JP3523638B2 - 電力増幅器の動作点の調整のための回路装置 - Google Patents
電力増幅器の動作点の調整のための回路装置Info
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Description
【０００１】本発明は、とりわけ移動電話に使用される
ような電力増幅器の動作点の調整のための回路装置に関
する。
ような電力増幅器の動作点の調整のための回路装置に関
する。
【０００２】多くの適用事例で、とりわけ低減された出
力電力において高い効率を達成するために、非常に小さ
い無信号時電流において線形電力増幅器が動作される。
このようなＡＢ級動作で動作される増幅器の電気的特性
は非常に大きく無信号時電流（Ruhestrom）の値に依存
する。電力増幅器が動作される全温度領域内部におい
て、一定の無信号時電流は一定かつ再現可能な電気的特
性データに対する前提条件である。
力電力において高い効率を達成するために、非常に小さ
い無信号時電流において線形電力増幅器が動作される。
このようなＡＢ級動作で動作される増幅器の電気的特性
は非常に大きく無信号時電流（Ruhestrom）の値に依存
する。電力増幅器が動作される全温度領域内部におい
て、一定の無信号時電流は一定かつ再現可能な電気的特
性データに対する前提条件である。
【０００３】小さな給電電圧において無信号時電流調整
は付加的に次のことによって困難になる。すなわち、使
用できる電圧変位が増幅器において狭く限定されてい
る。大抵の場合１.３Ｖの高いベースエミッタ順方向電
圧及び３Ｖの給電電圧を有するとりわけヘテロバイポー
ラトランジスタを有する電力増幅器の場合には正確な無
信号時電流調整が問題となる。
は付加的に次のことによって困難になる。すなわち、使
用できる電圧変位が増幅器において狭く限定されてい
る。大抵の場合１.３Ｖの高いベースエミッタ順方向電
圧及び３Ｖの給電電圧を有するとりわけヘテロバイポー
ラトランジスタを有する電力増幅器の場合には正確な無
信号時電流調整が問題となる。
【０００４】電力増幅器の動作点の調整のための図１に
示された回路装置では安定した動作点調整を保証するた
めには使用できる電圧変位が足りないという問題が生じ
る。図１に示された動作点調整のための回路装置は電圧
源を有し、この電圧源は電圧Ｕを発生する。抵抗ＲＡＰ
を介してこの電圧源は第１のインピーダンス変換器ＴＶ
１の制御入力側にもダイオードとして作動する第１のト
ランジスタＴＡＰ１にも接続されている。この第１のト
ランジスタＴＡＰ１は同様にダイオードとして作動する
第２のトランジスタＴＡＰ２を介して第１の基準電位Ｇ
ＮＤに接続されている。電圧源が３Ｖの出力電圧Ｕを発
生する場合、２つのトランジスタＴＡＰ１及びＴＡＰ２
おいてそれぞれ１.３Ｖ降下する。なぜなら、これらの
トランジスタはヘテロバイポーラトランジスタであるか
らである。これによって、抵抗ＲＡＰにおいて最大０.
４Ｖ降下しうる。ベースエミッタ電圧ＵＢＥはＫ毎に約
２ｍＶで変動する。この結果、電圧変位がしばしば安定
動作点調整を保証するには十分ではなくなる。
示された回路装置では安定した動作点調整を保証するた
めには使用できる電圧変位が足りないという問題が生じ
る。図１に示された動作点調整のための回路装置は電圧
源を有し、この電圧源は電圧Ｕを発生する。抵抗ＲＡＰ
を介してこの電圧源は第１のインピーダンス変換器ＴＶ
１の制御入力側にもダイオードとして作動する第１のト
ランジスタＴＡＰ１にも接続されている。この第１のト
ランジスタＴＡＰ１は同様にダイオードとして作動する
第２のトランジスタＴＡＰ２を介して第１の基準電位Ｇ
ＮＤに接続されている。電圧源が３Ｖの出力電圧Ｕを発
生する場合、２つのトランジスタＴＡＰ１及びＴＡＰ２
おいてそれぞれ１.３Ｖ降下する。なぜなら、これらの
トランジスタはヘテロバイポーラトランジスタであるか
らである。これによって、抵抗ＲＡＰにおいて最大０.
４Ｖ降下しうる。ベースエミッタ電圧ＵＢＥはＫ毎に約
２ｍＶで変動する。この結果、電圧変位がしばしば安定
動作点調整を保証するには十分ではなくなる。
【０００５】電力増幅器の動作点を低い無信号時電流に
設定しておくならば、一方で電力増幅器の効率が上昇
し、これにより限定されたエネルギ蓄積器を有する機器
の動作持続時間が増える。他方で低い無信号時電流によ
り最大増幅電力が制限される。しかし、多くの適用事例
において、とりわけ移動電話において、増幅電力要求が
変化し、この結果、同時にできるだけ高い電力増幅器の
効率をもくろむ場合には増幅器に対する最適な動作点を
見出すことが困難である。
設定しておくならば、一方で電力増幅器の効率が上昇
し、これにより限定されたエネルギ蓄積器を有する機器
の動作持続時間が増える。他方で低い無信号時電流によ
り最大増幅電力が制限される。しかし、多くの適用事例
において、とりわけ移動電話において、増幅電力要求が
変化し、この結果、同時にできるだけ高い電力増幅器の
効率をもくろむ場合には増幅器に対する最適な動作点を
見出すことが困難である。
【０００６】よって、本発明の課題は、無信号時電流が
温度に依存せずにできるだけ一定であり、この結果、で
きるだけ安定した動作点が低い無信号時電流でも保証さ
れる、電力増幅器の動作点の調整のための回路装置を提
供することである。さらに、本発明の課題は、変化する
増幅電力でも電力増幅器のできるだけ高い効率が達成さ
れるように動作点を制御することである。
温度に依存せずにできるだけ一定であり、この結果、で
きるだけ安定した動作点が低い無信号時電流でも保証さ
れる、電力増幅器の動作点の調整のための回路装置を提
供することである。さらに、本発明の課題は、変化する
増幅電力でも電力増幅器のできるだけ高い効率が達成さ
れるように動作点を制御することである。
【０００７】上記課題は、本発明によれば、電力増幅器
回路の第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の無信号時
電流値のアクティブな調整のための回路装置及び請求項
１記載の構成によって解決される。さらに、上記課題
は、電力増幅器回路におけるバイポーラトランジスタＢ
Ｔ１の少なくとも２つの無信号時電流値の調整のための
回路装置及び請求項１２記載の構成によって解決され
る。本発明の有利な実施形態は従属請求項から得られ
る。
回路の第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の無信号時
電流値のアクティブな調整のための回路装置及び請求項
１記載の構成によって解決される。さらに、上記課題
は、電力増幅器回路におけるバイポーラトランジスタＢ
Ｔ１の少なくとも２つの無信号時電流値の調整のための
回路装置及び請求項１２記載の構成によって解決され
る。本発明の有利な実施形態は従属請求項から得られ
る。
【０００８】本発明において、電力増幅器回路の第１の
バイポーラトランジスタＢＴ１における無信号時電流値
のアクティブな調整のための回路装置が提供され、この
回路装置において、第１の及び第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１、ＢＴ２を有するカレントミラーが設けら
れており、共通エミッタ増幅器回路においてそれぞれ第
３の及び第４のトランジスタＴ３、Ｔ４が設けられてお
り、第３のトランジスタＴ３の制御入力側は第２のバイ
ポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続され、第４
のトランジスタＴ４の制御入力側は第３のトランジスタ
Ｔ３のコレクタに接続され、第５のトランジスタＴ５が
エミッタフォロワ回路において設けられており、第５の
トランジスタＴ５の制御入力側は第４のトランジスタＴ
４のコレクタに接続され、第５のトランジスタＴ５のエ
ミッタは第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入
力側に接続され、電圧源が設けられており、この電圧源
は抵抗Ｒ２を介して第２のバイポーラトランジスタＢＴ
２のコレクタに接続されている。
バイポーラトランジスタＢＴ１における無信号時電流値
のアクティブな調整のための回路装置が提供され、この
回路装置において、第１の及び第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１、ＢＴ２を有するカレントミラーが設けら
れており、共通エミッタ増幅器回路においてそれぞれ第
３の及び第４のトランジスタＴ３、Ｔ４が設けられてお
り、第３のトランジスタＴ３の制御入力側は第２のバイ
ポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続され、第４
のトランジスタＴ４の制御入力側は第３のトランジスタ
Ｔ３のコレクタに接続され、第５のトランジスタＴ５が
エミッタフォロワ回路において設けられており、第５の
トランジスタＴ５の制御入力側は第４のトランジスタＴ
４のコレクタに接続され、第５のトランジスタＴ５のエ
ミッタは第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入
力側に接続され、電圧源が設けられており、この電圧源
は抵抗Ｒ２を介して第２のバイポーラトランジスタＢＴ
２のコレクタに接続されている。
【０００９】カレントミラーの概念は、ここでは広い意
味において解釈されている。この広い意味においては、
カレントミラーは２つのトランジスタにより与えられ、
これら２つのトランジスタの制御入力側は互いに接続さ
れており、この結果、一方のトランジスタにおけるコレ
クタ電流が他方のトランジスタにおけるミラーされたコ
レクタ電流を発生する。「ミラーされた」とはここでは
両方の電流が理想的な場合に関心領域において互いに線
形に動作することであると解釈される。この場合、有利
には両方のトランジスタはプロセス技術の点で同一構造
であり、この結果、例えば温度変動の場合でも互いに両
方の電流の線形性は保持されつづける。両方のトランジ
スタが同一のエミッタベース面積を有し、両方のトラン
ジスタのエミッタが同一の電位にある場合には、両方の
電流の比率は基本的に１である。
味において解釈されている。この広い意味においては、
カレントミラーは２つのトランジスタにより与えられ、
これら２つのトランジスタの制御入力側は互いに接続さ
れており、この結果、一方のトランジスタにおけるコレ
クタ電流が他方のトランジスタにおけるミラーされたコ
レクタ電流を発生する。「ミラーされた」とはここでは
両方の電流が理想的な場合に関心領域において互いに線
形に動作することであると解釈される。この場合、有利
には両方のトランジスタはプロセス技術の点で同一構造
であり、この結果、例えば温度変動の場合でも互いに両
方の電流の線形性は保持されつづける。両方のトランジ
スタが同一のエミッタベース面積を有し、両方のトラン
ジスタのエミッタが同一の電位にある場合には、両方の
電流の比率は基本的に１である。
【００１０】本発明の回路装置によって、第２のバイポ
ーラトランジスタＢＴ２のコレクタを流れる電流は温度
変動の場合でも一定の値に調整される。これによって第
１のバイポーラトランジスタＢＴ１においても無信号時
電流は一定であり、この結果、増幅器回路に接続された
バイポーラトランジスタＢＴ１の動作点は比較的安定で
ある。第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタ
を流れる電流の調整は、この第２のバイポーラトランジ
スタＢＴ２のコレクタからこの第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ２の制御入力側までのアクティブな帰還回路
によって保証される。さらに、第５のトランジスタＴ５
によって作られるコレクタ接地回路によってこの帰還回
路の出力側は低い出力抵抗を有し、この結果、第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１における高い出力電力も駆
動され得る。さらに、本発明の回路は次のような利点を
有する。すなわち、第１のバイポーラトランジスタＢＴ
１における可能な電圧変位が大きい。なぜなら、使用で
きる全電圧からダイオード電圧だけが差し引かれるから
である。
ーラトランジスタＢＴ２のコレクタを流れる電流は温度
変動の場合でも一定の値に調整される。これによって第
１のバイポーラトランジスタＢＴ１においても無信号時
電流は一定であり、この結果、増幅器回路に接続された
バイポーラトランジスタＢＴ１の動作点は比較的安定で
ある。第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタ
を流れる電流の調整は、この第２のバイポーラトランジ
スタＢＴ２のコレクタからこの第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ２の制御入力側までのアクティブな帰還回路
によって保証される。さらに、第５のトランジスタＴ５
によって作られるコレクタ接地回路によってこの帰還回
路の出力側は低い出力抵抗を有し、この結果、第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１における高い出力電力も駆
動され得る。さらに、本発明の回路は次のような利点を
有する。すなわち、第１のバイポーラトランジスタＢＴ
１における可能な電圧変位が大きい。なぜなら、使用で
きる全電圧からダイオード電圧だけが差し引かれるから
である。
【００１１】有利な実施形態では、第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１の制御入力側と第２のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ２の制御入力側とが抵抗Ｒ１を介して互い
に接続されている。この抵抗Ｒ１によって第１のバイポ
ーラトランジスタＢＴ１の増幅器線形性が最適化され
る。
ランジスタＢＴ１の制御入力側と第２のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ２の制御入力側とが抵抗Ｒ１を介して互い
に接続されている。この抵抗Ｒ１によって第１のバイポ
ーラトランジスタＢＴ１の増幅器線形性が最適化され
る。
【００１２】他の有利な実施形態では、第５のトランジ
スタＴ５のコレクタは電圧源に接続され、第４のトラン
ジスタＴ４のコレクタは抵抗Ｒ４を介して電圧源に接続
される及び/又は第３のトランジスタＴ３のコレクタは
抵抗Ｒ３を介して電圧源に接続される。この実施形態に
よって最小の電圧源を有する回路を構成することができ
る。選択的に、第５のトランジスタＴ５が高い増幅器電
力においてできるだけ大きい電流を第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１の制御入力側に供給できるように、第
５のトランジスタＴ５のコレクタに対して非常に高い出
力電流を有する別個の電圧源を設けることも可能であ
る。
スタＴ５のコレクタは電圧源に接続され、第４のトラン
ジスタＴ４のコレクタは抵抗Ｒ４を介して電圧源に接続
される及び/又は第３のトランジスタＴ３のコレクタは
抵抗Ｒ３を介して電圧源に接続される。この実施形態に
よって最小の電圧源を有する回路を構成することができ
る。選択的に、第５のトランジスタＴ５が高い増幅器電
力においてできるだけ大きい電流を第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１の制御入力側に供給できるように、第
５のトランジスタＴ５のコレクタに対して非常に高い出
力電流を有する別個の電圧源を設けることも可能であ
る。
【００１３】有利には構成されるトランジスタは、ｎｐ
ｎバイポーラトランジスタであり、さらに有利には、高
い周波数で増幅すべきアナログ信号におけるノイズパフ
ォーマンス及び線形性に関する卓越性のためにヘテロバ
イポーラトランジスタである。
ｎバイポーラトランジスタであり、さらに有利には、高
い周波数で増幅すべきアナログ信号におけるノイズパフ
ォーマンス及び線形性に関する卓越性のためにヘテロバ
イポーラトランジスタである。
【００１４】他の有利な実施形態では、第３のトランジ
スタＴ３の制御入力側は抵抗Ｒ８を介して基準電位に接
続されており、さらに第３のトランジスタＴ３の制御入
力側は抵抗Ｒ６を介して第２のバイポーラトランジスタ
ＢＴ２のコレクタに接続されており、さらに有利には第
３のトランジスタＴ３の制御入力側は抵抗Ｒ７を前記第
３のトランジスタＴ３のコレクタに接続する。これら３
つの抵抗の選択によって、共通コレクタ増幅器の動作点
が調整され、これにより増幅度及び線形性が調整され
る。更なる抵抗の組み込みが可能である。
スタＴ３の制御入力側は抵抗Ｒ８を介して基準電位に接
続されており、さらに第３のトランジスタＴ３の制御入
力側は抵抗Ｒ６を介して第２のバイポーラトランジスタ
ＢＴ２のコレクタに接続されており、さらに有利には第
３のトランジスタＴ３の制御入力側は抵抗Ｒ７を前記第
３のトランジスタＴ３のコレクタに接続する。これら３
つの抵抗の選択によって、共通コレクタ増幅器の動作点
が調整され、これにより増幅度及び線形性が調整され
る。更なる抵抗の組み込みが可能である。
【００１５】有利には、第１の及び第２のバイポーラト
ランジスタＢＴ１、ＢＴ２は同一の熱的特性を有しかつ
十分に同一の温度にさらされるように構成され、互いに
対向配置されている。ミラー回路にとって、両方のバイ
ポーラトランジスタが熱的変化に関して同一の特性を有
することは重要である。なぜなら、さもなければ電流源
としてのカレントミラーの特性が損なわれてしまうから
である。よって、カレントミラーに関与するトランジス
タ、とりわけ第１のバイポーラトランジスタＢＴ１と第
２のバイポーラトランジスタＢＴ２はできるだけ空間的
に互いに並んで接近して配置され、できるだけ同じパラ
メータによる同じ製造プロセスで作られると有利であ
る。両方のバイポーラトランジスタが同一の方法で同一
の結晶上に製造され、できるだけ互いに並んで接近して
配置されると最も良くこれらの２つのことが保証され
る。しかし、これら２つのバイポーラトランジスタの間
の最良の熱的結合は、これら２つのバイポーラトランジ
スタが別個のコレクタを有するただ１つのバイポーラト
ランジスタの部分である場合に達成される。
ランジスタＢＴ１、ＢＴ２は同一の熱的特性を有しかつ
十分に同一の温度にさらされるように構成され、互いに
対向配置されている。ミラー回路にとって、両方のバイ
ポーラトランジスタが熱的変化に関して同一の特性を有
することは重要である。なぜなら、さもなければ電流源
としてのカレントミラーの特性が損なわれてしまうから
である。よって、カレントミラーに関与するトランジス
タ、とりわけ第１のバイポーラトランジスタＢＴ１と第
２のバイポーラトランジスタＢＴ２はできるだけ空間的
に互いに並んで接近して配置され、できるだけ同じパラ
メータによる同じ製造プロセスで作られると有利であ
る。両方のバイポーラトランジスタが同一の方法で同一
の結晶上に製造され、できるだけ互いに並んで接近して
配置されると最も良くこれらの２つのことが保証され
る。しかし、これら２つのバイポーラトランジスタの間
の最良の熱的結合は、これら２つのバイポーラトランジ
スタが別個のコレクタを有するただ１つのバイポーラト
ランジスタの部分である場合に達成される。
【００１６】本発明の回路が両極性のバイポーラトラン
ジスタだけを有することによって、この回路は完全にヘ
テロバイポーラトランジスタ製造プロセスにおいて製造
される。有利にはこの回路はＧａＡｓ又はＩｎＧａＰプ
ロセスステップで製造され、この結果、本発明の回路装
置のトランジスタはヘテロバイポーラトランジスタであ
る。しかし、この回路は、例えばＳｉＧｅ製造プロセス
又は他のヘテロバイポーラトランジスタプロセスで製造
することもできる。
ジスタだけを有することによって、この回路は完全にヘ
テロバイポーラトランジスタ製造プロセスにおいて製造
される。有利にはこの回路はＧａＡｓ又はＩｎＧａＰプ
ロセスステップで製造され、この結果、本発明の回路装
置のトランジスタはヘテロバイポーラトランジスタであ
る。しかし、この回路は、例えばＳｉＧｅ製造プロセス
又は他のヘテロバイポーラトランジスタプロセスで製造
することもできる。
【００１７】本発明の他の有利な実施形態では、妨害信
号の低減のためのコンデンサを回路装置に組み込む。と
りわけ、４つののトランジスタＢＴ２、Ｔ３、Ｔ４及び
/又はＴ５の制御入力側と基準電位との間にはそれぞれ
コンデンサが組み込まれる。
号の低減のためのコンデンサを回路装置に組み込む。と
りわけ、４つののトランジスタＢＴ２、Ｔ３、Ｔ４及び
/又はＴ５の制御入力側と基準電位との間にはそれぞれ
コンデンサが組み込まれる。
【００１８】他の有利な実施形態では、第３の及び/又
は第４のトランジスタのエミッタと基準電位との間には
それぞれ抵抗Ｒ９が接続されている。これらの抵抗によ
って例えばエミッタ接地増幅器の線形性が調整される。
は第４のトランジスタのエミッタと基準電位との間には
それぞれ抵抗Ｒ９が接続されている。これらの抵抗によ
って例えばエミッタ接地増幅器の線形性が調整される。
【００１９】第１のバイポーラトランジスタＢＴ１は電
力増幅器の１つ又は複数の増幅器段の部分である。有利
には、増幅器段は給電電圧を有するエミッタ接地回路に
おける増幅器であり、この給電電圧は抵抗Ｒ２０及び/
又はインダクタンスＬ１を介して第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１のコレクタに接続されている。第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１のエミッタはこの場合有利
には抵抗を介して基準電位に接続されている。増幅すべ
き信号は有利には結合キャパシタンスを介して第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に供給され
る。
力増幅器の１つ又は複数の増幅器段の部分である。有利
には、増幅器段は給電電圧を有するエミッタ接地回路に
おける増幅器であり、この給電電圧は抵抗Ｒ２０及び/
又はインダクタンスＬ１を介して第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１のコレクタに接続されている。第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１のエミッタはこの場合有利
には抵抗を介して基準電位に接続されている。増幅すべ
き信号は有利には結合キャパシタンスを介して第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に供給され
る。
【００２０】本発明では、さらに、電力増幅器回路にお
けるバイポーラトランジスタＢＴ１の少なくとも２つの
動作点の調整のための回路装置が提供され、この回路装
置において、第１のスイッチング状態において、第１の
及び第２のバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２を有
する第１のカレントミラーがアクティブであり、この結
果、第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタを
流れる第１の電流が第１のバイポーラトランジスタＢＴ
１のコレクタを流れる第１のミラーされた電流を発生
し、第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに
おける電圧がアクティブな帰還回路を介して第２のバイ
ポーラトランジスタＢＴ２の制御入力側に帰還され、第
２のスイッチング状態において、第１の及び第６のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ６を有する第２のカレ
ントミラーがアクティブであり、この結果、第６のバイ
ポーラトランジスタＢＴ６のコレクタを流れる第２の電
流がバイポーラトランジスタＢＴ１のコレクタを流れる
第２のミラーされた電流を発生し、第６のバイポーラト
ランジスタＢＴ６のコレクタにおける電圧が第２の帰還
回路を介して第６のバイポーラトランジスタＢＴ６の制
御入力側に帰還され、第１のスイッチング状態と第２の
スイッチング状態との間を切り換えるためのスイッチを
有する。
けるバイポーラトランジスタＢＴ１の少なくとも２つの
動作点の調整のための回路装置が提供され、この回路装
置において、第１のスイッチング状態において、第１の
及び第２のバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２を有
する第１のカレントミラーがアクティブであり、この結
果、第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタを
流れる第１の電流が第１のバイポーラトランジスタＢＴ
１のコレクタを流れる第１のミラーされた電流を発生
し、第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに
おける電圧がアクティブな帰還回路を介して第２のバイ
ポーラトランジスタＢＴ２の制御入力側に帰還され、第
２のスイッチング状態において、第１の及び第６のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ６を有する第２のカレ
ントミラーがアクティブであり、この結果、第６のバイ
ポーラトランジスタＢＴ６のコレクタを流れる第２の電
流がバイポーラトランジスタＢＴ１のコレクタを流れる
第２のミラーされた電流を発生し、第６のバイポーラト
ランジスタＢＴ６のコレクタにおける電圧が第２の帰還
回路を介して第６のバイポーラトランジスタＢＴ６の制
御入力側に帰還され、第１のスイッチング状態と第２の
スイッチング状態との間を切り換えるためのスイッチを
有する。
【００２１】この本発明の装置では第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１の２つの動作点がそれぞれ２つのカレ
ントミラーのうちの１つによって決定される。この決定
するカレントミラーはこの場合アクティブなカレントミ
ラーである。従って、本発明の回路装置によって、ただ
１つのスイッチにより第１のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ１を少なくとも２つの異なる動作点に切り換えること
によって動作することが可能である。
ランジスタＢＴ１の２つの動作点がそれぞれ２つのカレ
ントミラーのうちの１つによって決定される。この決定
するカレントミラーはこの場合アクティブなカレントミ
ラーである。従って、本発明の回路装置によって、ただ
１つのスイッチにより第１のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ１を少なくとも２つの異なる動作点に切り換えること
によって動作することが可能である。
【００２２】この場合、第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１の特性曲線マップにおける動作点の位置は基本的
に抵抗の大きさ及びトランジスタのパラメータによって
調整可能である。こうして、本発明の回路は、変化する
出力電力を有する電力増幅器装置に対して、無信号時電
流及び無信号時電圧が電力消費に関して最適な値に切り
換えられるように構成される。線形増幅における電力効
率はこれにより大幅に高められる。
ＢＴ１の特性曲線マップにおける動作点の位置は基本的
に抵抗の大きさ及びトランジスタのパラメータによって
調整可能である。こうして、本発明の回路は、変化する
出力電力を有する電力増幅器装置に対して、無信号時電
流及び無信号時電圧が電力消費に関して最適な値に切り
換えられるように構成される。線形増幅における電力効
率はこれにより大幅に高められる。
【００２３】有利な実施形態では、第２のバイポーラト
ランジスタＢＴ２のコレクタは抵抗Ｒ２を介して電圧源
に電気的に接続されている。これによって、第１のスイ
ッチング状態において第２のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ２のコレクタを流れる第１の電流が、従って第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１を流れる電流が決定され
る。
ランジスタＢＴ２のコレクタは抵抗Ｒ２を介して電圧源
に電気的に接続されている。これによって、第１のスイ
ッチング状態において第２のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ２のコレクタを流れる第１の電流が、従って第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１を流れる電流が決定され
る。
【００２４】有利な実施形態では、第２の帰還回路は単
にオーム抵抗を有する線路又はオーム抵抗を持たない線
路から成る。さらに、有利には、第６のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ６のコレクタは抵抗Ｒ１３を介して電圧源
に電気的に接続されている。こうして、第６のバイポー
ラトランジスタＢＴ６のコレクタを流れる第２の電流が
基本的に決定される。よって、第２のスイッチング状態
では、電力増幅器の入力側の小さいＡＣ信号において、
第１のバイポーラトランジスタＢＴ１を流れる電流も決
定される。
にオーム抵抗を有する線路又はオーム抵抗を持たない線
路から成る。さらに、有利には、第６のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ６のコレクタは抵抗Ｒ１３を介して電圧源
に電気的に接続されている。こうして、第６のバイポー
ラトランジスタＢＴ６のコレクタを流れる第２の電流が
基本的に決定される。よって、第２のスイッチング状態
では、電力増幅器の入力側の小さいＡＣ信号において、
第１のバイポーラトランジスタＢＴ１を流れる電流も決
定される。
【００２５】有利な実施形態では、アクティブな帰還回
路は電圧増幅器を有する。この電圧増幅器によって第１
の電流の変化に起因する電圧変動は第２のバイポーラト
ランジスタＢＴ２のコレクタにおいて増幅されて第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２の制御線路に帰還され、
この結果、第１の電流の変化が抑制されるように調整さ
れる。こうして第１の電流が温度変化のある場合でも安
定化される。有利には、アクティブな帰還回路は２つの
互いに縦続に接続されたエミッタ接地増幅器を有する。
なぜなら、これらは簡単なやり方で入力電圧を増幅し、
縦続接続されて入力信号の極性を保つからである。
路は電圧増幅器を有する。この電圧増幅器によって第１
の電流の変化に起因する電圧変動は第２のバイポーラト
ランジスタＢＴ２のコレクタにおいて増幅されて第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２の制御線路に帰還され、
この結果、第１の電流の変化が抑制されるように調整さ
れる。こうして第１の電流が温度変化のある場合でも安
定化される。有利には、アクティブな帰還回路は２つの
互いに縦続に接続されたエミッタ接地増幅器を有する。
なぜなら、これらは簡単なやり方で入力電圧を増幅し、
縦続接続されて入力信号の極性を保つからである。
【００２６】有利には、アクティブな帰還回路は低オー
ム性の出力段を有し、この結果、第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１の制御入力側は高い出力電力において低
オーム性で制御される。
ム性の出力段を有し、この結果、第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１の制御入力側は高い出力電力において低
オーム性で制御される。
【００２７】有利には、アクティブな帰還回路の出力段
は第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタ電圧
と制御入力側電圧との間の最小閾値電圧差Ｖｔｈｒより
下において高オーム性である。この特性によって、簡単
にアクティブな帰還回路を不活性化することができる。
アクティブな帰還ループの不活性化は、例えば第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１を第２のカレントミラーに
よって制御するために第１のカレントミラーを不活性化
する時に必要である。従って、有利には、アクティブな
帰還回路の出力段はコレクタ接地回路を有する。このコ
レクタ接地回路は、線形動作において低オーム性の出力
側を有し、さらに、エミッタと制御入力側との間の電圧
がトランジスタのダイオード電圧よりも小さい場合には
非常に高オーム性の出力側を有する。
は第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタ電圧
と制御入力側電圧との間の最小閾値電圧差Ｖｔｈｒより
下において高オーム性である。この特性によって、簡単
にアクティブな帰還回路を不活性化することができる。
アクティブな帰還ループの不活性化は、例えば第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１を第２のカレントミラーに
よって制御するために第１のカレントミラーを不活性化
する時に必要である。従って、有利には、アクティブな
帰還回路の出力段はコレクタ接地回路を有する。このコ
レクタ接地回路は、線形動作において低オーム性の出力
側を有し、さらに、エミッタと制御入力側との間の電圧
がトランジスタのダイオード電圧よりも小さい場合には
非常に高オーム性の出力側を有する。
【００２８】有利には、第１のカレントミラーは請求項
１〜１１のうちの１項記載の回路装置である。このよう
な回路は第１のバイポーラトランジスタＢＴ１における
温度安定化された無信号時電流動作という既述の利点を
提供し、さらに、このような回路は給電される第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に対する低オ
ーム性の電圧給電部である。さらに、このようなアクテ
ィブな帰還結合によって、外部から切り換えられて第２
のバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入力側とコレク
タとの間の電圧が閾値電圧差Ｖｔｈｒより小さく設定さ
れることによってこのアクティブな帰還回路を不活性化
する手段が提供される。
１〜１１のうちの１項記載の回路装置である。このよう
な回路は第１のバイポーラトランジスタＢＴ１における
温度安定化された無信号時電流動作という既述の利点を
提供し、さらに、このような回路は給電される第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に対する低オ
ーム性の電圧給電部である。さらに、このようなアクテ
ィブな帰還結合によって、外部から切り換えられて第２
のバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入力側とコレク
タとの間の電圧が閾値電圧差Ｖｔｈｒより小さく設定さ
れることによってこのアクティブな帰還回路を不活性化
する手段が提供される。
【００２９】有利には第６のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ６の制御入力側は抵抗１４を介して第１のバイポーラ
トランジスタＢＴ１及び第２のバイポーラトランジスタ
ＢＴ２に接続されており、抵抗１４は非高オーム性状態
におけるアクティブな帰還回路の低オーム性の出力抵抗
よりもはるかに大きい。第２のスイッチング状態におい
て抵抗１４によって基本的に出力抵抗が決定される。こ
の出力抵抗によって第１のバイポーラトランジスタＢＴ
１のＤＣ制御入力側は電圧給電される。有利には、抵抗
Ｒ１４は活性化されたアクティブな帰還回路の出力抵抗
よりもはるかに大きくかつ不活性化されたアクティブな
帰還回路の出力抵抗よりも小さい。
Ｔ６の制御入力側は抵抗１４を介して第１のバイポーラ
トランジスタＢＴ１及び第２のバイポーラトランジスタ
ＢＴ２に接続されており、抵抗１４は非高オーム性状態
におけるアクティブな帰還回路の低オーム性の出力抵抗
よりもはるかに大きい。第２のスイッチング状態におい
て抵抗１４によって基本的に出力抵抗が決定される。こ
の出力抵抗によって第１のバイポーラトランジスタＢＴ
１のＤＣ制御入力側は電圧給電される。有利には、抵抗
Ｒ１４は活性化されたアクティブな帰還回路の出力抵抗
よりもはるかに大きくかつ不活性化されたアクティブな
帰還回路の出力抵抗よりも小さい。
【００３０】第２のスイッチング状態において第２のバ
イポーラトランジスタＢＴ２のコレクタ電圧を閾値電圧
値にもたらすようなスイッチが有利である。この閾値電
圧値は第１のスイッチング状態におけるコレクタ電圧よ
りも小さい。有利には、第２のスイッチング状態におい
てコレクタと制御線路との間のこのバイポーラトランジ
スタＢＴ２における電圧が閾値電圧差Ｖｔｈｒより小さ
いほどに、この閾値電圧値は小さい。このようなスイッ
チによってアクティブな帰還回路は不活性化され、この
結果、第１のバイポーラトランジスタＢＴ１における無
信号時電圧のコントロールは第２のカレントミラーによ
って行われる。
イポーラトランジスタＢＴ２のコレクタ電圧を閾値電圧
値にもたらすようなスイッチが有利である。この閾値電
圧値は第１のスイッチング状態におけるコレクタ電圧よ
りも小さい。有利には、第２のスイッチング状態におい
てコレクタと制御線路との間のこのバイポーラトランジ
スタＢＴ２における電圧が閾値電圧差Ｖｔｈｒより小さ
いほどに、この閾値電圧値は小さい。このようなスイッ
チによってアクティブな帰還回路は不活性化され、この
結果、第１のバイポーラトランジスタＢＴ１における無
信号時電圧のコントロールは第２のカレントミラーによ
って行われる。
【００３１】有利には、スイッチはバイポーラトランジ
スタＢＴ２に並列に第７のトランジスタＴ７を有し、こ
のトランジスタＴ７のコレクタは有利には抵抗１２を介
して第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに
接続されており、この第７のトランジスタＴ７は第１の
スイッチング状態において制御入力側の制御電圧のスイ
ッチングによって非導通であり、第２のスイッチング状
態において導通する。この場合、抵抗Ｒ１２によって閾
値電圧値が調整される。
スタＢＴ２に並列に第７のトランジスタＴ７を有し、こ
のトランジスタＴ７のコレクタは有利には抵抗１２を介
して第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに
接続されており、この第７のトランジスタＴ７は第１の
スイッチング状態において制御入力側の制御電圧のスイ
ッチングによって非導通であり、第２のスイッチング状
態において導通する。この場合、抵抗Ｒ１２によって閾
値電圧値が調整される。
【００３２】さらに、第２の状態において比較的高オー
ム性の第１のバイポーラトランジスタＢＴ１のＤＣ制御
入力側によって、とりわけ高い電力効率を有する第３の
モードで作動することができる。高オーム性のＤＣ制御
入力側によって同時に大きなＡＣ入力信号の場合に次の
ことが達成される。すなわち、第１のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１のこの制御入力側において非常に大きな電
流が流れ、この第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の
この制御入力側が小さいＡＣ信号の場合よりも低い値に
低下する。しかし、この第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１の制御入力電圧の低下によってアクティブな帰還
ループは再びアクティブになり、この結果、第１のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１における低い電圧は低オーム
性で給電される。これによって、第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１は非線形でも非常に電力の大きな信号を
発生できる。このような増幅はとりわけＡＭＰＳ規格に
おける移動無線送信器に使用される。
ム性の第１のバイポーラトランジスタＢＴ１のＤＣ制御
入力側によって、とりわけ高い電力効率を有する第３の
モードで作動することができる。高オーム性のＤＣ制御
入力側によって同時に大きなＡＣ入力信号の場合に次の
ことが達成される。すなわち、第１のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１のこの制御入力側において非常に大きな電
流が流れ、この第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の
この制御入力側が小さいＡＣ信号の場合よりも低い値に
低下する。しかし、この第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１の制御入力電圧の低下によってアクティブな帰還
ループは再びアクティブになり、この結果、第１のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１における低い電圧は低オーム
性で給電される。これによって、第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１は非線形でも非常に電力の大きな信号を
発生できる。このような増幅はとりわけＡＭＰＳ規格に
おける移動無線送信器に使用される。
【００３３】有利には、第２のバイポーラトランジスタ
ＢＴ２の制御入力側は抵抗Ｒ１０を介して第１のバイポ
ーラトランジスタＢＴ１の制御入力側にも第６のバイポ
ーラトランジスタＢＴ６の制御入力側にも接続されてい
る。この抵抗Ｒ１０は、有利には、バイポーラトランジ
スタＢＴ２のエミッタベース面積に対するバイポーラト
ランジスタＢＴ１のエミッタベース面積の比率に抵抗Ｒ
１を乗算した大きさである。この抵抗Ｒ１０は有利には
ベース電流により発生される抵抗Ｒ１０を介する電圧降
下をベース電流により発生される抵抗Ｒ１を介する電圧
降下とほぼ同じ大きさにさせるために使用される。この
手段は、とりわけ第１のアクティブなカレントミラーに
おいて第１のバイポーラトランジスタＢＴ１及び第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のチャネル電流の線形性
を改善する。
ＢＴ２の制御入力側は抵抗Ｒ１０を介して第１のバイポ
ーラトランジスタＢＴ１の制御入力側にも第６のバイポ
ーラトランジスタＢＴ６の制御入力側にも接続されてい
る。この抵抗Ｒ１０は、有利には、バイポーラトランジ
スタＢＴ２のエミッタベース面積に対するバイポーラト
ランジスタＢＴ１のエミッタベース面積の比率に抵抗Ｒ
１を乗算した大きさである。この抵抗Ｒ１０は有利には
ベース電流により発生される抵抗Ｒ１０を介する電圧降
下をベース電流により発生される抵抗Ｒ１を介する電圧
降下とほぼ同じ大きさにさせるために使用される。この
手段は、とりわけ第１のアクティブなカレントミラーに
おいて第１のバイポーラトランジスタＢＴ１及び第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のチャネル電流の線形性
を改善する。
【００３４】有利には、第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１の制御入力側は抵抗Ｒ１を介して第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２の制御入力側にも第６のバイポー
ラトランジスタＢＴ６の制御入力側にも接続されてお
り、この抵抗Ｒ１は比較的小さく、有利には抵抗Ｒ１４
の４分の１よりも小さい。抵抗Ｒ１を介して、ＡＣ入力
信号に対するバイポーラトランジスタＢＴ１における電
力増幅度の線形性は最適化される。
ＢＴ１の制御入力側は抵抗Ｒ１を介して第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２の制御入力側にも第６のバイポー
ラトランジスタＢＴ６の制御入力側にも接続されてお
り、この抵抗Ｒ１は比較的小さく、有利には抵抗Ｒ１４
の４分の１よりも小さい。抵抗Ｒ１を介して、ＡＣ入力
信号に対するバイポーラトランジスタＢＴ１における電
力増幅度の線形性は最適化される。
【００３５】第１のバイポーラトランジスタＢＴ１は、
有利には、結合キャパシタンスＣ１を介して第１のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に接続された増
幅器入力側を有する電力増幅器段の部分である。こうし
て、ＡＣ入力信号及びとりわけ高周波のＡＣ入力信号は
電圧及び電流に関して線形に増幅される。第１のバイポ
ーラトランジスタＢＴ１の最大出力電力は、この場合、
基本的に第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の特性デ
ータ及び制御入力側において使用できる最大電流によっ
て与えられる。この場合、有利には、増幅器段はエミッ
タ接地増幅器である。
有利には、結合キャパシタンスＣ１を介して第１のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に接続された増
幅器入力側を有する電力増幅器段の部分である。こうし
て、ＡＣ入力信号及びとりわけ高周波のＡＣ入力信号は
電圧及び電流に関して線形に増幅される。第１のバイポ
ーラトランジスタＢＴ１の最大出力電力は、この場合、
基本的に第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の特性デ
ータ及び制御入力側において使用できる最大電流によっ
て与えられる。この場合、有利には、増幅器段はエミッ
タ接地増幅器である。
【００３６】有利には、第１の、第２の及び第６のバイ
ポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６は同一の
熱的特性を有するように構成され、互いに対向配置され
ている。この手段によって、ミラーされる電流に関連す
るトランジスタは、関連する温度においてベースエミッ
タ面積により与えられる面積ファクタに至るまで同一の
特性曲線を有する。とりわけ、さらに、第１の、第２の
及び第６のバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２及び
ＢＴ６が集積回路においてすぐ近くに互いに対向配置さ
れていると有利である。
ポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６は同一の
熱的特性を有するように構成され、互いに対向配置され
ている。この手段によって、ミラーされる電流に関連す
るトランジスタは、関連する温度においてベースエミッ
タ面積により与えられる面積ファクタに至るまで同一の
特性曲線を有する。とりわけ、さらに、第１の、第２の
及び第６のバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２及び
ＢＴ６が集積回路においてすぐ近くに互いに対向配置さ
れていると有利である。
【００３７】有利には、さらに、第１の、第２の及び第
６のバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６
はとりわけＧａＡｓ、ＩｎＧａＰ又はＳｉＧｅヘテロバ
イポーラトランジスタプロセスから作られるヘテロバイ
ポーラトランジスタである。ヘテロバイポーラトランジ
スタによって、とりわけ移動電話技術で必要とされるよ
うにノイズが少なく非常に迅速な線形増幅器回路が構成
される。電力増幅器には有利にはヘテロバイポーラトラ
ンジスタが装備されるので、相応のカレントミラートラ
ンジスタがヘテロバイポーラトランジスタであればこの
カレントミラーの機能に対して有利である。
６のバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６
はとりわけＧａＡｓ、ＩｎＧａＰ又はＳｉＧｅヘテロバ
イポーラトランジスタプロセスから作られるヘテロバイ
ポーラトランジスタである。ヘテロバイポーラトランジ
スタによって、とりわけ移動電話技術で必要とされるよ
うにノイズが少なく非常に迅速な線形増幅器回路が構成
される。電力増幅器には有利にはヘテロバイポーラトラ
ンジスタが装備されるので、相応のカレントミラートラ
ンジスタがヘテロバイポーラトランジスタであればこの
カレントミラーの機能に対して有利である。
【００３８】さらに、本発明の回路装置は、有利には、
移動電話において使用され、そこではとりわけ送信すべ
き信号の増幅のために使用される。この場合、高い電力
効率によって信号をギガヘルツ周波数領域において３０
ｄＢｍより上の電力に増幅することが重要である。
移動電話において使用され、そこではとりわけ送信すべ
き信号の増幅のために使用される。この場合、高い電力
効率によって信号をギガヘルツ周波数領域において３０
ｄＢｍより上の電力に増幅することが重要である。
【００３９】本発明を次に図面の図に基づいて詳しく説
明する。
明する。
【００４０】図１は従来技術の動作点調整のための回路
装置を示し、図２は電力増幅器の動作点のアクティブな
調整のための回路装置の本発明の実施例を示し、図３は
電力増幅器回路におけるバイポーラトランジスタＢＴ１
の少なくとも２つの動作点の調整のための回路装置の本
発明の実施例を示す。
装置を示し、図２は電力増幅器の動作点のアクティブな
調整のための回路装置の本発明の実施例を示し、図３は
電力増幅器回路におけるバイポーラトランジスタＢＴ１
の少なくとも２つの動作点の調整のための回路装置の本
発明の実施例を示す。
【００４１】図１に示された回路装置は既に冒頭で説明
した。それゆえ、この回路の説明は冒頭を参照してほし
い。
した。それゆえ、この回路の説明は冒頭を参照してほし
い。
【００４２】図２に示された電力増幅器回路における第
１のバイポーラトランジスタＢＴ１の動作点のアクティ
ブな調整のための本発明の回路装置は第１のバイポーラ
トランジスタＢＴ１を有し、このバイポーラトランジス
タＢＴ１は第２のバイポーラトランジスタＢＴ２と共に
広い意味でカレントミラーを形成する。増幅すべき入力
信号は端子Ｅに印加され、キャパシタンスＣ１を介して
第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に供
給される。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１により
増幅された信号はキャパシタンスＣ２を介して第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１のコレクタに接続されてい
る出力側端子Ａから取り出される。第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１のコレクタは付加的にインダクタンス
Ｌ１及び有利にはこのインダクタンスＬ１に直列接続さ
れた抵抗Ｒ２０を介して電圧源に接続されている。この
電圧源は電圧Ｕ２を発生する。第１のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１のエミッタは基準電位ＧＮＤに接続されて
いる。抵抗Ｒ１はバイポーラトランジスタＢＴ１及びＢ
Ｔ２の両方の制御入力側を接続している。第２のバイポ
ーラトランジスタＢＴ２の制御入力側は付加的にキャパ
シタンスＣを介して基準電位ＧＮＤに接続されている。
出力電圧ＶＲＥＦを発生する電圧源は一方で基準電位Ｇ
ＮＤに接続され、他方で第２の抵抗Ｒ２を介して第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続され、
第３の抵抗Ｒ３を介して第３のトランジスタＴ３のコレ
クタに接続され、第４の抵抗Ｒ４を介して第４のトラン
ジスタＴ４のコレクタに接続され、さらに抵抗なしに第
５のトランジスタＴ５のコレクタに接続されている。第
３のトランジスタＴ３の制御入力側は一方で第２のバイ
ポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続され、他方
でキャパシタンスＣを介して基準電位ＧＮＤに接続され
ている。第３のトランジスタＴ３及び第４のトランジス
タＴ４のエミッタ端子はそれぞれ基準電位ＧＮＤに接続
されている。これに対して、第５のトランジスタＴ５の
エミッタ端子は第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の
制御入力側に接続されている。第４のトランジスタＴ４
の制御入力側は第３のトランジスタＴ３のコレクタにも
キャパシタンスＣを介して基準電位ＧＮＤにも接続され
ている。相応して、第５のトランジスタＴ５の制御入力
側も第４のトランジスタＴ４のコレクタにもキャパシタ
ンスＣを介して基準電位Ｃにも接続されている。第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のエミッタは基準電位Ｇ
ＮＤに接続されている。入力側端子Ｅはキャパシタンス
Ｃ１の他に交流電圧源にも接続されている。
１のバイポーラトランジスタＢＴ１の動作点のアクティ
ブな調整のための本発明の回路装置は第１のバイポーラ
トランジスタＢＴ１を有し、このバイポーラトランジス
タＢＴ１は第２のバイポーラトランジスタＢＴ２と共に
広い意味でカレントミラーを形成する。増幅すべき入力
信号は端子Ｅに印加され、キャパシタンスＣ１を介して
第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に供
給される。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１により
増幅された信号はキャパシタンスＣ２を介して第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１のコレクタに接続されてい
る出力側端子Ａから取り出される。第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１のコレクタは付加的にインダクタンス
Ｌ１及び有利にはこのインダクタンスＬ１に直列接続さ
れた抵抗Ｒ２０を介して電圧源に接続されている。この
電圧源は電圧Ｕ２を発生する。第１のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１のエミッタは基準電位ＧＮＤに接続されて
いる。抵抗Ｒ１はバイポーラトランジスタＢＴ１及びＢ
Ｔ２の両方の制御入力側を接続している。第２のバイポ
ーラトランジスタＢＴ２の制御入力側は付加的にキャパ
シタンスＣを介して基準電位ＧＮＤに接続されている。
出力電圧ＶＲＥＦを発生する電圧源は一方で基準電位Ｇ
ＮＤに接続され、他方で第２の抵抗Ｒ２を介して第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続され、
第３の抵抗Ｒ３を介して第３のトランジスタＴ３のコレ
クタに接続され、第４の抵抗Ｒ４を介して第４のトラン
ジスタＴ４のコレクタに接続され、さらに抵抗なしに第
５のトランジスタＴ５のコレクタに接続されている。第
３のトランジスタＴ３の制御入力側は一方で第２のバイ
ポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続され、他方
でキャパシタンスＣを介して基準電位ＧＮＤに接続され
ている。第３のトランジスタＴ３及び第４のトランジス
タＴ４のエミッタ端子はそれぞれ基準電位ＧＮＤに接続
されている。これに対して、第５のトランジスタＴ５の
エミッタ端子は第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の
制御入力側に接続されている。第４のトランジスタＴ４
の制御入力側は第３のトランジスタＴ３のコレクタにも
キャパシタンスＣを介して基準電位ＧＮＤにも接続され
ている。相応して、第５のトランジスタＴ５の制御入力
側も第４のトランジスタＴ４のコレクタにもキャパシタ
ンスＣを介して基準電位Ｃにも接続されている。第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のエミッタは基準電位Ｇ
ＮＤに接続されている。入力側端子Ｅはキャパシタンス
Ｃ１の他に交流電圧源にも接続されている。
【００４３】トランジスタＢＴ１、ＢＴ２、Ｔ３、Ｔ
４、Ｔ５は図２の回路装置ではｎｐｎトランジスタとし
て、有利にはヘテロバイポーラトランジスタとして構成
されている。単一のトランジスタタイプは製造プロセス
を簡略化する。
４、Ｔ５は図２の回路装置ではｎｐｎトランジスタとし
て、有利にはヘテロバイポーラトランジスタとして構成
されている。単一のトランジスタタイプは製造プロセス
を簡略化する。
【００４４】第１の及び第２のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１及びＢＴ２は同一の熱的特性を有するように有利
には構成され、互いに対向配置されている。これは例え
ば次のことによって実現される。すなわち、第１の及び
第２のバイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２が集積
回路においてすぐ近くに互いに対向配置されることによ
って実現される。さらに、第２のバイポーラトランジス
タＢＴ２が第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の部分
でありうる。よって、基準トランジスタとしての第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２は、出力段として構成さ
れた第１のバイポーラトランジスタＢＴ１のフィンガで
あり得る。有利にはこれらのバイポーラトランジスタは
ＩｎＧａｐヘテロバイポーラトランジスタプロセスで製
造される。
ＢＴ１及びＢＴ２は同一の熱的特性を有するように有利
には構成され、互いに対向配置されている。これは例え
ば次のことによって実現される。すなわち、第１の及び
第２のバイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２が集積
回路においてすぐ近くに互いに対向配置されることによ
って実現される。さらに、第２のバイポーラトランジス
タＢＴ２が第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の部分
でありうる。よって、基準トランジスタとしての第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２は、出力段として構成さ
れた第１のバイポーラトランジスタＢＴ１のフィンガで
あり得る。有利にはこれらのバイポーラトランジスタは
ＩｎＧａｐヘテロバイポーラトランジスタプロセスで製
造される。
【００４５】次に図２の回路装置の作動原理を記述す
る。温度が上昇するという仮定の下で、第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２のコレクタ電流ＩＣＨＢＴ２も上
昇する。これにより第２の抵抗Ｒ２を通過する電流ＩＲ
２も上昇する。
る。温度が上昇するという仮定の下で、第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２のコレクタ電流ＩＣＨＢＴ２も上
昇する。これにより第２の抵抗Ｒ２を通過する電流ＩＲ
２も上昇する。
【００４６】第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコ
レクタ電流ＩＣＨＢＴ２の上昇の結果、第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２のコレクタエミッタ電圧が低下す
る。これにより第３のトランジスタＴ３のベースエミッ
タ電圧もこの第３のトランジスタＴ３のベース電流ＩＢ
Ｔ３も低下する。この結果、第３のトランジスタＴ３の
コレクタエミッタ電圧が上昇し、これに対して、第４の
トランジスタＴ４のコレクタエミッタ電圧が低下する。
これにより、第５のトランジスタＴ５のベースエミッタ
電圧も低下し、第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の
ベースエミッタ電圧が低下し、この第２のバイポーラト
ランジスタＢＴ２のベース電流ＩＢＨＢＴ２が低下す
る。これによって、最初に仮定した温度上昇によって惹
起された第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレク
タ電流ＩＣＨＢＴ２の上昇に対して効果的に対抗作用が
起こる。この温度上昇はこれにより補償される。同一の
ことは相応に温度低下に対しても妥当する。
レクタ電流ＩＣＨＢＴ２の上昇の結果、第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２のコレクタエミッタ電圧が低下す
る。これにより第３のトランジスタＴ３のベースエミッ
タ電圧もこの第３のトランジスタＴ３のベース電流ＩＢ
Ｔ３も低下する。この結果、第３のトランジスタＴ３の
コレクタエミッタ電圧が上昇し、これに対して、第４の
トランジスタＴ４のコレクタエミッタ電圧が低下する。
これにより、第５のトランジスタＴ５のベースエミッタ
電圧も低下し、第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の
ベースエミッタ電圧が低下し、この第２のバイポーラト
ランジスタＢＴ２のベース電流ＩＢＨＢＴ２が低下す
る。これによって、最初に仮定した温度上昇によって惹
起された第２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレク
タ電流ＩＣＨＢＴ２の上昇に対して効果的に対抗作用が
起こる。この温度上昇はこれにより補償される。同一の
ことは相応に温度低下に対しても妥当する。
【００４７】２つのエミッタ接地回路の第３のトランジ
スタＴ３及び第４のトランジスタＴ４はそれぞれ温度変
位の増大のために及び１８０度位相回転のために使用さ
れる。コレクタ接地回路に配置された第５のトランジス
タＴ５はインピーダンス変換器として使用され、さらに
低オーム性の出力側を有する。
スタＴ３及び第４のトランジスタＴ４はそれぞれ温度変
位の増大のために及び１８０度位相回転のために使用さ
れる。コレクタ接地回路に配置された第５のトランジス
タＴ５はインピーダンス変換器として使用され、さらに
低オーム性の出力側を有する。
【００４８】第２のトランジスタから第５のトランジス
タＢＴ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５の所要面積は小さく保持さ
れうる。なぜなら、これらのトランジスタは単に第１の
バイポーラトランジスタＢＴ１の制御に使用されるだけ
だからである。
タＢＴ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５の所要面積は小さく保持さ
れうる。なぜなら、これらのトランジスタは単に第１の
バイポーラトランジスタＢＴ１の制御に使用されるだけ
だからである。
【００４９】複数のキャパシタンスＣは妨害高周波信号
成分を回避するためのフィルタとして使用される。
成分を回避するためのフィルタとして使用される。
【００５０】エミッタ接地回路の第３のトランジスタＴ
３は増幅器として使用され、さらにその入力信号に対し
て１８０度だけ位相シフトされた出力信号を発生する。
相応することは第４のトランジスタＴ４にも妥当する。
コレクタ接地回路の第５のトランジスタＴ５はその入力
信号と出力信号との間の位相シフトを発生しない。同様
にこの第５のトランジスタＴ５によってその入力信号は
増幅されない。
３は増幅器として使用され、さらにその入力信号に対し
て１８０度だけ位相シフトされた出力信号を発生する。
相応することは第４のトランジスタＴ４にも妥当する。
コレクタ接地回路の第５のトランジスタＴ５はその入力
信号と出力信号との間の位相シフトを発生しない。同様
にこの第５のトランジスタＴ５によってその入力信号は
増幅されない。
【００５１】第１のバイポーラトランジスタＢＴ１のコ
レクタ電流ＩＣＨＢＴ１に対しては第１次近似において
次の式が成り立つ： （１） ＩＣＨＢＴ１＝ｋ×ＩＣＨＢＴ２＝ｋ×１.７Ｖ/Ｒ２ ただしここでｋは、第２のバイポーラトランジスタＢＴ
２のエミッタベース面積に対する第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１のエミッタベース面積の比率である。電
圧１.７Ｖは給電電圧ＶＲＥＦ３Ｖとヘテロバイポーラ
トランジスタにおけるダイオード降下１.３Ｖとの差か
ら生じる。
レクタ電流ＩＣＨＢＴ１に対しては第１次近似において
次の式が成り立つ： （１） ＩＣＨＢＴ１＝ｋ×ＩＣＨＢＴ２＝ｋ×１.７Ｖ/Ｒ２ ただしここでｋは、第２のバイポーラトランジスタＢＴ
２のエミッタベース面積に対する第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１のエミッタベース面積の比率である。電
圧１.７Ｖは給電電圧ＶＲＥＦ３Ｖとヘテロバイポーラ
トランジスタにおけるダイオード降下１.３Ｖとの差か
ら生じる。
【００５２】有利には、図２に示された本発明の回路装
置によって、第２の抵抗Ｒ２で降下する電圧は、図１に
示された回路装置及び抵抗ＲＡＰで降下する電圧に比べ
て増加される。これによって、信号増幅及びより改善さ
れた温度補償のために、第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１における電力増幅器入力側でのより大きな電圧変
位が可能である。例えば電圧源によって電圧ＶＲＥＦ３
Ｖが発生される場合、図２の回路では第２の抵抗Ｒ２に
おいて約１.７Ｖ降下しうる。この約１.７Ｖは電圧源に
より発生される電圧（ＶＲＥＦ＝３Ｖ）及び役１.３Ｖ
〜１.４Ｖの大きさの第２のヘテロバイポーラトランジ
スタＢＴ２で降下するコレクタエミッタ電圧の差から生
じる。図１に示された回路装置では抵抗ＲＡＰでは最大
０.４Ｖだけしか降下しない。
置によって、第２の抵抗Ｒ２で降下する電圧は、図１に
示された回路装置及び抵抗ＲＡＰで降下する電圧に比べ
て増加される。これによって、信号増幅及びより改善さ
れた温度補償のために、第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ１における電力増幅器入力側でのより大きな電圧変
位が可能である。例えば電圧源によって電圧ＶＲＥＦ３
Ｖが発生される場合、図２の回路では第２の抵抗Ｒ２に
おいて約１.７Ｖ降下しうる。この約１.７Ｖは電圧源に
より発生される電圧（ＶＲＥＦ＝３Ｖ）及び役１.３Ｖ
〜１.４Ｖの大きさの第２のヘテロバイポーラトランジ
スタＢＴ２で降下するコレクタエミッタ電圧の差から生
じる。図１に示された回路装置では抵抗ＲＡＰでは最大
０.４Ｖだけしか降下しない。
【００５３】図２に示された本発明の実施形態は２つの
バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２を有するカレ
ントミラーとして読みとれる。電流ＩＣＨＢＴ２はバイ
ポーラトランジスタＢＴ１に式（１）に従って電流を印
加する。電流ＩＣＨＢＴ２の安定化のために、図２にお
いてこの場合、アクティブな帰還回路が組み込まれる。
このアクティブな帰還回路は電流変動に起因する第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタにおける電圧
変動を増幅してこのバイポーラトランジスタＢＴ２の制
御入力側に戻し、こうして電流変動に対抗して制御す
る。この帰還回路はこの実施形態ではこの場合基本的に
電圧増幅器として機能する２つの縦続接続されたエミッ
タ接地回路及び出力段として機能するコレクタ接地回路
から成る。
バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２を有するカレ
ントミラーとして読みとれる。電流ＩＣＨＢＴ２はバイ
ポーラトランジスタＢＴ１に式（１）に従って電流を印
加する。電流ＩＣＨＢＴ２の安定化のために、図２にお
いてこの場合、アクティブな帰還回路が組み込まれる。
このアクティブな帰還回路は電流変動に起因する第２の
バイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタにおける電圧
変動を増幅してこのバイポーラトランジスタＢＴ２の制
御入力側に戻し、こうして電流変動に対抗して制御す
る。この帰還回路はこの実施形態ではこの場合基本的に
電圧増幅器として機能する２つの縦続接続されたエミッ
タ接地回路及び出力段として機能するコレクタ接地回路
から成る。
【００５４】図３に示されている電力増幅器回路におけ
るバイポーラトランジスタＢＴ１の少なくとも２つの動
作点を調整するための回路装置の本発明の実施形態も同
様に第１のバイポーラトランジスタＢＴ１を有し、この
第１のバイポーラトランジスタＢＴ１は第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２と共に広い意味で第１のカレント
ミラーを形成する。増幅すべきＡＣ入力信号は端子Ｅに
印加され、さらにキャパシタンスＣ１を介して第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に供給され
る。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１によって増幅
された信号は出力側端子Ａから取り出される。この出力
側端子ＡはキャパシタンスＣ２を介して第１のバイポー
ラトランジスタＢＴ１のコレクタに接続されている。第
１のバイポーラトランジスタＢＴ１のコレクタは付加的
にインダクタンスＬ１及びこのインダクタンスＬ１に直
列接続された抵抗Ｒ２０を介して電圧源に接続される。
この電圧源はＵ２を発生する。第１のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１のエミッタは基準電位ＧＮＤに接続されて
いる。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制御入力
側及び第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入力
側は直列に接続された抵抗Ｒ１及びＲ１０を介して接続
されている。
るバイポーラトランジスタＢＴ１の少なくとも２つの動
作点を調整するための回路装置の本発明の実施形態も同
様に第１のバイポーラトランジスタＢＴ１を有し、この
第１のバイポーラトランジスタＢＴ１は第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２と共に広い意味で第１のカレント
ミラーを形成する。増幅すべきＡＣ入力信号は端子Ｅに
印加され、さらにキャパシタンスＣ１を介して第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に供給され
る。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１によって増幅
された信号は出力側端子Ａから取り出される。この出力
側端子ＡはキャパシタンスＣ２を介して第１のバイポー
ラトランジスタＢＴ１のコレクタに接続されている。第
１のバイポーラトランジスタＢＴ１のコレクタは付加的
にインダクタンスＬ１及びこのインダクタンスＬ１に直
列接続された抵抗Ｒ２０を介して電圧源に接続される。
この電圧源はＵ２を発生する。第１のバイポーラトラン
ジスタＢＴ１のエミッタは基準電位ＧＮＤに接続されて
いる。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制御入力
側及び第２のバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入力
側は直列に接続された抵抗Ｒ１及びＲ１０を介して接続
されている。
【００５５】さらに、出力電圧ＶＲＥＦ１を発生する電
圧源は第２の抵抗Ｒ２を介して第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ２のコレクタに接続され、第３の抵抗Ｒ３を
介して第３のトランジスタＴ３のコレクタに接続され、
第４の抵抗Ｒ４を介して第４のトランジスタＴ４のコレ
クタに接続され、抵抗Ｒ１３を介してバイポーラトラン
ジスタＢＴ６のコレクタに接続されている。第３のトラ
ンジスタＴ３の制御入力側は第１に抵抗Ｒ６を介して第
２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続さ
れ、第２に抵抗Ｒ７を介して第３のトランジスタＴ３の
コレクタに接続され、第３に抵抗Ｒ８を介して基準電位
ＧＮＤに接続されている。第３のトランジスタＴ３のエ
ミッタは直接基準電位ＧＮＤに接続され、第４のトラン
ジスタＴ４のエミッタは抵抗Ｒ９を介して基準電位ＧＮ
Ｄに接続されている。これに対して、第５のトランジス
タＴ５のエミッタは抵抗Ｒ１０を介して第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２の制御入力側に接続される。第４
のトランジスタＴ４の制御入力側は第３のトランジスタ
Ｔ３のコレクタに接続されている。相応して、第５のト
ランジスタＴ５の制御入力側も第４のトランジスタＴ４
のコレクタに接続されている。第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ２のエミッタは基準電位ＧＮＤに接続されて
いる。第５のトランジスタのコレクタは有利には第２の
電圧源ＶＲＥＦ２に接続され、ＶＲＥＦ１には接続され
ていない。これは第５のトランジスタＴ５を流れる、場
合によっては大きい電流によってＶＲＥＦ１に負荷をか
けないためである。さらに、第６のバイポーラトランジ
スタＢＴ６の制御入力側はこの第６のバイポーラトラン
ジスタＢＴ６のコレクタに接続され、さらに有利には短
絡されている。第６のバイポーラトランジスタＢＴ６の
制御入力側は第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制
御入力側に抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１を介して接続されて
いる。第６のバイポーラトランジスタＢＴ６のエミッタ
は基準電位に接続されている。入力側端子Ｅはキャパシ
タンスＣ１の他に交流電圧源にも接続されている。
圧源は第２の抵抗Ｒ２を介して第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ２のコレクタに接続され、第３の抵抗Ｒ３を
介して第３のトランジスタＴ３のコレクタに接続され、
第４の抵抗Ｒ４を介して第４のトランジスタＴ４のコレ
クタに接続され、抵抗Ｒ１３を介してバイポーラトラン
ジスタＢＴ６のコレクタに接続されている。第３のトラ
ンジスタＴ３の制御入力側は第１に抵抗Ｒ６を介して第
２のバイポーラトランジスタＢＴ２のコレクタに接続さ
れ、第２に抵抗Ｒ７を介して第３のトランジスタＴ３の
コレクタに接続され、第３に抵抗Ｒ８を介して基準電位
ＧＮＤに接続されている。第３のトランジスタＴ３のエ
ミッタは直接基準電位ＧＮＤに接続され、第４のトラン
ジスタＴ４のエミッタは抵抗Ｒ９を介して基準電位ＧＮ
Ｄに接続されている。これに対して、第５のトランジス
タＴ５のエミッタは抵抗Ｒ１０を介して第２のバイポー
ラトランジスタＢＴ２の制御入力側に接続される。第４
のトランジスタＴ４の制御入力側は第３のトランジスタ
Ｔ３のコレクタに接続されている。相応して、第５のト
ランジスタＴ５の制御入力側も第４のトランジスタＴ４
のコレクタに接続されている。第２のバイポーラトラン
ジスタＢＴ２のエミッタは基準電位ＧＮＤに接続されて
いる。第５のトランジスタのコレクタは有利には第２の
電圧源ＶＲＥＦ２に接続され、ＶＲＥＦ１には接続され
ていない。これは第５のトランジスタＴ５を流れる、場
合によっては大きい電流によってＶＲＥＦ１に負荷をか
けないためである。さらに、第６のバイポーラトランジ
スタＢＴ６の制御入力側はこの第６のバイポーラトラン
ジスタＢＴ６のコレクタに接続され、さらに有利には短
絡されている。第６のバイポーラトランジスタＢＴ６の
制御入力側は第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制
御入力側に抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１を介して接続されて
いる。第６のバイポーラトランジスタＢＴ６のエミッタ
は基準電位に接続されている。入力側端子Ｅはキャパシ
タンスＣ１の他に交流電圧源にも接続されている。
【００５６】スイッチ機能のために第７のトランジスタ
Ｔ７のコレクタは抵抗Ｒ１２を介してバイポーラトラン
ジスタＢＴ２のコレクタに接続されている。このトラン
ジスタＴ７のエミッタは基準電位に接続されている。第
７のトランジスタＴ７のチャネルはこの第７のトランジ
スタＴ７の制御入力側における論理制御によって導通か
又は非導通かのいずれかにされる。
Ｔ７のコレクタは抵抗Ｒ１２を介してバイポーラトラン
ジスタＢＴ２のコレクタに接続されている。このトラン
ジスタＴ７のエミッタは基準電位に接続されている。第
７のトランジスタＴ７のチャネルはこの第７のトランジ
スタＴ７の制御入力側における論理制御によって導通か
又は非導通かのいずれかにされる。
【００５７】この本発明の回路装置の作動原理は次のよ
うなものである：この電力増幅器が第１のスイッチング
状態にもたらされなければならない場合、トランジスタ
Ｔ７は外部から制御され、このトランジスタＴ７が非導
通になる。この状態において、バイポーラトランジスタ
ＢＴ１及びＢＴ２を有するカレントミラーはアクティブ
であり、この結果、バイポーラトランジスタＢＴ１にお
ける電流は基本的にバイポーラトランジスタＢＴ２を流
れる電流によって有利には式（１）に従って与えられ
る。第２のバイポーラトランジスタＢＴ２における電流
はこの場合、アクティブな帰還回路によってこのバイポ
ーラトランジスタＢＴ２のコレクタにおける電圧変動を
増幅しこのバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入力側
に供給し、安定化する。とりわけ温度変動における電流
変動も調整するこの電流の安定化によって、無信号時電
流も、従って動作点も第１のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ１において安定化される。
うなものである：この電力増幅器が第１のスイッチング
状態にもたらされなければならない場合、トランジスタ
Ｔ７は外部から制御され、このトランジスタＴ７が非導
通になる。この状態において、バイポーラトランジスタ
ＢＴ１及びＢＴ２を有するカレントミラーはアクティブ
であり、この結果、バイポーラトランジスタＢＴ１にお
ける電流は基本的にバイポーラトランジスタＢＴ２を流
れる電流によって有利には式（１）に従って与えられ
る。第２のバイポーラトランジスタＢＴ２における電流
はこの場合、アクティブな帰還回路によってこのバイポ
ーラトランジスタＢＴ２のコレクタにおける電圧変動を
増幅しこのバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入力側
に供給し、安定化する。とりわけ温度変動における電流
変動も調整するこの電流の安定化によって、無信号時電
流も、従って動作点も第１のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ１において安定化される。
【００５８】アクティブな帰還回路は図２のようにこの
実施形態において基本的に２つの互いに縦続に接続され
たエミッタ接地電圧増幅器及びコレクタ接地回路から成
る。このコレクタ接地回路はこのアクティブな帰還回路
の低い出力抵抗に対するインピーダンス変換器として使
用される。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１に大き
な出力電力の場合でも必要な電流を制御入力側に給電す
るために、このアクティブな帰還回路の低い出力抵抗は
必要である。こうして、バイポーラトランジスタＢＴ１
における高い出力電力の場合でも十分に線形な信号増幅
が保証される。大きな出力電力において十分に線形な信
号増幅を保証しようとする場合には、バイポーラトラン
ジスタＢＴ１における動作点を有利には十分に高い無信
号時電流値に置く。
実施形態において基本的に２つの互いに縦続に接続され
たエミッタ接地電圧増幅器及びコレクタ接地回路から成
る。このコレクタ接地回路はこのアクティブな帰還回路
の低い出力抵抗に対するインピーダンス変換器として使
用される。第１のバイポーラトランジスタＢＴ１に大き
な出力電力の場合でも必要な電流を制御入力側に給電す
るために、このアクティブな帰還回路の低い出力抵抗は
必要である。こうして、バイポーラトランジスタＢＴ１
における高い出力電力の場合でも十分に線形な信号増幅
が保証される。大きな出力電力において十分に線形な信
号増幅を保証しようとする場合には、バイポーラトラン
ジスタＢＴ１における動作点を有利には十分に高い無信
号時電流値に置く。
【００５９】さらに、アクティブな帰還回路の低い出力
抵抗は、バイポーラトランジスタＢＴ２及びバイポーラ
トランジスタＢＴ６がカレントミラーとしてアクティブ
ではないことをもたらす。なぜなら、バイポーラトラン
ジスタＢＴ６における出力抵抗はこのアクティブな帰還
回路のそれよりもはるかに大きいからである。バイポー
ラトランジスタＢＴ１の制御入力側における出力抵抗は
この場合有利には基本的に抵抗Ｒ１４によって与えられ
る。なぜなら、抵抗Ｒ１は抵抗Ｒ１４よりも数倍小さい
からである。
抵抗は、バイポーラトランジスタＢＴ２及びバイポーラ
トランジスタＢＴ６がカレントミラーとしてアクティブ
ではないことをもたらす。なぜなら、バイポーラトラン
ジスタＢＴ６における出力抵抗はこのアクティブな帰還
回路のそれよりもはるかに大きいからである。バイポー
ラトランジスタＢＴ１の制御入力側における出力抵抗は
この場合有利には基本的に抵抗Ｒ１４によって与えられ
る。なぜなら、抵抗Ｒ１は抵抗Ｒ１４よりも数倍小さい
からである。
【００６０】第２のスイッチング状態ではトランジスタ
Ｔ７は外部から制御され、この結果、このトランジスタ
Ｔ７は導通し、さらに第２のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ２のコレクタ電圧がより低い値に下げられる。有利な
実施形態では、この場合、バイポーラトランジスタＢＴ
２におけるコレクタ電圧が閾値電圧値より下に低下し、
この結果、このバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入
力側とコレクタとの間の閾値電圧差Ｖｔｈｒを下回るよ
うに、抵抗Ｒ１２は選択される。これによって、有利に
はエミッタ接地回路によって表されるアクティブな帰還
回路の出力段が抵抗Ｒ１４よりもはるかに高オーム性と
なる。これにより、このアクティブな帰還回路は基本的
に不活性化される。
Ｔ７は外部から制御され、この結果、このトランジスタ
Ｔ７は導通し、さらに第２のバイポーラトランジスタＢ
Ｔ２のコレクタ電圧がより低い値に下げられる。有利な
実施形態では、この場合、バイポーラトランジスタＢＴ
２におけるコレクタ電圧が閾値電圧値より下に低下し、
この結果、このバイポーラトランジスタＢＴ２の制御入
力側とコレクタとの間の閾値電圧差Ｖｔｈｒを下回るよ
うに、抵抗Ｒ１２は選択される。これによって、有利に
はエミッタ接地回路によって表されるアクティブな帰還
回路の出力段が抵抗Ｒ１４よりもはるかに高オーム性と
なる。これにより、このアクティブな帰還回路は基本的
に不活性化される。
【００６１】このアクティブな帰還回路が不活性化され
ている場合、第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制
御入力側の電圧給電は基本的にバイポーラトランジスタ
ＢＴ６及びＢＴ１を有する第２のカレントミラーによっ
て決定される。基本的に抵抗Ｒ１４によって決定されて
いるこの電流給電の出力抵抗は、有利には、アクティブ
な帰還回路により発生される出力抵抗よりもはるかに高
い。制限された出力電流によって、第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１は制限された出力電力を有する信号し
か線形に増幅できない。有利には、この場合、第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の動作点は低い無信号時電
流値に調整される。従って、このスイッチング状態は、
有利にはバイポーラトランジスタＢＴ１で線形増幅が適
度な出力電力においてのみ必要とされる場合に活性化さ
れる。
ている場合、第１のバイポーラトランジスタＢＴ１の制
御入力側の電圧給電は基本的にバイポーラトランジスタ
ＢＴ６及びＢＴ１を有する第２のカレントミラーによっ
て決定される。基本的に抵抗Ｒ１４によって決定されて
いるこの電流給電の出力抵抗は、有利には、アクティブ
な帰還回路により発生される出力抵抗よりもはるかに高
い。制限された出力電流によって、第１のバイポーラト
ランジスタＢＴ１は制限された出力電力を有する信号し
か線形に増幅できない。有利には、この場合、第１のバ
イポーラトランジスタＢＴ１の動作点は低い無信号時電
流値に調整される。従って、このスイッチング状態は、
有利にはバイポーラトランジスタＢＴ１で線形増幅が適
度な出力電力においてのみ必要とされる場合に活性化さ
れる。
【００６２】例えばＡＭＰモードのような送信規格の場
合のように線形増幅が必要とされない場合、第２のスイ
ッチング状態は非常に低い無信号時電流及び非常に高い
出力電力を有する第３の動作モードを提供する。この第
２のスイッチング状態において非常に大きい振幅を有す
るＡＣ信号が増幅器入力側に供給されると、バイポーラ
トランジスタＢＴ１における整流効果によってこのバイ
ポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に大きな電流が
流れることが起こる。この大きな電流は大きな抵抗Ｒ１
４を介してバイポーラトランジスタＢＴ６のコレクタか
ら流れる。これによって電圧が抵抗Ｒ１４の後ろで低下
し、とりわけまだ不活性化されているアクティブな帰還
回路の出力側において低下する。抵抗Ｒ１４の後ろの電
圧降下は次のことを引き起こす。すなわち、バイポーラ
トランジスタＢＴ２の制御入力側とコレクタとの間の閾
値電圧差Ｖｔｈｒを再び上回り、この結果、アクティブ
な帰還回路がその低い出力抵抗によって再びアクティブ
になる。従って、第１のバイポーラトランジスタＢＴ１
の制御入力側から見ると、第１のバイポーラトランジス
タＢＴ１の制御入力側には再び比較的低オーム性で電圧
が供給される。この電圧は第２のバイポーラトランジス
タＢＴ２及び第６のバイポーラトランジスタＢＴ６の制
御入力側における電圧の相互作用によって予め設定され
ている。よって、比較的低い出力抵抗によって再びバイ
ポーラトランジスタＢＴ１の出力側において比較的高い
電力が駆動される。増幅の線形性を断念すれば、こうし
て非常に高い電力効率で非常に高い出力電力においてオ
ーバードライブされた信号が発生される。
合のように線形増幅が必要とされない場合、第２のスイ
ッチング状態は非常に低い無信号時電流及び非常に高い
出力電力を有する第３の動作モードを提供する。この第
２のスイッチング状態において非常に大きい振幅を有す
るＡＣ信号が増幅器入力側に供給されると、バイポーラ
トランジスタＢＴ１における整流効果によってこのバイ
ポーラトランジスタＢＴ１の制御入力側に大きな電流が
流れることが起こる。この大きな電流は大きな抵抗Ｒ１
４を介してバイポーラトランジスタＢＴ６のコレクタか
ら流れる。これによって電圧が抵抗Ｒ１４の後ろで低下
し、とりわけまだ不活性化されているアクティブな帰還
回路の出力側において低下する。抵抗Ｒ１４の後ろの電
圧降下は次のことを引き起こす。すなわち、バイポーラ
トランジスタＢＴ２の制御入力側とコレクタとの間の閾
値電圧差Ｖｔｈｒを再び上回り、この結果、アクティブ
な帰還回路がその低い出力抵抗によって再びアクティブ
になる。従って、第１のバイポーラトランジスタＢＴ１
の制御入力側から見ると、第１のバイポーラトランジス
タＢＴ１の制御入力側には再び比較的低オーム性で電圧
が供給される。この電圧は第２のバイポーラトランジス
タＢＴ２及び第６のバイポーラトランジスタＢＴ６の制
御入力側における電圧の相互作用によって予め設定され
ている。よって、比較的低い出力抵抗によって再びバイ
ポーラトランジスタＢＴ１の出力側において比較的高い
電力が駆動される。増幅の線形性を断念すれば、こうし
て非常に高い電力効率で非常に高い出力電力においてオ
ーバードライブされた信号が発生される。
【００６３】図１及び図２の回路における抵抗の正確な
値は、適用事例及び使用されるトランジスタの特性曲線
に大きく依存する。図２及び図３に示された回路装置は
有利には移動電話の回路においてギガヘルツ周波数領域
の送信器増幅器に適している。この適用事例では有利に
ほぼ１６ｄＢｍと３０ｄＢｍとの間の出力電力の間で切
り換えられる。これに相応して、抵抗Ｒ１は有利には抵
抗Ｒ１４よりもほぼ４分の１小さく選択される。この結
果、第１のスイッチング状態では第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１においてほぼ４倍大きなベース電流を供
給できる。有利には、抵抗Ｒ１４に対する典型的な値は
ほぼ１００オームである。
値は、適用事例及び使用されるトランジスタの特性曲線
に大きく依存する。図２及び図３に示された回路装置は
有利には移動電話の回路においてギガヘルツ周波数領域
の送信器増幅器に適している。この適用事例では有利に
ほぼ１６ｄＢｍと３０ｄＢｍとの間の出力電力の間で切
り換えられる。これに相応して、抵抗Ｒ１は有利には抵
抗Ｒ１４よりもほぼ４分の１小さく選択される。この結
果、第１のスイッチング状態では第１のバイポーラトラ
ンジスタＢＴ１においてほぼ４倍大きなベース電流を供
給できる。有利には、抵抗Ｒ１４に対する典型的な値は
ほぼ１００オームである。
【００６４】有利には、これらの回路にはこの実施形態
においてほぼ３Ｖの電圧源が設けられる。これらの回路
は有利にはＩｎＧａｐプロセスで製造され、この結果、
トランジスタは有利にはほぼ１.３Ｖのダイオード電圧
変位を有するヘテロバイポーラトランジスタである。こ
れらの回路は有利にはＣＤＭＡハイモード、ＣＤＭＡロ
ーモード及びＡＭＰモードで動作され、このＣＤＭＡハ
イモードは電力増幅器の高い出力電力に対する第１のス
イッチング状態に相応する。
においてほぼ３Ｖの電圧源が設けられる。これらの回路
は有利にはＩｎＧａｐプロセスで製造され、この結果、
トランジスタは有利にはほぼ１.３Ｖのダイオード電圧
変位を有するヘテロバイポーラトランジスタである。こ
れらの回路は有利にはＣＤＭＡハイモード、ＣＤＭＡロ
ーモード及びＡＭＰモードで動作され、このＣＤＭＡハ
イモードは電力増幅器の高い出力電力に対する第１のス
イッチング状態に相応する。
【００６５】図３に示された回路の抵抗値はトランジス
タの特性曲線及び所望の電力増幅器特性に依存する。設
定が決定されるならば、当業者によって最適な抵抗値が
もとめられ、最適化される。本発明の回路における付加
的な抵抗、組み込まれるコンデンサ及びインダクタンス
が回路の特性をさらに改良することも可能である。これ
らの変形実施形態はこの回路の基本コンセプトから離れ
ないならば本発明に含まれる。
タの特性曲線及び所望の電力増幅器特性に依存する。設
定が決定されるならば、当業者によって最適な抵抗値が
もとめられ、最適化される。本発明の回路における付加
的な抵抗、組み込まれるコンデンサ及びインダクタンス
が回路の特性をさらに改良することも可能である。これ
らの変形実施形態はこの回路の基本コンセプトから離れ
ないならば本発明に含まれる。
【図１】従来技術の動作点調整のための回路装置を示
す。
す。
【図２】電力増幅器の動作点のアクティブな調整のため
の回路装置の本発明の実施例を示す。
の回路装置の本発明の実施例を示す。
【図３】電力増幅器回路におけるバイポーラトランジス
タＢＴ１の少なくとも２つの動作点の調整のための回路
装置の本発明の実施例を示す。
タＢＴ１の少なくとも２つの動作点の調整のための回路
装置の本発明の実施例を示す。
ＢＴ１ 第１のバイポーラトランジスタ
ＢＴ２ 第２のバイポーラトランジスタ
Ｔ３ 第３のトランジスタ
Ｔ４ 第４のトランジスタ
Ｔ５ 第５のトランジスタ
ＢＴ６ 第６のトランジスタ
Ｔ７ 第７のトランジスタ
ＶＲＥＦ 電圧源
Ｒ１〜Ｒ２０ 抵抗
Ｃ１、Ｃ２ キャパシタンス
Ｅ 入力側端子
Ａ 出力側端子
ＧＮＤ 基準電位
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−253822（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−315855（ＪＰ，Ａ)
特公 昭45−17603（ＪＰ，Ｂ１)
特公 昭45−36041（ＪＰ，Ｂ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/00 - 3/72
Claims (31)
- 【請求項１】 電力増幅器回路における第１のバイポー
ラトランジスタ（ＢＴ１）の動作点のアクティブな調整
のための回路装置において、 第１の及び第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ１、Ｂ
Ｔ２）を有するカレントミラーが設けられており、 エミッタ接地増幅器回路においてそれぞれ第３の及び第
４のトランジスタ（Ｔ３、Ｔ４）が設けられており、第
３のトランジスタ（Ｔ３）の制御入力側は第２のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＴ２）のコレクタに接続され、第
４のトランジスタ（Ｔ４）の制御入力側は前記第３のト
ランジスタ（Ｔ３）のコレクタに接続され、 第５のトランジスタ（Ｔ５）がコレクタ接地回路におい
て設けられており、前記第５のトランジスタ（Ｔ５）の
制御入力側は前記第４のトランジスタ（Ｔ４）のコレク
タに接続され、前記第５のトランジスタ（Ｔ５）のエミ
ッタは前記第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）の
制御入力側に接続され、 電圧源が設けられており、該電圧源は抵抗（Ｒ２）を介
して前記第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）のコ
レクタに接続されている、電力増幅器回路における第１
のバイポーラトランジスタ（ＢＴ１）の動作点のアクテ
ィブな調整のための回路装置。 - 【請求項２】 第１のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
１）の制御入力側と第２のバイポーラトランジスタ（Ｂ
Ｔ２）の制御入力側とは抵抗（Ｒ１）を介して互いに接
続されていることを特徴とする、請求項１記載の回路装
置。 - 【請求項３】 第５のトランジスタ（Ｔ５）のコレクタ
は電圧源に接続され、第４のトランジスタ（Ｔ４）のコ
レクタは抵抗（Ｒ４）を介して電圧源に接続される及び
/又は第３のトランジスタ（Ｔ３）のコレクタは抵抗
（Ｒ３）を介して電圧源に接続されることを特徴とす
る、請求項１又は２記載の回路装置。 - 【請求項４】 トランジスタ（ＢＴ１、ＢＴ２、Ｔ３、
Ｔ４及びＴ５）はｎｐｎバイポーラトランジスタ及び/
又はヘテロバイポーラトランジスタであることを特徴と
する、請求項１〜３のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項５】 第３のトランジスタ（Ｔ３）の制御入力
側は抵抗（Ｒ８）を介して基準電位に接続されており、
さらに、前記第３のトランジスタ（Ｔ３）の制御入力側
は抵抗（Ｒ６）を介して第２のバイポーラトランジスタ
（ＢＴ２）のコレクタに接続されている及び/又は抵抗
（Ｒ７）を介して前記第３のトランジスタ（Ｔ３）のコ
レクタに接続されていることを特徴とする、請求項１〜
４のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項６】 第１の及び第２のバイポーラトランジス
タ（ＢＴ１、ＢＴ２）は同一の熱的特性を有するように
構成され、互いに対向配置されていることを特徴とす
る、請求項１〜５のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項７】 第１の及び第２のバイポーラトランジス
タ（ＢＴ１、ＢＴ２）は集積回路においてすぐ近くに互
いに対向配置されていることを特徴とする、請求項１〜
６のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項８】 第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
２）は第１のバイポーラトランジスタ（ＢＴ１）の部分
であることを特徴とする、請求項１〜７のうちの１項記
載の回路装置。 - 【請求項９】 第１の及び第２のバイポーラトランジス
タ（ＢＴ１、ＢＴ２）は、とりわけＧａＡｓ、ＩｎＧａ
Ｐ又はＳｉＧｅヘテロバイポーラトランジスタプロセス
から作られるヘテロバイポーラトランジスタであること
を特徴とする、請求項１〜８のうちの１項記載の回路装
置。 - 【請求項１０】 第２の、第３の、第４の及び/又は第
５のトランジスタ（ＢＴ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５）の制御
入力側とそれぞれ基準電位との間にはコンデンサ（Ｃ）
が接続されていることを特徴とする、請求項１〜９のう
ちの１項記載の回路装置。 - 【請求項１１】 第３の及び/又は第４のトランジスタ
（Ｔ３、Ｔ４）のエミッタと基準電位との間にはそれぞ
れ抵抗（Ｒ９）が接続されていることを特徴とする、請
求項１〜１０のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項１２】 電力増幅器回路におけるバイポーラト
ランジスタ（ＢＴ１）の少なくとも２つの動作点の調整
のための回路装置において、 第１のスイッチング状態において、第１の及び第２のバ
イポーラトランジスタ（ＢＴ１、ＢＴ２）を有する第１
のカレントミラーがアクティブであり、この結果、前記
第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）のコレクタを
流れる第１の電流が前記第１のバイポーラトランジスタ
（ＢＴ１）のコレクタを流れる第１のミラーされた電流
を発生し、前記第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
２）のコレクタにおける電圧がアクティブな帰還回路を
介して前記第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）の
制御入力側に帰還され、 第２のスイッチング状態において、第１の及び第６のバ
イポーラトランジスタ（ＢＴ１、ＢＴ６）を有する第２
のカレントミラーがアクティブであり、この結果、前記
第６のバイポーラトランジスタ（ＢＴ６）のコレクタを
流れる第２の電流が前記第１のバイポーラトランジスタ
（ＢＴ１）のコレクタを流れる第２のミラーされた電流
を発生し、前記第６のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
６）のコレクタにおける電圧が第２の帰還回路を介して
前記第６のバイポーラトランジスタ（ＢＴ６）の制御入
力側に帰還され、 前記第１のスイッチング状態と前記第２のスイッチング
状態との間を切り換えるためのスイッチを有する、電力
増幅器回路におけるバイポーラトランジスタ（ＢＴ１）
の少なくとも２つの動作点の調整のための回路装置。 - 【請求項１３】 第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
２）のコレクタは抵抗（Ｒ２）を介して電圧源に電気的
に接続されていることを特徴とする、請求項１２記載の
回路装置。 - 【請求項１４】 第２の帰還回路は単にオーム抵抗を有
する線路又はオーム抵抗を持たない線路であることを特
徴とする、請求項１２又は１３記載の回路装置。 - 【請求項１５】 第６のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
６）のコレクタは抵抗（Ｒ１３）を介して電圧源に電気
的に接続されていることを特徴とする、請求項１２〜１
４のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項１６】 アクティブな帰還回路は電圧増幅器、
とりわけ２つの互いに縦続に接続されたエミッタ接地増
幅器を有することを特徴とする、請求項１２〜１５のう
ちの１項記載の回路装置。 - 【請求項１７】 アクティブな帰還回路は低オーム性の
出力段を有することを特徴とする、請求項１２〜１６の
うちの１項記載の回路装置。 - 【請求項１８】 アクティブな帰還回路の出力段は第２
のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）のコレクタ電圧と
制御入力側電圧との間の最小閾値電圧差（Ｖｔｈｒ）よ
り下において高オーム性であることを特徴とする、請求
項１７記載の回路装置。 - 【請求項１９】 アクティブな帰還回路の出力段はコレ
クタ接地回路におけるトランジスタを有することを特徴
とする、請求項１２〜１８のうちの１項記載の回路装
置。 - 【請求項２０】 第１のカレントミラーは請求項１〜１
１のうちの１項記載の回路装置であることを特徴とする
請求項１２〜１９のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項２１】 第６のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
６）の制御入力側は抵抗（１４）を介して第１のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＴ１）及び第２のバイポーラトラ
ンジスタ（ＢＴ２）に接続されており、抵抗（１４）は
非高オーム性状態におけるアクティブな帰還回路の出力
抵抗よりもはるかに大きいことを特徴とする、請求項１
２〜２０のうちの１項記載の回路装置。 - 【請求項２２】 スイッチは第２のスイッチング状態に
おいて第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）のコレ
クタ電圧を閾値電圧値にもたらし、該閾値電圧値は第１
のスイッチング状態におけるコレクタ電圧よりも小さい
ことを特徴とする、請求項１２〜２１のうちの１項記載
の回路装置。 - 【請求項２３】 スイッチはバイポーラトランジスタ
（ＢＴ２）に並列にトランジスタ（Ｔ７）を有し、該ト
ランジスタ（Ｔ７）のコレクタは有利には抵抗（１２）
を介して第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ２）のコ
レクタに接続されており、前記トランジスタ（Ｔ７）は
第１のスイッチング状態において制御入力側の制御電圧
のスイッチングによって非導通であり、第２のスイッチ
ング状態において導通することを特徴とする、請求項２
２記載の回路装置。 - 【請求項２４】 第２のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
２）の制御入力側は抵抗（Ｒ１０）を介して第１のバイ
ポーラトランジスタ（ＢＴ１）の制御入力側にも第６の
バイポーラトランジスタ（ＢＴ６）の制御入力側にも接
続されていることを特徴とする、請求項１２〜２３のう
ちの１項記載の回路装置。 - 【請求項２５】 第１のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
１）の制御入力側は抵抗（Ｒ１）を介して第２のバイポ
ーラトランジスタ（ＢＴ２）の制御入力側にも第６のバ
イポーラトランジスタ（ＢＴ６）の制御入力側にも接続
されていることを特徴とする、請求項１２〜２４のうち
の１項記載の回路装置。 - 【請求項２６】 第１のバイポーラトランジスタ（ＢＴ
１）は、結合キャパシタンス（Ｃ１）を介して前記第１
のバイポーラトランジスタ（ＢＴ１）の制御入力側に接
続された増幅器入力側を有する電力増幅器段の部分であ
ることを特徴とする、請求項１２〜２５のうちの１項記
載の回路装置。 - 【請求項２７】 増幅器段はエミッタ接地増幅器である
ことを特徴とする、請求項２６記載の回路装置。 - 【請求項２８】 第１の、第２の及び第６のバイポーラ
トランジスタ（ＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６）は同一の熱
的特性を有するように構成され、互いに対向配置されて
いることを特徴とする、請求項１２〜２７のうちの１項
記載の回路装置。 - 【請求項２９】 第１の、第２の及び第６のバイポーラ
トランジスタ（ＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６）は集積回路
においてすぐ近くに互いに対向配置されていることを特
徴とする、請求項１２〜２８のうちの１項記載の回路装
置。 - 【請求項３０】 第１の、第２の及び第６のバイポーラ
トランジスタ（ＢＴ１、ＢＴ２及びＢＴ６）はとりわけ
ＧａＡｓ、ＩｎＧａＰ又はＳｉＧｅヘテロバイポーラト
ランジスタプロセスから作られるヘテロバイポーラトラ
ンジスタであることを特徴とする、請求項１２〜２９の
うちの１項記載の回路装置。 - 【請求項３１】 回路装置は移動電話において使用され
ることを特徴とする、請求項１〜３０のうちの１項記載
の回路装置。
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