チ出力Ｓ５１より大きい時点に「Ｈ」レベルに立ち上が
る。
与えられるスイツチ切換信号Ｓ５５（図４１（Ｆ））に
基づいてスイツチを切り換え制御する。このスイツチ切
換信号Ｓ５５の信号レベルはピーク検出が不要である期
間と、整流信号Ｓ５０がラツチ出力Ｓ５１より小さい時
点に「Ｌ」レベルに立ち下がり、整流信号Ｓ５０がラツ
チ出力Ｓ５１より大きい時点に「Ｈ」レベルに立ち上が
る。
【０１３３】スイツチ回路３５はスイツチ切換信号Ｓ５
５が「Ｈ」レベルのとき（すなわち整流信号Ｓ５０がラ
ツチ出力Ｓ５１より大きいとき）、整流信号Ｓ５０をラ
ツチ回路３２に与えて保持されている値を更新する。こ
れら一連の動作によつてラツチ回路３２は各再生ヘツド
から再生される信号振幅の最大値を取り込むことができ
るようになされている。
５が「Ｈ」レベルのとき（すなわち整流信号Ｓ５０がラ
ツチ出力Ｓ５１より大きいとき）、整流信号Ｓ５０をラ
ツチ回路３２に与えて保持されている値を更新する。こ
れら一連の動作によつてラツチ回路３２は各再生ヘツド
から再生される信号振幅の最大値を取り込むことができ
るようになされている。
【０１３４】次にラツチ回路３２に取り込まれている最
大振幅に基づいて長期的な振幅特性を求める回路部につ
いて説明する。スイツチ回路３６は入力端子に入力され
るラツチ出力Ｓ５１をスイツチングパルスＳＷＰのレベ
ルが切り換わるごとに一方の出力端子から他方の出力端
子に振り分けるようになされている。
大振幅に基づいて長期的な振幅特性を求める回路部につ
いて説明する。スイツチ回路３６は入力端子に入力され
るラツチ出力Ｓ５１をスイツチングパルスＳＷＰのレベ
ルが切り換わるごとに一方の出力端子から他方の出力端
子に振り分けるようになされている。
【０１３５】ローパスフイルタ３７は制御パルスＳ５６
（図４１（Ｈ））が立ち上がる（すなわちＡヘツドのピ
ークサーチが終了した時点）ごとに新たなラツチ出力Ｓ
５１（最大振幅）をスイツチ回路３６を介して取り込
み、複数トラツクに亘つて検出された最大出力を平滑し
て出力するようになされている。
（図４１（Ｈ））が立ち上がる（すなわちＡヘツドのピ
ークサーチが終了した時点）ごとに新たなラツチ出力Ｓ
５１（最大振幅）をスイツチ回路３６を介して取り込
み、複数トラツクに亘つて検出された最大出力を平滑し
て出力するようになされている。
【０１３６】一方、ローパスフイルタ３８は制御パルス
Ｓ５７（図４１（Ｉ））が立ち上がる（すなわちＢヘツ
ドのピークサーチが終了した時点）ごとに新たなラツチ
出力Ｓ５１（最大振幅）をスイツチ回路３６を介して取
り込み、複数トラツクに亘つて検出された最大出力を平
滑して出力するようになされている。
Ｓ５７（図４１（Ｉ））が立ち上がる（すなわちＢヘツ
ドのピークサーチが終了した時点）ごとに新たなラツチ
出力Ｓ５１（最大振幅）をスイツチ回路３６を介して取
り込み、複数トラツクに亘つて検出された最大出力を平
滑して出力するようになされている。
【０１３７】ところでローパスフイルタ３７及び３８の
データレートはドラム１回転につき１回（３３〔Hz〕）
と遅いため、図のように専用の集積回路でなく、サーボ
制御用マイクロコンピユータ内の信号処理によつて実現
することもできる。ただし再生開始時はなるべく速い応
答が求められるので、ローパスフイルタ３７及び３８の
時定数は再生開始以降しばらくのあいだ短くする。
データレートはドラム１回転につき１回（３３〔Hz〕）
と遅いため、図のように専用の集積回路でなく、サーボ
制御用マイクロコンピユータ内の信号処理によつて実現
することもできる。ただし再生開始時はなるべく速い応
答が求められるので、ローパスフイルタ３７及び３８の
時定数は再生開始以降しばらくのあいだ短くする。
【０１３８】スイツチ回路３９は各ローパスフイルタ３
７及び３８から入力された平滑出力Ｓ５８及びＳ５９を
２つの入力端に入力し、スイツチングパルスＳＷＰの信
号レベルが切り換わるごとに各ヘツドの長期的な振幅特
性を平滑出力Ｓ５８又はＳ５９を出力するようになされ
ている。
７及び３８から入力された平滑出力Ｓ５８及びＳ５９を
２つの入力端に入力し、スイツチングパルスＳＷＰの信
号レベルが切り換わるごとに各ヘツドの長期的な振幅特
性を平滑出力Ｓ５８又はＳ５９を出力するようになされ
ている。
【０１３９】続いて振幅特性に基づいてゲインコントロ
ール信号を発生する回路部について説明する。減算器４
０はスイツチ回路３９から入力された平滑出力Ｓ５８又
はＳ５９より基準電圧Ｖref を減算してアンプ４１に出
力するようになされている。アンプ４１は減算出力に所
定のフイードバツクゲインαを乗算し、乗算結果をリミ
ツタ４２に出力するのに用いる。
ール信号を発生する回路部について説明する。減算器４
０はスイツチ回路３９から入力された平滑出力Ｓ５８又
はＳ５９より基準電圧Ｖref を減算してアンプ４１に出
力するようになされている。アンプ４１は減算出力に所
定のフイードバツクゲインαを乗算し、乗算結果をリミ
ツタ４２に出力するのに用いる。
【０１４０】リミツタ４２は乗算出力の振幅に一定の制
限を加えて無信号時においてもＡ／Ｄ変換器の基準電圧
が不必要なまでに低下しないようになされている。すな
わちＡ／Ｄ変換ゲインが上昇しすぎることによつてノイ
ズまでＡ／Ｄ変換されないようになされている。
限を加えて無信号時においてもＡ／Ｄ変換器の基準電圧
が不必要なまでに低下しないようになされている。すな
わちＡ／Ｄ変換ゲインが上昇しすぎることによつてノイ
ズまでＡ／Ｄ変換されないようになされている。
【０１４１】デイジタルアナログ（Ｄ／Ａ（digital／a
nalog））変換回路４３はリミツタ４２を通過した乗算
出力をアナログ信号Ｓ６０（図４１（Ｊ））に変換する
ようになされている。この回路例の場合、Ｄ／Ａ変換回
路４３はアナログ信号Ｓ６０をＡ／Ｄ変換回路の基準電
圧設定端子に出力し、ダイナミツクレンジを可変するよ
うになされている。
nalog））変換回路４３はリミツタ４２を通過した乗算
出力をアナログ信号Ｓ６０（図４１（Ｊ））に変換する
ようになされている。この回路例の場合、Ｄ／Ａ変換回
路４３はアナログ信号Ｓ６０をＡ／Ｄ変換回路の基準電
圧設定端子に出力し、ダイナミツクレンジを可変するよ
うになされている。
【０１４２】因にＤ／Ａ変換回路４３の変換精度は比較
的小さいもので良い。これは本回路の時定数は遅くても
一向にかまわないことによる。これはＤ／Ａ変換回路４
３が変換対象とするデータはローパスフイルタ３７及び
３８から入力されるデータであるからである。従つてＤ
／Ａ変換回路４３の回路構成であるが高い精度はいらな
いので図４２に記したような簡単な回路で済む。精度は
４ビツトもあれば充分である。
的小さいもので良い。これは本回路の時定数は遅くても
一向にかまわないことによる。これはＤ／Ａ変換回路４
３が変換対象とするデータはローパスフイルタ３７及び
３８から入力されるデータであるからである。従つてＤ
／Ａ変換回路４３の回路構成であるが高い精度はいらな
いので図４２に記したような簡単な回路で済む。精度は
４ビツトもあれば充分である。
【０１４３】以上の構成において、最大振幅検出回路３
０の概略動作を説明する。まずＡヘツドの感度がＢヘツ
ドの再生感度よりも低い場合について説明する。このと
きラツチ回路３２にラツチされる整流出力Ｓ５０の最大
値もＡヘツドの出力の方がＢヘツドの出力に比して小さ
く現れる。この結果、Ａヘツドで再生された最大振幅を
複数トラツクに亘つて平滑した平滑出力Ｓ５８もＢヘツ
ドに対応する平滑出力Ｓ５９に比して小さくなる。
０の概略動作を説明する。まずＡヘツドの感度がＢヘツ
ドの再生感度よりも低い場合について説明する。このと
きラツチ回路３２にラツチされる整流出力Ｓ５０の最大
値もＡヘツドの出力の方がＢヘツドの出力に比して小さ
く現れる。この結果、Ａヘツドで再生された最大振幅を
複数トラツクに亘つて平滑した平滑出力Ｓ５８もＢヘツ
ドに対応する平滑出力Ｓ５９に比して小さくなる。
【０１４４】この結果、アナログ信号Ｓ６０の電圧もＡ
ヘツドの区間に対応する電圧がＢヘツドの区間に対応す
る電圧より小さく現れる。これによりＡヘツドの区間で
はＢヘツドの区間に比してＡ／Ｄ変換回路の基準電圧が
適応的に下がり、Ａ／Ｄ変換回路のダイナミツクレンジ
が狭まる。この結果、Ａヘツドの区間においてダイナミ
ツクレンジを有効利用することができ、再生感度に起因
した量子化誤差を小さくすることができる。
ヘツドの区間に対応する電圧がＢヘツドの区間に対応す
る電圧より小さく現れる。これによりＡヘツドの区間で
はＢヘツドの区間に比してＡ／Ｄ変換回路の基準電圧が
適応的に下がり、Ａ／Ｄ変換回路のダイナミツクレンジ
が狭まる。この結果、Ａヘツドの区間においてダイナミ
ツクレンジを有効利用することができ、再生感度に起因
した量子化誤差を小さくすることができる。
【０１４５】同様に、同一装置内に用いられているヘツ
ド間の再生感度ばらつきだけでなく、再生装置間におけ
るヘツドの再生感度ばらつきについても同様の動作によ
つて量子化誤差を小さくすることができる。また使用す
るメデイアによつて再生出力に出力差がある場合にもこ
の動作によつて同じ効果を得ることができる。
ド間の再生感度ばらつきだけでなく、再生装置間におけ
るヘツドの再生感度ばらつきについても同様の動作によ
つて量子化誤差を小さくすることができる。また使用す
るメデイアによつて再生出力に出力差がある場合にもこ
の動作によつて同じ効果を得ることができる。
【０１４６】ところで図４０に示す最大振幅検出回路３
０は検出された長期的な振幅の傾向に基づくアナログ信
号Ｓ６０によつてＡ／Ｄ変換回路のダイナミツクレンジ
を可変させるものであるが、Ａ／Ｄ変換回路の前段に設
けられているＶＣＡ回路の利得を制御することもでき
る。この制御によつて再生ＲＦ信号Ｓ１の振幅を増減す
ることによつてもＡ／Ｄ変換回路のダイナミツクレンジ
を有効利用することができる。
０は検出された長期的な振幅の傾向に基づくアナログ信
号Ｓ６０によつてＡ／Ｄ変換回路のダイナミツクレンジ
を可変させるものであるが、Ａ／Ｄ変換回路の前段に設
けられているＶＣＡ回路の利得を制御することもでき
る。この制御によつて再生ＲＦ信号Ｓ１の振幅を増減す
ることによつてもＡ／Ｄ変換回路のダイナミツクレンジ
を有効利用することができる。
【０１４７】このＶＣＡ回路の利得調整回路に用いられ
る最大振幅検出回路３０Ａの構成を図４０との対応部分
に同一符号を付して示す図４３に示す。この最大振幅検
出回路３０Ａは減算回路４０Ａの入力端の極性を除いて
上述の最大振幅検出回路３０と同様の構成を有してい
る。すなわちスイツチ回路３９から出力される平滑出力
Ｓ５８又はＳ５９を基準電圧Ｖref から引き算すること
を除いて同様である。
る最大振幅検出回路３０Ａの構成を図４０との対応部分
に同一符号を付して示す図４３に示す。この最大振幅検
出回路３０Ａは減算回路４０Ａの入力端の極性を除いて
上述の最大振幅検出回路３０と同様の構成を有してい
る。すなわちスイツチ回路３９から出力される平滑出力
Ｓ５８又はＳ５９を基準電圧Ｖref から引き算すること
を除いて同様である。
【０１４８】すなわちＤ／Ａ変換回路４３から出力され
るアナログ信号Ｓ６１は上述した最大振幅検出回路３０
から出力されるアナログ信号Ｓ６０に対して逆特性とな
ることを除いて同じである。このように出力の大きいヘ
ツドが再生している期間では利得を小さくするように制
御し、出力の小さいヘツドが再生している期間では利得
を大きくするように制御できることによりメデイアや再
生ヘツドの再生感度に応じて異なる静的な特性に起因し
た量子化誤差も小さくすることができる。
るアナログ信号Ｓ６１は上述した最大振幅検出回路３０
から出力されるアナログ信号Ｓ６０に対して逆特性とな
ることを除いて同じである。このように出力の大きいヘ
ツドが再生している期間では利得を小さくするように制
御し、出力の小さいヘツドが再生している期間では利得
を大きくするように制御できることによりメデイアや再
生ヘツドの再生感度に応じて異なる静的な特性に起因し
た量子化誤差も小さくすることができる。
【０１４９】（１−２−２）光デイスク再生装置用回路
前項では磁気再生装置用回路に用いる最大振幅検出回路
について述べたが、複数の磁気ヘツドを切り換えて使用
する必要のない光デイスク再生装置の場合には最大振幅
検出回路の構成をさらに簡易化できる。その構成を図４
０との対応部分に同一符号を付して示す図４４に示す。
この最大振幅検出回路３０Ｂは最大振幅に基づいて長期
的な振幅特性を求める回路部の構成が異なつていること
を除いて同様の構成を有している。
について述べたが、複数の磁気ヘツドを切り換えて使用
する必要のない光デイスク再生装置の場合には最大振幅
検出回路の構成をさらに簡易化できる。その構成を図４
０との対応部分に同一符号を付して示す図４４に示す。
この最大振幅検出回路３０Ｂは最大振幅に基づいて長期
的な振幅特性を求める回路部の構成が異なつていること
を除いて同様の構成を有している。
【０１５０】すなわち最大振幅の平滑手段はローパスフ
イルタ３７の１個だけで良く、スイツチ回路３６及び３
９も必要としない。因にこの光デイスク再生装置の場
合、ヘツドの切り換え動作を必要としないためスイツチ
ングパルスＳＷＰに相当する信号はない。従つて最大振
幅を検出する期間は任意に決定して良い。
イルタ３７の１個だけで良く、スイツチ回路３６及び３
９も必要としない。因にこの光デイスク再生装置の場
合、ヘツドの切り換え動作を必要としないためスイツチ
ングパルスＳＷＰに相当する信号はない。従つて最大振
幅を検出する期間は任意に決定して良い。
【０１５１】この例ではピークサーチ期間設定信号Ｓse
archによつて設定するものとする。この構成によつても
上述の最大振幅検出回路３０、３０Ａと同様の効果を得
ることができる。
archによつて設定するものとする。この構成によつても
上述の最大振幅検出回路３０、３０Ａと同様の効果を得
ることができる。
【０１５２】（２）応用例
ここでは前項までに説明した主要回路を組み合わせたデ
ータ再生装置の回路構成について説明する。因に次項以
降の応用例では記録媒体から再生された再生ＲＦ信号Ｓ
１はパーシヤルレスポンスＰＲ（１，１）方式によつて
波形等化されるものとする。すなわち３値波形に波形整
形された信号を扱うものとする。
ータ再生装置の回路構成について説明する。因に次項以
降の応用例では記録媒体から再生された再生ＲＦ信号Ｓ
１はパーシヤルレスポンスＰＲ（１，１）方式によつて
波形等化されるものとする。すなわち３値波形に波形整
形された信号を扱うものとする。
【０１５３】（２−１）第１の応用例
図４５において５０は全体としてデイジタルＶＴＲやデ
イジタルオーデイオテープレコーダの再生系を示してい
る。Ａヘツド及びＢヘツドの２つのヘツドによつて再生
された再生ＲＦ信号Ｓ１はヘツドアンプ５１Ａ及び５１
Ｂを介して増幅され、スイツチ回路５２を介してクロツ
ク再生ブロツクと信号処理ブロツクにそれぞれ与えられ
るようになされている。
イジタルオーデイオテープレコーダの再生系を示してい
る。Ａヘツド及びＢヘツドの２つのヘツドによつて再生
された再生ＲＦ信号Ｓ１はヘツドアンプ５１Ａ及び５１
Ｂを介して増幅され、スイツチ回路５２を介してクロツ
ク再生ブロツクと信号処理ブロツクにそれぞれ与えられ
るようになされている。
【０１５４】ここでクロツク再生ブロツクを構成する等
化回路５３とＰＬＬ回路５４はこの再生ＲＦ信号Ｓ１か
らチヤネルクロツクＣＬＫを再生し、破線で示す装置内
の各回路に基準クロツクとして供給するようになされて
いる。一方、信号処理ブロツクの初段に位置するバイア
ス電圧設定回路５５はカツプリングコンデンサＣ１を介
して再生ＲＦ信号Ｓ１を取り込み、バイアス電圧を与え
直すようになされている。これにより再生ＲＦ信号Ｓ１
の０〔Ｖ〕がＡ／Ｄ変換回路５６におけるダイナミツク
レンジの中央値に合わせ込まれる。
化回路５３とＰＬＬ回路５４はこの再生ＲＦ信号Ｓ１か
らチヤネルクロツクＣＬＫを再生し、破線で示す装置内
の各回路に基準クロツクとして供給するようになされて
いる。一方、信号処理ブロツクの初段に位置するバイア
ス電圧設定回路５５はカツプリングコンデンサＣ１を介
して再生ＲＦ信号Ｓ１を取り込み、バイアス電圧を与え
直すようになされている。これにより再生ＲＦ信号Ｓ１
の０〔Ｖ〕がＡ／Ｄ変換回路５６におけるダイナミツク
レンジの中央値に合わせ込まれる。
【０１５５】Ａ／Ｄ変換回路５６は入力された再生ＲＦ
信号Ｓ１をデイジタルデータにＡ／Ｄ変換し、これをＡ
／Ｄ変換出力として出力する。この例の場合、Ａ／Ｄ変
換回路５６の後段にはハイパスフイルタ５７が設けられ
ている。このハイパスフイルタ５７によつて直流オフセ
ツトを打ち消すことができる。従つてバイアス電圧設定
回路５５におけるバイアス電圧の精度はラフで良く、温
度補償をする必要はない。
信号Ｓ１をデイジタルデータにＡ／Ｄ変換し、これをＡ
／Ｄ変換出力として出力する。この例の場合、Ａ／Ｄ変
換回路５６の後段にはハイパスフイルタ５７が設けられ
ている。このハイパスフイルタ５７によつて直流オフセ
ツトを打ち消すことができる。従つてバイアス電圧設定
回路５５におけるバイアス電圧の精度はラフで良く、温
度補償をする必要はない。
【０１５６】ハイパスフイルタ５７を通過したＡ／Ｄ変
換出力はデイジタル回路として構成された等化回路５８
に入力され、波形等化される。この等化回路５８によつ
てＡ／Ｄ変換出力は３値の波形に等化され、エンベロー
プ作成回路１１に与えられる。このエンベロープ作成回
路１１は前項までに主要回路として説明した回路であ
り、仮検出回路１２とエンベロープ抽出回路１３との組
み合わせによつて構成されてものである。内部構成は単
層型のものであつても良く、階層処理型のものであつて
も良い。
換出力はデイジタル回路として構成された等化回路５８
に入力され、波形等化される。この等化回路５８によつ
てＡ／Ｄ変換出力は３値の波形に等化され、エンベロー
プ作成回路１１に与えられる。このエンベロープ作成回
路１１は前項までに主要回路として説明した回路であ
り、仮検出回路１２とエンベロープ抽出回路１３との組
み合わせによつて構成されてものである。内部構成は単
層型のものであつても良く、階層処理型のものであつて
も良い。
【０１５７】検出回路５９はエンベロープ作成回路１１
から与えられるエンベロープ波形Ｓ１１Ａをしきい値生
成回路（図示せず）に入力して分圧することによりしき
い値を作り、このしきい値を基にＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１
Ｂの各ビツト値を検出するようになされている。ここで
検出回路５９の検出方法としてはビツトごとに値を特定
する検出方法であつても良く、またビタビ復号を用いた
検出方法であつても良い。
から与えられるエンベロープ波形Ｓ１１Ａをしきい値生
成回路（図示せず）に入力して分圧することによりしき
い値を作り、このしきい値を基にＡ／Ｄ変換出力Ｓ１１
Ｂの各ビツト値を検出するようになされている。ここで
検出回路５９の検出方法としてはビツトごとに値を特定
する検出方法であつても良く、またビタビ復号を用いた
検出方法であつても良い。
【０１５８】検出回路５９によつて検出されたデータは
エラー訂正回路６０によつて誤り訂正された後、Ｄ／Ａ
変換回路６１によつてオーデイオ信号に変換される。こ
のオーデイオ信号はアンプ６２で増幅された後、スピー
カ６３から楽音として再生される。
エラー訂正回路６０によつて誤り訂正された後、Ｄ／Ａ
変換回路６１によつてオーデイオ信号に変換される。こ
のオーデイオ信号はアンプ６２で増幅された後、スピー
カ６３から楽音として再生される。
【０１５９】このように再生系５０はエンベロープ波形
を振幅変調に対して迅速かつ正確に追従させることがで
きるエンベロープ作成回路１１を用いて検出回路５９に
おけるしきい値を作成することにより、符号識別精度を
従来に比して一段と高めることができる。これにより品
質の高い楽音をスピーカから再生することができる。
を振幅変調に対して迅速かつ正確に追従させることがで
きるエンベロープ作成回路１１を用いて検出回路５９に
おけるしきい値を作成することにより、符号識別精度を
従来に比して一段と高めることができる。これにより品
質の高い楽音をスピーカから再生することができる。
【０１６０】（２−２）第２の応用例
図４５との対応部分に同一符号を付して示す図４６にお
いて、再生系５０Ａは等化回路５８をアナログ回路構成
とし、エンベロープ作成回路１１の前段ではなくバイア
ス電圧設定回路５５の前段に設けることを除いて同様の
構成を有している。従つてこの場合にも、第１の応用例
の場合と同様の効果を実現することができる。
いて、再生系５０Ａは等化回路５８をアナログ回路構成
とし、エンベロープ作成回路１１の前段ではなくバイア
ス電圧設定回路５５の前段に設けることを除いて同様の
構成を有している。従つてこの場合にも、第１の応用例
の場合と同様の効果を実現することができる。
【０１６１】（２−３）第３の応用例
図４５との対応部分に同一符号を付して示す図４７にお
いて、再生系５０Ｂはエンベロープ作成回路１１で作成
されたエンベロープ波形Ｓ１１Ａを検出回路５９のしき
い値に用いるのではなく、検出回路５９の前段に設けら
れたＶＣＡ６４の利得調整に用いることを特徴としてい
る。
いて、再生系５０Ｂはエンベロープ作成回路１１で作成
されたエンベロープ波形Ｓ１１Ａを検出回路５９のしき
い値に用いるのではなく、検出回路５９の前段に設けら
れたＶＣＡ６４の利得調整に用いることを特徴としてい
る。
【０１６２】すなわち再生系５０Ｂはエンベロープ作成
回路１１で作成されたエンベロープ波形Ｓ１１Ａを減算
回路６５に出力し、エンベロープ波形Ｓ１１Ａを基準電
圧Ｖref1から引くことによつて利得制御信号を生成する
ようになされている。このとき減算回路６５の差分で与
えられる利得制御信号はエンベロープ波形Ｓ１１Ａが大
きくなつたとき小さくなり、エンベロープ波形Ｓ１１Ａ
が小さくなつたとき大きくなる。
回路１１で作成されたエンベロープ波形Ｓ１１Ａを減算
回路６５に出力し、エンベロープ波形Ｓ１１Ａを基準電
圧Ｖref1から引くことによつて利得制御信号を生成する
ようになされている。このとき減算回路６５の差分で与
えられる利得制御信号はエンベロープ波形Ｓ１１Ａが大
きくなつたとき小さくなり、エンベロープ波形Ｓ１１Ａ
が小さくなつたとき大きくなる。
【０１６３】従つてＶＣＡ回路６４は、振幅変動によつ
て振幅が基準値よりも一時的に小さくなつた場合にはＡ
／Ｄ変換出力Ｓ１１Ｂの振幅を大きくして出力し、振幅
変動によつて振幅が一時的に大きくなつた場合にはＡ／
Ｄ変換出力Ｓ１１Ｂの振幅を小さくして出力する。これ
により検出回路５９には振幅変動のないＡ／Ｄ変換出力
Ｓ１１Ｂが入力されることになる。従つてこの場合には
検出回路５９のしきい値は固定値（ 0.5〔Ｖ〕）で良
い。これにより検出回路５９における符号識別精度は従
来に比して一段と向上し、スピーカから品質の高い楽音
を再生することができる。
て振幅が基準値よりも一時的に小さくなつた場合にはＡ
／Ｄ変換出力Ｓ１１Ｂの振幅を大きくして出力し、振幅
変動によつて振幅が一時的に大きくなつた場合にはＡ／
Ｄ変換出力Ｓ１１Ｂの振幅を小さくして出力する。これ
により検出回路５９には振幅変動のないＡ／Ｄ変換出力
Ｓ１１Ｂが入力されることになる。従つてこの場合には
検出回路５９のしきい値は固定値（ 0.5〔Ｖ〕）で良
い。これにより検出回路５９における符号識別精度は従
来に比して一段と向上し、スピーカから品質の高い楽音
を再生することができる。
【０１６４】（２−４）第４の応用例
図４７との対応部分に同一符号を付して示す図４８にお
いて、再生系５０Ｃは等化回路５８をアナログ回路構成
とし、エンベロープ作成回路１１の前段ではなくバイア
ス電圧設定回路５５の前段に設けたことを除いて同様の
構成を有している。この回路の処理動作もバイアス電圧
設定回路５５に入力される時点で再生ＲＦ信号Ｓ１が３
値波形に等化されていることを除いて同じである。この
ようにしても従来に比して一段と符号識別精度を向上さ
せることができ、品質の高い楽音を再生することができ
る。
いて、再生系５０Ｃは等化回路５８をアナログ回路構成
とし、エンベロープ作成回路１１の前段ではなくバイア
ス電圧設定回路５５の前段に設けたことを除いて同様の
構成を有している。この回路の処理動作もバイアス電圧
設定回路５５に入力される時点で再生ＲＦ信号Ｓ１が３
値波形に等化されていることを除いて同じである。この
ようにしても従来に比して一段と符号識別精度を向上さ
せることができ、品質の高い楽音を再生することができ
る。
【０１６５】（２−５）第５の応用例
図４５との対応部分に同一符号を付して示す図４９にお
いて、再生系５０Ｄは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に対応する機能を付加した
ことを除いて同様の構成を有している。
いて、再生系５０Ｄは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に対応する機能を付加した
ことを除いて同様の構成を有している。
【０１６６】このため再生系５０Ｄではハイパスフイル
タ５７を通過したＡ／Ｄ変換出力を両波整流回路６６に
与えて両波整流し、この整流出力Ｓ５０を最大振幅検出
回路３０に与える。そしてこの最大振幅検出回路３０に
よつてＡヘツド及びＢヘツドに対応する最大振幅の静的
な特性を検出し、アナログ信号Ｓ６０によつてＡ／Ｄ変
換回路５６のダイナミツクレンジを可変する。
タ５７を通過したＡ／Ｄ変換出力を両波整流回路６６に
与えて両波整流し、この整流出力Ｓ５０を最大振幅検出
回路３０に与える。そしてこの最大振幅検出回路３０に
よつてＡヘツド及びＢヘツドに対応する最大振幅の静的
な特性を検出し、アナログ信号Ｓ６０によつてＡ／Ｄ変
換回路５６のダイナミツクレンジを可変する。
【０１６７】これにより後段の検出回路５９は量子化誤
差の少ないＡ／Ｄ変換出力についてビツト値を検出でき
る。しかもしきい値はエンベロープ作成回路１１によつ
て作成したエンベロープ波形Ｓ１１Ａを用いるため突発
的な振幅変動についても強い再生系を実現できる。これ
により従来に比して一段と符号識別精度が高く、品質の
高い楽音の再生を実現することができる。
差の少ないＡ／Ｄ変換出力についてビツト値を検出でき
る。しかもしきい値はエンベロープ作成回路１１によつ
て作成したエンベロープ波形Ｓ１１Ａを用いるため突発
的な振幅変動についても強い再生系を実現できる。これ
により従来に比して一段と符号識別精度が高く、品質の
高い楽音の再生を実現することができる。
【０１６８】（２−６）第６の応用例
図４９との対応部分に同一符号を付して示す図５０にお
いて、再生系５０Ｅは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に、等化回路５８をバイア
ス電圧設定回路５５の前段に設けたことを除いて同様の
構成を有している。
いて、再生系５０Ｅは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に、等化回路５８をバイア
ス電圧設定回路５５の前段に設けたことを除いて同様の
構成を有している。
【０１６９】すなわちエンベロープ作成回路１１の構成
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｄの場合と同様、検出回路５９にお
ける符号識別精度を一段と高めることができ、従来に比
して品質の高い楽音を再生することができる。
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｄの場合と同様、検出回路５９にお
ける符号識別精度を一段と高めることができ、従来に比
して品質の高い楽音を再生することができる。
【０１７０】（２−７）第７の応用例
図４７との対応部分に同一符号を付して示す図５１にお
いて、再生系５０Ｆは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に対応する機能を付加した
ことを除いて同様の構成を有している。
いて、再生系５０Ｆは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に対応する機能を付加した
ことを除いて同様の構成を有している。
【０１７１】このため再生系５０Ｆではハイパスフイル
タ５７を通過したＡ／Ｄ変換出力を両波整流回路６６に
与えて両波整流し、この整流出力Ｓ５０を最大振幅検出
回路３０に与える。そしてこの最大振幅検出回路３０に
よつてＡヘツド及びＢヘツドに対応する最大振幅の静的
な特性を検出し、Ａ／Ｄ変換回路５６のダイナミツクレ
ンジがＡ／Ｄ変換出力信号の振幅とほぼ同じになるよう
に可変する。
タ５７を通過したＡ／Ｄ変換出力を両波整流回路６６に
与えて両波整流し、この整流出力Ｓ５０を最大振幅検出
回路３０に与える。そしてこの最大振幅検出回路３０に
よつてＡヘツド及びＢヘツドに対応する最大振幅の静的
な特性を検出し、Ａ／Ｄ変換回路５６のダイナミツクレ
ンジがＡ／Ｄ変換出力信号の振幅とほぼ同じになるよう
に可変する。
【０１７２】これにより後段の検出回路５９は量子化誤
差の少ないＡ／Ｄ変換出力を入力できる。しかもこのと
きビツト値の検出に用いられるしきい値はエンベロープ
作成回路１１によつて作成したエンベロープ波形Ｓ１１
Ａを基に作成されたものであるため突発的な振幅変動に
対しても強い再生系を実現できる。これにより従来に比
して一段と符号識別精度を高めることができ、品質の高
い楽音を再生することができる。
差の少ないＡ／Ｄ変換出力を入力できる。しかもこのと
きビツト値の検出に用いられるしきい値はエンベロープ
作成回路１１によつて作成したエンベロープ波形Ｓ１１
Ａを基に作成されたものであるため突発的な振幅変動に
対しても強い再生系を実現できる。これにより従来に比
して一段と符号識別精度を高めることができ、品質の高
い楽音を再生することができる。
【０１７３】（２−８）第８の応用例
図５１との対応部分に同一符号を付して示す図５２にお
いて、再生系５０Ｇは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に、等化回路５８をアナロ
グ回路としてバイアス電圧設定回路５５の前段に設けた
ことを除いて同様の構成を有している。
いて、再生系５０Ｇは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に、等化回路５８をアナロ
グ回路としてバイアス電圧設定回路５５の前段に設けた
ことを除いて同様の構成を有している。
【０１７４】すなわちエンベロープ作成回路１１の構成
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｆの場合と同様、検出回路５９にお
ける符号識別精度を一段と高めることができ、従来に比
して品質の高い楽音をスピーカより再生することができ
る。
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｆの場合と同様、検出回路５９にお
ける符号識別精度を一段と高めることができ、従来に比
して品質の高い楽音をスピーカより再生することができ
る。
【０１７５】（２−９）第９の応用例
図４９との対応部分に同一符号を付して示す図５３にお
いて、再生系５０Ｈは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に基づいてバイアス電圧設
定回路５５の前段に設けられたＶＣＡ回路６７の利得を
制御することを除いて同様の構成を有している。従つて
この例の場合には最大振幅検出回路として図４３に示す
最大振幅検出回路３０Ａを用いる。
いて、再生系５０Ｈは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に基づいてバイアス電圧設
定回路５５の前段に設けられたＶＣＡ回路６７の利得を
制御することを除いて同様の構成を有している。従つて
この例の場合には最大振幅検出回路として図４３に示す
最大振幅検出回路３０Ａを用いる。
【０１７６】この最大振幅検出回路３０Ａの制御によつ
てＡ／Ｄ変換回路５６に入力される再生ＲＦ信号Ｓ１の
振幅はほぼダイナミツクレンジに合わせることができ
る。これにより後段の検出回路５９に量子化誤差の少な
いＡ／Ｄ変換出力を与えることができる。しかもビツト
値の検出に用いるしきい値はエンベロープ作成回路１１
によつて作成したエンベロープ波形Ｓ１１Ａを基に作成
されるため突発的な振幅変動についても強い再生系を実
現できる。これにより検出回路５９における符号識別精
度を従来に比して一段と高めることができ、品質の高い
楽音を再生することができる。
てＡ／Ｄ変換回路５６に入力される再生ＲＦ信号Ｓ１の
振幅はほぼダイナミツクレンジに合わせることができ
る。これにより後段の検出回路５９に量子化誤差の少な
いＡ／Ｄ変換出力を与えることができる。しかもビツト
値の検出に用いるしきい値はエンベロープ作成回路１１
によつて作成したエンベロープ波形Ｓ１１Ａを基に作成
されるため突発的な振幅変動についても強い再生系を実
現できる。これにより検出回路５９における符号識別精
度を従来に比して一段と高めることができ、品質の高い
楽音を再生することができる。
【０１７７】（２−１０）第１０の応用例
図５３との対応部分に同一符号を付して示す図５４にお
いて、再生系５０Ｉは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に等化回路５８をアナログ
回路としてＶＣＡ回路６７とバイアス電圧設定回路５５
との間に挿入することを除いて同様の構成を有してい
る。
いて、再生系５０Ｉは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に等化回路５８をアナログ
回路としてＶＣＡ回路６７とバイアス電圧設定回路５５
との間に挿入することを除いて同様の構成を有してい
る。
【０１７８】すなわちエンベロープ作成回路１１の構成
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｈの場合と同様、検出回路５９にお
ける符号識別精度を一段と高めることができ、従来に比
して品質の高い楽音を再生することができる。
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｈの場合と同様、検出回路５９にお
ける符号識別精度を一段と高めることができ、従来に比
して品質の高い楽音を再生することができる。
【０１７９】（２−１１）第１１の応用例
図５１との対応部分に同一符号を付して示す図５５にお
いて、再生系５０Ｊは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に基づいてバイアス電圧設
定回路５５の前段に設けられたＶＣＡ回路６７の利得を
制御することを除いて同様の構成を有している。従つて
この例の場合には最大振幅検出回路として図４３に示す
最大振幅検出回路３０Ａを用いる。
いて、再生系５０Ｊは再生ヘツドの再生感度のばらつき
等に起因した静的な振幅変動に基づいてバイアス電圧設
定回路５５の前段に設けられたＶＣＡ回路６７の利得を
制御することを除いて同様の構成を有している。従つて
この例の場合には最大振幅検出回路として図４３に示す
最大振幅検出回路３０Ａを用いる。
【０１８０】この最大振幅検出回路３０Ａの制御によつ
てＡ／Ｄ変換回路５６に入力される再生ＲＦ信号Ｓ１の
振幅はほぼダイナミツクレンジに合わせることができ
る。これにより後段の検出回路５９に量子化誤差の少な
いＡ／Ｄ変換出力を与えることができる。しかも局所的
に生じた振幅の変動はエンベロープ波形Ｓ１１Ａに基づ
いて動作するＶＣＡ回路６４によつて補償されるため検
出回路５９における符号識別精度を従来に比して一段と
高めることができ、品質の高い楽音を再生することがで
きる。
てＡ／Ｄ変換回路５６に入力される再生ＲＦ信号Ｓ１の
振幅はほぼダイナミツクレンジに合わせることができ
る。これにより後段の検出回路５９に量子化誤差の少な
いＡ／Ｄ変換出力を与えることができる。しかも局所的
に生じた振幅の変動はエンベロープ波形Ｓ１１Ａに基づ
いて動作するＶＣＡ回路６４によつて補償されるため検
出回路５９における符号識別精度を従来に比して一段と
高めることができ、品質の高い楽音を再生することがで
きる。
【０１８１】（２−１２）第１２の応用例
図５５との対応部分に同一符号を付して示す図５６にお
いて、再生系５０Ｋは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に、等化回路５８をアナロ
グ回路としてＶＣＡ回路６７とバイアス電圧設定回路５
５との間に挿入することを除いて同様の構成を有してい
る。
いて、再生系５０Ｋは両波整流回路６６をエンベロープ
作成回路１１と共有すると共に、等化回路５８をアナロ
グ回路としてＶＣＡ回路６７とバイアス電圧設定回路５
５との間に挿入することを除いて同様の構成を有してい
る。
【０１８２】すなわちエンベロープ作成回路１１の構成
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｊの場合と同様、検出回路５９の符
号識別精度を一段と高めることができ、従来に比して品
質の高い楽音を再生することができる。
要素であるエンベロープ抽出回路１３に設けられている
両波整流回路１３Ａ１を利用することを除いて同様の構
成を有している。このようにすれば部品点数を削減でき
る。また再生系５０Ｊの場合と同様、検出回路５９の符
号識別精度を一段と高めることができ、従来に比して品
質の高い楽音を再生することができる。
【０１８３】（２−１３）第１３の応用例
図４９との対応部分に同一符号を付して示す図５７にお
いて、５０Ｌは光デイスクからデイジタルデータを再生
する光デイスク再生装置に用いられる再生系を示してい
る。この再生系５０Ｌの場合、磁気ヘツドの場合のよう
なヘツドの切り換えを必要としないため各種のスイツチ
回路が不要である。
いて、５０Ｌは光デイスクからデイジタルデータを再生
する光デイスク再生装置に用いられる再生系を示してい
る。この再生系５０Ｌの場合、磁気ヘツドの場合のよう
なヘツドの切り換えを必要としないため各種のスイツチ
回路が不要である。
【０１８４】従つて光ピツクアツプ６８によつて再生さ
れた再生ＲＦ信号Ｓ１は直接等化回路５３及びＰＬＬ回
路５４に与えられ、チヤネルクロツクが再生されるよう
になされている。また最大振幅検出回路としても図４４
に示す回路構成の最大振幅検出回路３０Ｂが用いられ
る。
れた再生ＲＦ信号Ｓ１は直接等化回路５３及びＰＬＬ回
路５４に与えられ、チヤネルクロツクが再生されるよう
になされている。また最大振幅検出回路としても図４４
に示す回路構成の最大振幅検出回路３０Ｂが用いられ
る。
【０１８５】この回路構成とすることにより、光ピツク
アツプ６８の種類やメデイアに応じて再生ＲＦ信号Ｓ１
の振幅が異なる場合にも、また光ピツクアツプ６８の出
力レベルにばらつきがある場合にもＡ／Ｄ変換回路５６
のダイナミツクレンジを有効利用できるように適応制御
することができる。またノイズの影響等で局所的な振幅
変動があつた場合にもエンベロープ作成回路１１が正確
なエンベロープ波形Ｓ１１Ａを迅速に求めているため検
出回路５９における検出誤差も少なくて済む。以上の構
成によれば、従来に比して一段と符号識別精度を高める
ことができ、品質の高い楽音を再生することができる光
デイスク再生装置を実現することができる。
アツプ６８の種類やメデイアに応じて再生ＲＦ信号Ｓ１
の振幅が異なる場合にも、また光ピツクアツプ６８の出
力レベルにばらつきがある場合にもＡ／Ｄ変換回路５６
のダイナミツクレンジを有効利用できるように適応制御
することができる。またノイズの影響等で局所的な振幅
変動があつた場合にもエンベロープ作成回路１１が正確
なエンベロープ波形Ｓ１１Ａを迅速に求めているため検
出回路５９における検出誤差も少なくて済む。以上の構
成によれば、従来に比して一段と符号識別精度を高める
ことができ、品質の高い楽音を再生することができる光
デイスク再生装置を実現することができる。
【０１８６】（３）他の応用例
なお上述の応用例においては、パーシヤルレスポンスＰ
Ｒ（１，１）方式によつて再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変
換出力Ｓ１１）を波形等化する場合について述べたが、
本発明はこれに限らず、他のパーシヤルレスポンス方式
を用いて等化しても良い。
Ｒ（１，１）方式によつて再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変
換出力Ｓ１１）を波形等化する場合について述べたが、
本発明はこれに限らず、他のパーシヤルレスポンス方式
を用いて等化しても良い。
【０１８７】また上述の応用例においては、パーシヤル
レスポンス方式を用いて再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換
出力Ｓ１１）を波形等化する場合について述べたが、本
発明はこれに限らず、他の方式を用いて波形等化する場
合にも適用し得る。波形方式によらず等化後の多値波形
からビツト値を検出するものに広く適用し得る。
レスポンス方式を用いて再生ＲＦ信号Ｓ１（Ａ／Ｄ変換
出力Ｓ１１）を波形等化する場合について述べたが、本
発明はこれに限らず、他の方式を用いて波形等化する場
合にも適用し得る。波形方式によらず等化後の多値波形
からビツト値を検出するものに広く適用し得る。
【０１８８】さらに上述の応用例においては、光デイス
ク再生装置に用いられる再生系として図５７に示す再生
系５０Ｌを用いる場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、他の回路構成のものを用いても良い。例えば
エンベロープ作成回路１１のみを用い、エンベロープ波
形Ｓ１１Ａによつて検出回路５９のしきい値を生成する
場合や検出回路５９に入力される信号振幅を適応的に可
変するようにしても良い。また最大振幅検出回路３０Ｂ
を併用する場合にもアナログ信号Ｓ６２によつてＡ／Ｄ
変換回路５６のダイナミツクレンジを可変するのではな
くＡ／Ｄ変換回路５６に入力される信号振幅を可変する
ものにも適用し得る。
ク再生装置に用いられる再生系として図５７に示す再生
系５０Ｌを用いる場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、他の回路構成のものを用いても良い。例えば
エンベロープ作成回路１１のみを用い、エンベロープ波
形Ｓ１１Ａによつて検出回路５９のしきい値を生成する
場合や検出回路５９に入力される信号振幅を適応的に可
変するようにしても良い。また最大振幅検出回路３０Ｂ
を併用する場合にもアナログ信号Ｓ６２によつてＡ／Ｄ
変換回路５６のダイナミツクレンジを可変するのではな
くＡ／Ｄ変換回路５６に入力される信号振幅を可変する
ものにも適用し得る。
【０１８９】さらに上述の応用例においては、音声デー
タの再生装置に用いる場合について述べたが、本発明は
これに限らず、映像データの再生装置やコンピユータの
データ等を再生する装置にも適用し得る。
タの再生装置に用いる場合について述べたが、本発明は
これに限らず、映像データの再生装置やコンピユータの
データ等を再生する装置にも適用し得る。
【０１９０】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、仮検出に
よる推定結果に応じて非ゼロであると推定されたサンプ
ル点については推定値から最大符号値に相当する電圧値
を求め、ゼロであると推定されたサンプル点については
当該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保
持するようにしたことにより多値信号（又はアナログデ
イジタル変換出力信号）の振幅変動に安定かつ迅速に追
従するエンベロープ波形を得ることができる。
よる推定結果に応じて非ゼロであると推定されたサンプ
ル点については推定値から最大符号値に相当する電圧値
を求め、ゼロであると推定されたサンプル点については
当該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保
持するようにしたことにより多値信号（又はアナログデ
イジタル変換出力信号）の振幅変動に安定かつ迅速に追
従するエンベロープ波形を得ることができる。
【０１９１】このように求められた応答速度が速くかつ
誤りの少ないエンベロープ波形によつて信号検出回路の
しきい値を生成し、このしきい値を基に多値信号（又は
アナログデイジタル変換出力信号）の符号値を検出する
ことにより局所的な振幅変動があつても符号値を正確に
検出することができるデータ再生装置を容易に実現する
ことができる。
誤りの少ないエンベロープ波形によつて信号検出回路の
しきい値を生成し、このしきい値を基に多値信号（又は
アナログデイジタル変換出力信号）の符号値を検出する
ことにより局所的な振幅変動があつても符号値を正確に
検出することができるデータ再生装置を容易に実現する
ことができる。
【０１９２】またこのようにして求められた応答速度が
速くかつ誤りの少ないエンベロープ波形を信号検出回路
の前段に設けられた利得制御増幅回路の利得制御に用い
て信号検出回路に入力される多値信号（又はアナログデ
イジタル変換出力信号）の振幅変動を補償することによ
り局所的な振幅変動があつても符号値を正確に検出する
ことができるデータ再生装置を容易に実現することがで
きる。
速くかつ誤りの少ないエンベロープ波形を信号検出回路
の前段に設けられた利得制御増幅回路の利得制御に用い
て信号検出回路に入力される多値信号（又はアナログデ
イジタル変換出力信号）の振幅変動を補償することによ
り局所的な振幅変動があつても符号値を正確に検出する
ことができるデータ再生装置を容易に実現することがで
きる。
【０１９３】またアナログデイジタル変換出力信号を一
定期間ピークホールドすることによつて当該期間内にお
けるアナログデイジタル変換出力信号の最大値を検出
し、この最大値を複数期間について平滑した平滑出力を
求めてアナログデイジタル変換回路のダイナミツクレン
ジの制御又はアナログデイジタル変換回路の前段に設け
られた利得制御増幅回路の利得の制御）に用いることに
より再生信号（又は多値信号）の振幅に応じてダイナミ
ツクレンジを適応的に可変することができる（又は再生
信号（又は多値信号）の振幅を適応的に可変することが
できる）。
定期間ピークホールドすることによつて当該期間内にお
けるアナログデイジタル変換出力信号の最大値を検出
し、この最大値を複数期間について平滑した平滑出力を
求めてアナログデイジタル変換回路のダイナミツクレン
ジの制御又はアナログデイジタル変換回路の前段に設け
られた利得制御増幅回路の利得の制御）に用いることに
より再生信号（又は多値信号）の振幅に応じてダイナミ
ツクレンジを適応的に可変することができる（又は再生
信号（又は多値信号）の振幅を適応的に可変することが
できる）。
【０１９４】これによりメデイアの違いや再生感度ばら
つきのために再生信号（又は多値信号）の振幅が低下し
た場合にも、また上昇した場合にもアナログデイジタル
変換回路のダイナミツクレンジを有効利用することがで
き、量子化誤差の少ない多値信号（又はアナログデイジ
タル変換出力信号）を信号検出を実現できるデータ再生
装置を得ることができる。
つきのために再生信号（又は多値信号）の振幅が低下し
た場合にも、また上昇した場合にもアナログデイジタル
変換回路のダイナミツクレンジを有効利用することがで
き、量子化誤差の少ない多値信号（又はアナログデイジ
タル変換出力信号）を信号検出を実現できるデータ再生
装置を得ることができる。
【図１】本発明によるデータ再生装置の主要回路である
エンベロープ作成回路の原理構成を示すブロツク図であ
る。
エンベロープ作成回路の原理構成を示すブロツク図であ
る。
【図２】エンベロープ波形作成原理の説明に供する信号
波形図である。
波形図である。
【図３】サーチモード時における再生信号波形の説明に
供する信号波形図である。
供する信号波形図である。
【図４】３値波形用エンベロープ作成回路の一実施例を
示すブロツク図である。
示すブロツク図である。
【図５】仮検出回路の一実施例を示すブロツク図であ
る。
る。
【図６】仮検出回路による信号処理動作の説明に供する
タイミングチヤートである。
タイミングチヤートである。
【図７】振幅変動が含まれる場合の動作の説明に供する
タイミングチヤートである。
タイミングチヤートである。
【図８】エンベロープ抽出回路の信号処理動作の説明に
供するタイミングチヤートである。
供するタイミングチヤートである。
【図９】遅延回路の動作の説明に供するタイミングチヤ
ートである。
ートである。
【図１０】多値波形からエンベロープを作成する様子を
示す信号波形図である。
示す信号波形図である。
【図１１】４値波形用エンベロープ作成回路の一実施例
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
【図１２】４値波形に等化された再生ＲＦ信号を示す信
号波形図である。
号波形図である。
【図１３】５値波形用エンベロープ作成回路の一実施例
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
【図１４】５値波形用エンベロープ作成回路の信号処理
動作を示すタイミングチヤートである。
動作を示すタイミングチヤートである。
【図１５】６値波形用エンベロープ作成回路の一実施例
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
【図１６】６値波形に等化された再生ＲＦ信号を示す信
号波形図である。
号波形図である。
【図１７】７値波形用エンベロープ作成回路の一実施例
を示すブロツク図である。
を示すブロツク図である。
【図１８】７値波形に等化された再生ＲＦ信号を示す信
号波形図である。
号波形図である。
【図１９】２階層型エンベロープ作成回路の説明に供す
るブロツク図である。
るブロツク図である。
【図２０】３階層型エンベロープ作成回路の説明に供す
るブロツク図である。
るブロツク図である。
【図２１】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図２２】サンプル値の分布状況を示す図表である。
【図２３】両波整流後におけるサンプル値の分布状況を
示す図表である。
示す図表である。
【図２４】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図２５】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図２６】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図２７】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図２８】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図２９】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図３０】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図３１】波形等化後に得られる再生ＲＦ信号波形の１
例を示す特性曲線図である。
例を示す特性曲線図である。
【図３２】各再生ＲＦ信号波形のサンプル値分布状況を
示す図表である。
示す図表である。
【図３３】ノイズが含まれる場合における各再生ＲＦ信
号波形のサンプル値分布状況を示す図表である。
号波形のサンプル値分布状況を示す図表である。
【図３４】ノイズが少ない場合のエンベロープ波形を示
す図表である。
す図表である。
【図３５】ノイズが多く含まれている場合のエンベロー
プ波形を示す図表である。
プ波形を示す図表である。
【図３６】２階層目のエンベロープ作成回路から出力さ
れるエンベロープ波形を示す図表である。
れるエンベロープ波形を示す図表である。
【図３７】３階層目のエンベロープ作成回路から出力さ
れるエンベロープ波形を示す図表である。
れるエンベロープ波形を示す図表である。
【図３８】４階層目のエンベロープ作成回路から出力さ
れるエンベロープ波形を示す図表である。
れるエンベロープ波形を示す図表である。
【図３９】５階層目のエンベロープ作成回路から出力さ
れるエンベロープ波形を示す図表である。
れるエンベロープ波形を示す図表である。
【図４０】最大振幅検出回路の一実施例を示すブロツク
図である。
図である。
【図４１】信号処理動作の説明に供するタイミングチヤ
ートである。
ートである。
【図４２】デイジタルアナログ変換回路の一例を示す接
続図である。
続図である。
【図４３】最大振幅検出回路の一実施例を示すブロツク
図である。
図である。
【図４４】最大振幅検出回路の一実施例を示すブロツク
図である。
図である。
【図４５】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図４６】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図４７】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図４８】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図４９】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５０】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５１】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５２】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５３】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５４】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５５】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５６】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５７】本発明によるデータ再生装置の一例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図５８】２値波形の説明に供する信号波形図である。
【図５９】３値波形の説明に供する信号波形図である。
【図６０】オートゲインコントロール回路の回路構成を
示す接続図である。
示す接続図である。
【図６１】オートゲインコントロール回路の入出力特性
を示す信号波形図である。
を示す信号波形図である。
【図６２】誤動作し易い信号波形を示す信号波形図であ
る。
る。
【図６３】従来用いられているエンベロープ作成回路の
説明に供する略線図である。
説明に供する略線図である。
【図６４】エンベロープ作成回路の応答特性を示す信号
波形図である。
波形図である。
１１、１３Ｆ、１３Ｇ、２１、２２、２３、２４、２
５、２６、２７、……エンベロープ作成回路、１２、１
２Ａ〜１２Ｇ……仮検出回路、１２Ｆ１、１２Ｇ１……
仮検出回路段、１３……エンベロープ抽出回路、１３Ａ
１、６６……両波整流回路、１４、１５……遅延回路、
３０、３０Ａ、３０Ｂ……最大振幅検出回路、３４……
タイミング発生回路、５０、５０Ａ〜５０Ｌ……再生
系、５１Ａ、５１Ｂ……ヘツドアンプ、５３……等化回
路、５４……ＰＬＬ回路、５５……バイアス電圧設定回
路、５６……Ａ／Ｄ変換回路、５８……等化回路、５９
……検出回路、６０……誤り訂正回路、６４……ＶＣＡ
回路、６７……ＶＣＡ回路、６８……光ピツクアツプ。
５、２６、２７、……エンベロープ作成回路、１２、１
２Ａ〜１２Ｇ……仮検出回路、１２Ｆ１、１２Ｇ１……
仮検出回路段、１３……エンベロープ抽出回路、１３Ａ
１、６６……両波整流回路、１４、１５……遅延回路、
３０、３０Ａ、３０Ｂ……最大振幅検出回路、３４……
タイミング発生回路、５０、５０Ａ〜５０Ｌ……再生
系、５１Ａ、５１Ｂ……ヘツドアンプ、５３……等化回
路、５４……ＰＬＬ回路、５５……バイアス電圧設定回
路、５６……Ａ／Ｄ変換回路、５８……等化回路、５９
……検出回路、６０……誤り訂正回路、６４……ＶＣＡ
回路、６７……ＶＣＡ回路、６８……光ピツクアツプ。
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(56)参考文献 特開 平７−272405（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−220409（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−210996（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−4997（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−290310（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−217290（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−135313（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−239625（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G11B 20/10
G11B 7/00
G11B 5/09
H04L 25/00
Claims (20)
- 【請求項１】記録媒体から再生された再生信号をゼロを
中心値として含む多値を通る多値信号又はゼロを中心と
する非ゼロの多値を通る多値信号に波形等化して出力す
る波形等化回路と、上記多値信号を入力して多値識別
し、元のデイジタル信号を復号する信号検出回路とを有
するデータ再生装置において、 上記信号検出回路が上記多値信号の符号値を多値識別す
る前に、予め上記多値信号をサンプル点ごと仮検出する
ことにより推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記多
値信号に乗算することにより上記最大符号値に相当する
電圧値を生成し、上記仮検出によつてゼロであると推定
されたサンプル点については当該サンプル点に対して直
前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出
力を上記多値信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記信号検出回路が多
値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路と
を具えることを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項２】記録媒体から再生された再生信号をゼロを
中心値として含む多値を通る多値信号又はゼロを中心と
する非ゼロの多値を通る多値信号に波形等化して出力す
る波形等化回路と、上記多値信号を増幅して出力する利
得制御増幅回路と、上記利得制御増幅回路によつて増幅
された多値信号を入力して多値識別し、元のデイジタル
信号を復号する信号検出回路とを有するデータ再生装置
において、 上記利得制御増幅回路が増幅した上記多値信号の符号値
を上記信号検出回路が多値識別する前に、予め上記多値
信号をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求
める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記多
値信号に乗算することにより上記最大符号値に相当する
電圧値を生成し、上記仮検出によつてゼロであると推定
されたサンプル点については当該サンプル点に対して直
前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出
力を上記多値信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記利得制御増幅回路
の利得を制御する利得制御回路とを具えることを特徴と
するデータ再生装置。 - 【請求項３】記録媒体から再生された再生信号をアナロ
グデイジタル変換して出力するアナログデイジタル変換
回路と、上記アナログデイジタル変換回路から入力され
るアナログデイジタル変換出力信号をゼロを中心値とし
て含む多値を通る多値信号又はゼロを中心とする非ゼロ
の多値を通る多値信号に波形等化して出力する波形等化
回路と、上記多値信号を入力して多値識別し、元のデイ
ジタル信号を復号する信号検出回路とを有するデータ再
生装置において、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記ア
ナログデイジタル変換回路のダイナミツクレンジを適応
的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路と、 上記信号検出回路が上記多値信号の符号値を多値識別す
る前に、予め上記多値信号をサンプル点ごと仮検出する
ことにより推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記多
値信号に乗算することにより上記最大符号値に相当する
電圧値を生成し、上記仮検出によつてゼロであると推定
されたサンプル点については当該サンプル点に対して直
前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出
力を上記多値信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記信号検出回路が多
値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路と
を具えることを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項４】記録媒体から再生された再生信号をゼロを
中心値として含む多値を通る多値信号又はゼロを中心と
する非ゼロの多値を通る多値信号に波形等化して出力す
る波形等化回路と、上記多値信号をアナログデイジタル
変換して出力するアナログデイジタル変換回路と、上記
アナログデイジタル変換回路からアナログデイジタル変
換出力信号を入力して多値識別し、元のデイジタル信号
を復号する信号検出回路とを有するデータ再生装置にお
いて、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記ア
ナログデイジタル変換回路のダイナミツクレンジを適応
的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路と、 上記信号検出回路が上記アナログデイジタル変換出力信
号の符号値を多値識別する前に、予め上記アナログデイ
ジタル変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することに
より推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記ア
ナログデイジタル変換出力信号に乗算することにより上
記最大符号値に相当する電圧値を生成し、上記仮検出に
よつてゼロであると推定されたサンプル点については当
該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持
し、当該電圧値の平滑出力を上記アナログデイジタル変
換出力信号のエンベロープ波形として出力するエンベロ
ープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記信号検出回路が多
値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路と
を具えることを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項５】記録媒体から再生された再生信号をアナロ
グデイジタル変換して出力するアナログデイジタル変換
回路と、上記アナログデイジタル変換回路から入力され
るアナログデイジタル変換出力信号をゼロを中心値とし
て含む多値を通る多値信号又はゼロを中心とする非ゼロ
の多値を通る多値信号に波形等化して出力する波形等化
回路と、上記多値信号を増幅して出力する利得制御増幅
回路と、上記利得制御増幅回路によつて増幅された多値
信号を入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号
する信号検出回路とを有するデータ再生装置において、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記ア
ナログデイジタル変換回路のダイナミツクレンジを適応
的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路と、 上記波形等化回路が等化した上記多値信号を上記利得制
御増幅回路が増幅する前に、予め上記多値信号をサンプ
ル点ごと仮検出することにより推定値を求める仮検出回
路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記多
値信号に乗算することにより上記最大符号値に相当する
電圧値を生成し、上記仮検出によつてゼロであると推定
されたサンプル点については当該サンプル点に対して直
前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出
力を上記多値信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記利得制御増幅回路
の利得を制御する利得制御回路とを具えることを特徴と
するデータ再生装置。 - 【請求項６】記録媒体から再生された再生信号をゼロを
中心値として含む多値を通る多値信号又はゼロを中心と
する非ゼロの多値を通る多値信号に波形等化して出力す
る波形等化回路と、当該波形等化回路から入力される多
値信号をアナログデイジタル変換して出力するアナログ
デイジタル変換回路と、当該アナログデイジタル変換回
路から入力されるアナログデイジタル変換出力信号を増
幅して出力する利得制御増幅回路と、上記利得制御増幅
回路によつて増幅されたアナログデイジタル変換出力信
号を入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号す
る信号検出回路とを有するデータ再生装置において、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記ア
ナログデイジタル変換回路のダイナミツクレンジを適応
的に変化させるダイナミツクレンジ調整回路と、 上記アナログデイジタル変換回路がアナログデイジタル
変換した上記アナログデイジタル変換出力信号を上記利
得制御増幅回路が増幅する前に、予め上記アナログデイ
ジタル変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することに
より推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記ア
ナログデイジタル変換出力信号に乗算することにより上
記最大符号値に相当する電圧値を生成し、上記仮検出に
よつてゼロであると推定されたサンプル点については当
該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持
し、当該電圧値の平滑出力を上記アナログデイジタル変
換出力信号のエンベロープ波形として出力するエンベロ
ープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記利得制御増幅回路
の利得を制御する利得制御回路とを具えることを特徴と
するデータ再生装置。 - 【請求項７】記録媒体から再生された再生信号を増幅し
て出力する利得制御増幅回路と、上記利得制御増幅回路
によつて増幅された再生信号をアナログデイジタル変換
して出力するアナログデイジタル変換回路と、上記アナ
ログデイジタル変換回路から入力されるアナログデイジ
タル変換出力信号をゼロを中心値として含む多値を通る
多値信号又はゼロを中心とする非ゼロの多値を通る多値
信号に波形等化して出力する波形等化回路と、上記多値
信号を入力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号
する信号検出回路とを有するデータ再生装置において、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記利
得制御増幅回路の利得を制御する利得制御回路と、 上記信号検出回路が上記多値信号の符号値を多値識別す
る前に、予め上記多値信号をサンプル点ごと仮検出する
ことにより推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記多
値信号に乗算することにより上記最大符号値に相当する
電圧値を生成し、上記仮検出によつてゼロであると推定
されたサンプル点については当該サンプル点に対して直
前のサンプル点の電圧値を保持し、当該電圧値の平滑出
力を上記多値信号のエンベロープ波形として出力するエ
ンベロープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記信号検出回路が多
値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路と
を具えることを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項８】記録媒体から再生された再生信号を増幅し
て出力する利得制御増幅回路と、上記利得制御増幅回路
によつて増幅された再生信号をゼロを中心値として含む
多値を通る多値信号又はゼロを中心とする非ゼロの多値
を通る多値信号に波形等化して出力する波形等化回路
と、上記多値信号をアナログデイジタル変換して出力す
るアナログデイジタル変換回路と、上記アナログデイジ
タル変換回路からアナログデイジタル変換出力信号を入
力して多値識別し、元のデイジタル信号を復号する信号
検出回路とを有するデータ再生装置において、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記利
得制御増幅回路の利得を制御する利得制御回路と、 上記信号検出回路が上記アナログデイジタル変換出力信
号の符号値を多値識別する前に、予め上記アナログデイ
ジタル変換出力信号をサンプル点ごと仮検出することに
より推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記ア
ナログデイジタル変換出力信号に乗算することにより上
記最大符号値に相当する電圧値を生成し、上記仮検出に
よつてゼロであると推定されたサンプル点については当
該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持
し、当該電圧値の平滑出力を上記アナログデイジタル変
換出力信号のエンベロープ波形として出力するエンベロ
ープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記信号検出回路が多
値識別に用いるしきい値を生成するしきい値生成回路と
を具えることを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項９】記録媒体から再生された再生信号を増幅し
て出力する第１の利得制御増幅回路と、上記第１の利得
制御増幅回路によつて増幅された再生信号をアナログデ
イジタル変換して出力するアナログデイジタル変換回路
と、上記アナログデイジタル変換回路から入力されるア
ナログデイジタル変換出力信号をゼロを中心値として含
む多値を通る多値信号又はゼロを中心とする非ゼロの多
値を通る多値信号に波形等化して出力する波形等化回路
と、上記多値信号を増幅して出力する第２の利得制御増
幅回路と、上記第２の利得制御増幅回路によつて増幅さ
れた多値信号を入力して多値識別し、元のデイジタル信
号を復号する信号検出回路とを有するデータ再生装置に
おいて、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記第
１の利得制御増幅回路の利得を制御する第１の利得制御
回路と、 上記波形等化回路が等化した上記多値信号を上記第２の
利得制御増幅回路が増幅する前に、予め上記多値信号の
値をサンプル点ごと仮検出することにより推定値を求め
る仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記ア
ナログデイジタル変換出力信号に乗算することにより上
記最大符号値に相当する電圧値を生成し、上記仮検出に
よつてゼロであると推定されたサンプル点については当
該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持
し、当該電圧値の平滑出力を上記多値信号のエンベロー
プ波形として出力するエンベロープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記第２の利得制御増
幅回路の利得を制御する利得制御回路とを具えることを
特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項１０】記録媒体から再生された再生信号を増幅
して出力する第１の利得制御増幅回路と、上記第１の利
得制御増幅回路によつて増幅された再生信号をゼロを中
心値として含む多値を通る多値信号又はゼロを中心とす
る非ゼロの多値を通る多値信号に波形等化して出力する
波形等化回路と、上記多値信号をアナログデイジタル変
換して出力するアナログデイジタル変換回路と、当該ア
ナログデイジタル変換回路から入力されるアナログデイ
ジタル変換出力信号を増幅して出力する第２の利得制御
増幅回路と、上記第２の利得制御増幅回路によつて増幅
されたアナログデイジタル変換出力信号を入力して多値
識別し、元のデイジタル信号を復号する信号検出回路と
を有するデータ再生装置において、 上記アナログデイジタル変換出力信号を一定期間ピーク
ホールドして当該期間内における上記アナログデイジタ
ル変換出力信号の最大値を検出する最大値検出回路と、 上記最大値の複数期間に亘る平滑出力に基づいて上記第
１の利得制御増幅回路の利得を制御する第１の利得制御
回路と、 上記アナログデイジタル変換回路がアナログデイジタル
変換した上記アナログデイジタル変換出力信号を上記第
２の利得制御増幅回路が増幅する前に、予め上記アナロ
グデイジタル変換出力信号の値をサンプル点ごと仮検出
することにより推定値を求める仮検出回路と、 上記仮検出によつて非ゼロであると推定されたサンプル
点については推定値と最大符号値との比の逆比を上記ア
ナログデイジタル変換出力信号に乗算することにより上
記最大符号値に相当する電圧値を生成し、上記仮検出に
よつてゼロであると推定されたサンプル点については当
該サンプル点に対して直前のサンプル点の電圧値を保持
し、当該電圧値の平滑出力を上記アナログデイジタル変
換出力信号のエンベロープ波形として出力するエンベロ
ープ作成回路と、 上記エンベロープ波形に基づいて上記第２の利得制御増
幅回路の利得を制御する第２の利得制御回路とを具える
ことを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項１１】上記エンベロープ作成回路は再帰的な階
層構造を有し、下位の階層に属するエンベロープ作成回
路部によつて作成されたエンベロープ波形を基に上記多
値信号を再度仮検出し、当該仮検出結果に基づいて上記
多値信号のエンベロープ波形を再度作成し、最上位の階
層に属するエンベロープ作成回路部によつて作成された
エンベロープ波形を上記しきい値生成回路に出力するこ
とを特徴とする請求項１、請求項３又は請求項７に記載
のデータ再生装置。 - 【請求項１２】上記エンベロープ作成回路は再帰的な階
層構造を有し、下位の階層に属するエンベロープ作成回
路部によつて作成されたエンベロープ波形を基に上記ア
ナログデイジタル変換出力信号を再度仮検出し、当該仮
検出結果に基づいて上記アナログデイジタル変換出力信
号のエンベロープ波形を再度作成し、最上位の階層に属
するエンベロープ作成回路部によつて作成されたエンベ
ロープ波形を上記しきい値生成回路に出力することを特
徴とする請求項４又は請求項８に記載のデータ再生装
置。 - 【請求項１３】上記エンベロープ作成回路は再帰的な階
層構造を有し、下位の階層に属するエンベロープ作成回
路部によつて作成されたエンベロープ波形を基に上記多
値信号を再度仮検出し、当該仮検出結果に基づいて上記
多値信号のエンベロープ波形を再度作成し、最上位の階
層に属するエンベロープ作成回路部によつて作成された
エンベロープ波形を上記利得制御回路に出力することを
特徴とする請求項２、請求項５又は請求項９に記載のデ
ータ再生装置。 - 【請求項１４】上記エンベロープ作成回路は階層構造を
有し、下位の階層に属するエンベロープ作成回路部によ
つて作成されたエンベロープ波形を基に上記アナログデ
イジタル変換出力信号を再度仮検出し、当該仮検出結果
に基づいて上記アナログデイジタル変換出力信号のエン
ベロープ波形を再度作成し、最上位の階層に属するエン
ベロープ作成回路部によつて作成されたエンベロープ波
形を上記利得制御回路に出力することを特徴とする請求
項６又は請求項１０に記載のデータ再生装置。 - 【請求項１５】上記波形等化回路はパーシヤルレスポン
ス方式によつて等化することを特徴とする請求項１、請
求項２、請求項３、請求項４、請求項５、請求項６、請
求項７、請求項８、請求項９、請求項１０、請求項１
１、請求項１２、請求項１３又は請求項１４に記載のデ
ータ再生装置。 - 【請求項１６】上記記録媒体は磁気テープであることを
特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、
請求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項９、
請求項１０、請求項１１、請求項１２、請求項１３、請
求項１４又は請求項１５に記載のデータ再生装置。 - 【請求項１７】上記記録媒体は光デイスクであることを
特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、
請求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項９、
請求項１０、請求項１１、請求項１２、請求項１３、請
求項１４又は請求項１５に記載のデータ再生装置。 - 【請求項１８】上記再生信号は音声信号を含むことを特
徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請
求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項９、請
求項１０、請求項１１、請求項１２、請求項１３、請求
項１４、請求項１５、請求項１６又は請求項１７に記載
のデータ再生装置。 - 【請求項１９】上記再生信号は映像信号を含むことを特
徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項４、請
求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項９、請
求項１０、請求項１１、請求項１２、請求項１３、請求
項１４、請求項１５、請求項１６又は請求項１７に記載
のデータ再生装置。 - 【請求項２０】上記再生信号は文字情報信号を含むこと
を特徴とする請求項１、請求項２、請求項３、請求項
４、請求項５、請求項６、請求項７、請求項８、請求項
９、請求項１０、請求項１１、請求項１２、請求項１
３、請求項１４、請求項１５、請求項１６又は請求項１
７に記載のデータ再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18394594A JP3536993B2 (ja) | 1994-07-13 | 1994-07-13 | データ再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18394594A JP3536993B2 (ja) | 1994-07-13 | 1994-07-13 | データ再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0831094A JPH0831094A (ja) | 1996-02-02 |
| JP3536993B2 true JP3536993B2 (ja) | 2004-06-14 |
Family
ID=16144567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18394594A Expired - Fee Related JP3536993B2 (ja) | 1994-07-13 | 1994-07-13 | データ再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3536993B2 (ja) |
-
1994
- 1994-07-13 JP JP18394594A patent/JP3536993B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0831094A (ja) | 1996-02-02 |
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