JP3509318B2

JP3509318B2 - 電力用バイポーラトランジスタの制御装置

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Publication number: JP3509318B2
Application number: JP20299195A
Authority: JP
Inventors: 善則村上; 一真大蔵; 康彦北島; 一彦谷
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1995-08-09
Filing date: 1995-08-09
Publication date: 2004-03-22
Anticipated expiration: 2015-08-09
Also published as: JPH0951256A; US5818284A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電流制御型の電力
用バイポーラトランジスタの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来技術の第一として、図１７に示す回
路構成を紹介する。図１７において、Ｑ１は電力用のｎ
ｐｎ型バイポーラトランジスタで、エミッタ端子は接
地、コレクタ端子は負荷Ｘを介して正の電位に接続され
ている。ＱｕとＱｄは、トランジスタＱ１のベースへ電
力を供給したり逆に引き抜いたりするためのトランジス
タである。このＱｕとＱｄは相補的に構成されており、
Ｑｕはｐチャネル型ＭＯＳトランジスタで、そのソース
端子は正電位Ｖpに維持されている。Ｑｄはｎチャネル
型ＭＯＳトランジスタで、そのソース端子は接地（＝０
Ｖ）もしくは負電位Ｖmに維持されている。そしてＱｕ
とＱｄのゲート端子は図１７中で、端子Ｇに接続され、
同じ制御信号が印加されるようになっている。また、両
者のドレイン端子はベース抵抗Ｒｘを介してＱ１のベー
ス端子に接続されている。

【０００３】次に、動作を説明する。ゲート端子Ｇに然
るべき正の電位が印加されている状態では、トランジス
タＱｕは遮断状態であり、かつトランジスタＱｄは導通
状態となっており、トランジスタＱ１のベース電位は負
電位となっているので、トランジスタＱ１は遮断状態で
ある。ゲート端子Ｇに然るべき負の電位が印加される
と、トランジスタＱｕは導通状態となり、逆にトランジ
スタＱｄは遮断され、トランジスタＱ１のベース端子に
は抵抗体Ｒｘを通して電流が供給される。このときの電
流値はおよそＶp／Ｒｘである。この抵抗体Ｒｘの抵抗
値は、トランジスタＱ１がコレクタ定格電流を流すのに
必要な最低限のベース電流の供給を受けられるよう、比
較的低い値でなければならない。このようにオン・オフ
２値でトランジスタを制御するような構成は、たとえば
図１８に示したような三相ＰＷＭインバータの構成要素
であるトランジスタＱ１１〜Ｑ１６として使用されてい
る。

【０００４】しかし、上記のような制御装置が、図１８
に示したような三相ＰＷＭインバータの構成要素とし
て、例えば電気自動車の駆動回路に使用され、負荷や電
流値が時々刻々変化する状況で使用される場合において
は、以下のような問題が生じることがある。すなわち、
トランジスタに定格電流が流れるのは、自動車の走行で
言えば急な登り坂での加速時などモータが最大トルクを
要求されるようなごく希な場合のみであり、走行中の殆
どの期間は、駆動用トランジスタには定格よりもはるか
に少ない電流しか流れない。そのような状況ではベース
電流は供給過多となっていて、ベース電流が無駄になる
ばかりでなく、電力用バイポーラトランジスタのベース
領域は飽和状態となり、ターンオフ時の蓄積時間が延び
てしまう。このことは結果的にＰＷＭキャリア周波数の
上限を低めてしまうか、もしくはパルス幅変調の利用率
を制限してしまう、という問題点があった。そこで電力
用バイポーラトランジスタを流れる主電流値に対応して
適切なベース電流を供給したいという考えが自然と喚起
されるが、従来はトランジスタのスイッチング速度と比
較して、利用していたＰＷＭキャリア周波数が２ｋＨｚ
程度と十分低かったので、あまり問題にされなかった。

【０００５】しかし、このような問題を解決する方法と
して図１９のような回路も考案されている。これは１９
９０年１０月に行われた電気学会の電子デバイス・半導
体電力変換合同研究会の資料、“ＳＩＴを用いたフォー
クリフト用コントローラ”（保田保、吉澤敏夫、資料
番号：ＥＤＤ−９０−６４／ＳＰＣ−９０−６３、ｐ．
５７〜６４）に掲載されたものである。以下、機構を説
明する。図１９の装置は、基本的にはチョッパ方式で直
流モータを駆動する装置の一部として紹介されている
が、基本的には図１８のような三相ＰＷＭ回路における
トランジスタと動作は殆ど同じである。図１９中、ＳＩ
Ｔは電流駆動型ＳＩＴであり、バイポーラトランジスタ
と同じ動作をする。

【０００６】このような回路のＳＩＴの制御において、
図１７のような回路を使用すると、ＳＩＴを流れるドレ
イン電流値が低いときには大幅な蓄積時間の増加を招い
てしまう。そのため図１９の回路においては、ＳＩＴへ
のチョッパ信号が“オン状態”の期間、「オンゲート回
路」は基本的にＳＩＴに対してゲート電流を供給する
が、ＳＩＴのドレイン・ソース間の電圧を検知する「Ｖ
_DS検知回路」からの信号が「基準電圧Ｖ_DSB」より低く
なると、「比較器」の出力状態が「Ｈ」となり、「オン
ゲート回路」に対してゲート電流の供給を停止するよう
に働きかける。ＳＩＴは少しの間ならゲート電流の供給
が途絶えても蓄積している過剰キャリアによって主電流
を流し続けるが、やがて過剰キャリアの減少とともにＶ
_DSは徐々に増加してくる。すると「比較器」の出力は
「Ｌ」となり、「オンゲート回路」に対して再びゲート
電流を流すように働きかける。

【０００７】図２０は、上記のゲート電流の様子とＳＩ
Ｔのドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSの挙動を示した特性図
である。外部の制御装置から送られてくるチョッパ信号
（指令信号）がオン状態の期間、Ｖ_DSはこのように一定
の値Ｖ_DSBを中心に或る範囲に留まり、主電流の値が低
いときでもＳＩＴは過飽和状態に陥ることはない。

【０００８】しかし、上記のような回路構成では以下の
ような問題がある。第一に、パルス状とはいえゲート端
子に対して大電流を印加している点である。図１９の回
路ではパルス電流が流れる時は必ず、コレクタが定格電
流を流し得るほどの大きなゲート電流を流しているの
で、オン状態のデバイスはいつも「一旦は非常な過飽和
に突入し、それから徐々に回復する」という履歴を繰り
返す。そしてこの「比較器」の動作はチョッパ信号機構
とは独立しているので、もしパルス電流が流れた直後の
過飽和状態のタイミングに「オフゲート回路」が作動し
た場合には、ＳＩＴの状態は過飽和からターンオフする
ことになり、比較的長い蓄積時間をもってしまう。すな
わち、図１９のような構成では、特に低電流領域でター
ンオフ時の蓄積時間は不安定になる可能性がある。

【０００９】第二に、「オンゲート回路」にパルス信号
を送っている「比較器」のパルス振動は、ＳＩＴの内部
の過剰少数キャリアの寿命が「比較器」の性能に対して
充分長いことを前提としている。すなわち、キャリア寿
命が短いトランジスタに対しては「比較器」の振動速度
が追随できるとは限らず、Ｖ_DSの振幅が大きくなり、適
切な制御が出来なくなる可能性がある。

【００１０】さらに第三には、ドレイン・ソース間電圧
を検知し、これに基づいてゲート電流を制御しようとす
る「比較器」が「オンゲート回路」に向けて信号を発す
るように構成されている。すなわち、図１９で「オンゲ
ート回路」、「オフゲート回路」と表現されているの
は、単純な図１７の構成にあっては模式的にトランジス
タＱｕとＱｄで表しているが、これらの構成に「新たに
外部信号（図１９の比較器からの信号）によってその挙
動を変化させる機構」を付加する必要があることを示す
ものであり、このことは既存の装置の構成全体に改造の
手を加えなければならないことを意味する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、第一の
従来例のような単純な回路では、負荷の状況に応じてト
ランジスタのベース電流を調節するようなことはでき
ず、トランジスタは殆どの使用条件下で過飽和状態とな
り、蓄積時間が延び、低電流領域においてベース電流が
無駄になってしまうという問題点があった。また、第二
の従来例のような構成では、負荷に応じてトランジスタ
の状態を調節することは可能であるが、タイミングによ
っては蓄積時間が不安定になる可能性があり、またどの
ような性質の電流制御型トランジスタにも対応するとい
うわけにはいかず、さらに制御電流供給回路の改造が必
要であった。

【００１２】本発明は上記のような問題点を解決し、従
来の回路にあまり手を加えない簡便な方式で、トランジ
スタ蓄積時間を減らし、高速スイッチングを可能にし、
さらに制御するトランジスタの主電流に対応して制御電
流値を適切に調節することの出来る電力用バイポーラト
ランジスタの制御装置を実現することを目的としてい
る。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては特許請求の範囲に記載するような
構成をとる。すなわち、本発明の基本的構成としては、
電力用バイポーラトランジスタを駆動する制御装置とし
て、外部からの第一の信号によって、電力用バイポーラ
トランジスタのベース端子に対して導通信号（ベース電
流を与える様な一定電位を与える）と遮断信号（ベース
端子から電流を引き抜くような一定電位を与える）の２
種類の信号を与える第一の制御装置と、電力用バイポー
ラトランジスタの導通状態時における動作状態を検知す
る検知手段と、ベース端子へ流れ込むベース電流を通す
ための二つの主端子ならびに検知手段の検知結果に応じ
て電力用バイポーラトランジスタの動作状態を所定範囲
に納めるように主端子間の抵抗値を調節する制御端子を
有する制御用トランジスタと、を少なくとも有し、か
つ、第一の制御装置とは独立して設けられた第二の制御
装置と、を有する構成とする。なお、上記の構成は、例
えば、後記図１、図２に示す実施の形態に相当する。

【００１４】また、第二の制御装置が、電力用バイポー
ラトランジスタの動作状態を検知する機能として、少な
くとも電力用バイポーラトランジスタのコレクタ端子と
エミッタ端子間の電位差を検知する機能を有する構成と
する。なお、上記の構成は、例えば後記図４、図５に示
す実施の形態に相当する。

【００１５】また、第二の制御装置が、電力用バイポー
ラトランジスタの動作状態を検知する機能として、少な
くともコレクタ端子もしくはエミッタ端子を通過する電
流値を検知する機能を有する構成とする。なお、上記の
構成は、例えば後記図１１、図１５に示す実施の形態に
相当する。

【００１６】また、請求項１に記載の発明においては、
制御用トランジスタが、第一の制御装置の出力端子とベ
ース端子との間に、ベース電流がその２つの主端子を通
るように接続された構成とする。なお、上記の構成は、
例えば後記図４、図５に示す実施の形態に相当する。

【００１７】また、請求項２に記載の発明においては、
電力用バイポーラトランジスタを導通状態とするための
ベース電流を供給する電流源と第一の制御装置の入力端
子との間に、制御用トランジスタが、その２つの主端子
の間をベース電流となるべき電流が通るように接続され
ている構成とする。なお、上記の構成は、例えば後記図
８に示す実施の形態に相当する。

【００１８】また、請求項３に記載の発明においては、
制御用トランジスタが遮断状態もしくは主端子間の抵抗
が高い状態のときでも迅速なベース電流引き抜きを行な
うための整流ダイオードを、制御用トランジスタの二つ
の主端子と並列に接続し、かつ上記整流ダイオードの極
性は電力用バイポーラトランジスタが導通状態となるよ
うなベース電流の向きとは逆方向にのみ電流を流す方向
に接続した構成とする。なお、上記の構成は、例えば後
記図５に示す実施の形態に相当する。

【００１９】また、請求項４に記載の発明においては、
制御用トランジスタが遮断状態もしくは主端子間の抵抗
が高い状態であるときに主端子間の抵抗値の最高値を制
限するための固定抵抗を、制御用トランジスタの二つの
主端子と並列に接続した構成とする。なお、上記の構成
は、例えば後記図７に示す実施の形態に相当する。

【００２０】また、請求項５に記載の発明においては、
誘導性負荷と還流ダイオードを有する負荷を駆動する電
力用バイポーラトランジスタにおいて、第二の制御装置
の検知手段は、誘導性負荷を流れる電流を検知すること
により、導通状態における電力用バイポーラトランジス
タの主端子に流れる電流を検知するように構成する。
なお、上記の構成は、例えば後記図１２に示す実施の形
態に相当する。

【００２１】また、請求項６に記載の発明においては、
第二の制御装置は、前記の機能に加えて、第二の信号に
よって電力用バイポーラトランジスタが「導通」状態か
ら「遮断」状態へと転じ始めるような変化を検知したと
きは制御用トランジスタの主端子間の抵抗値の状態を固
定し、逆に「遮断」状態から「導通」状態へと転じる時
は、第二の信号で前記状態を検知した他に、さらにコレ
クタ端子とエミッタ端子間の電位差が所定値を以下にな
ったことをも検知してはじめて制御用トランジスタの状
態固定を解除するように構成する。なお、上記の構成
は、例えば後記図９に示す実施の形態に相当する。

【００２２】さらに請求項７に記載の発明においては、
誘導性負荷と還流ダイオードを有する負荷を駆動する電
力用バイポーラトランジスタにおいて、第二の制御装置
の機能としてさらに、第二の信号によって電力用バイポ
ーラトランジスタが「導通」状態から「遮断」状態へと
転じ始めるような変化を検知したときは制御用トランジ
スタの状態を固定し、逆に「遮断」状態から「導通」状
態へと転じる時は、電力用バイポーラトランジスタの主
端子を通過する主電流が流れはじめ、さらに前記主電流
値の、前記還流ダイオードの逆回復電流に起因する極大
値を過ぎて初めて制御用トランジスタの状態固定を解除
する機能を有する構成とする。なお、上記の構成は、例
えば後記図１４に示す実施の形態に相当する。

【００２３】また、請求項８に記載の発明においては、
第二の信号として、第一の信号もしくは第一の制御装置
の出力端子の電位もしくはこれらと挙動を同じくする信
号を用いるように構成する。また、請求項９に記載の発
明においては、第二の信号として、コレクタ端子とエミ
ッタ端子間の電位差を用いるように構成する。また、請
求項１０に記載の発明においては、例えば電流検出器を
用いてベース電流の方向が転換したことを検出し、それ
を第二の信号として用いるように構成する。

【００２４】また、請求項１１に記載の発明において
は、複数の電力用バイポーラトランジスタがそれぞれの
コレクタ端子同士とそれぞれのエミッタ端子同士を連結
しており、かつ、第一の制御装置は一つのみが共通に接
続され、第二の制御装置は各電力用バイポーラトランジ
スタにそれぞれ接続されてそれぞれのベース端子に流れ
る電流が個別に制御されるように接続され、第二の制御
装置は、前記機能に加えて、各電力用バイポーラトラン
ジスタの主端子間に流れる電流値を検知し、これらの電
流値の差異を解消するように各ベース端子に流れるベー
ス電流を制御するように構成する。なお、上記の構成
は、例えば後記図１６に示す実施の形態に相当する。

【００２５】

【作用】まず、本発明の基本的構成において、第一の制
御装置とは、前記第一の従来例に示したような、電力用
バイポーラトランジスタに単純にベース電流を送ったり
引き抜いたりするだけの機能を有するものであり、外部
の信号発生器から信号（第一の信号）を受け取って作動
している。本発明においては、このような従来の制御装
置に付加して、電力用バイポーラトランジスタの動作状
態を検知する検知手段と、電力用バイポーラトランジス
タのベース端子へ流れ込むベース電流を適切に調節する
制御用トランジスタと、から少なくとも構成される第二
の制御装置を設けることにより、負荷に応じて変動する
電力用バイポーラトランジスタの動作状態をきめ細かく
制御できるように構成したものである。

【００２６】また、第二の制御装置が検知するトランジ
スタの動作状態としては電力用バイポーラトランジスタ
のコレクタ電位を検知する。ここで電力用バイポーラト
ランジスタとしてｎｐｎ型バイポーラトランジスタを例
に取ると、その導通状態においてコレクタ電位が或る条
件より低いということはトランジスタが飽和状態にある
ということであり、ベース電流の供給過剰を意味する。
このような動作状態は、非効率的であるばかりか、過剰
なキャリアの蓄積によってターンオフ時の蓄積時間が長
くなってしまう。したがってこのような動作状態の場合
には、第二の制御装置はベース電流を絞るように電流に
対して作用する。また、コレクタ電位が或る条件より高
ければ、電力用バイポーラトランジスタの主端子間の抵
抗が高いということであり、電力用バイポーラトランジ
スタの発熱を招く。したがって、このような動作状態の
場合には、第二の制御装置はベース電流を増やすように
作用する。第二の制御装置がベース電流に対してこのよ
うな作用を及ぼすことにより、電力用バイポーラトラン
ジスタのコレクタ電位は一定の範囲内に収束するように
制御される。

【００２７】また、電力用バイポーラトランジスタが遮
断状態のときは、そのコレクタ・エミッタ間電圧は電源
電圧程度に高くなっているので、上記の論理によれば第
二の制御装置はベース電流をできるだけ低損失で流す状
態になる。よって第一の制御装置が「遮断状態」から
「導通状態」へ転じてベース電流を供給し始めたときに
は、大きな値のベース電流が電力用バイポーラトランジ
スタへ供給される条件となっており、ターンオンが迅速
に行われる。

【００２８】また、第一の制御装置が「導通」状態から
「遮断」状態へ転じたとき、第一の制御装置は電力用バ
イポーラトランジスタからベース電流を引き抜くように
働きかけるが、コレクタ電位が上昇すると第二の制御装
置はベース電流を低損失で流すように作用するので、直
前の導通状態でベース電流が制限されていても、ベース
電流の引き抜きは速やかに行われ、ターンオフは迅速に
進行する。

【００２９】さらに、この電力用バイポーラトランジス
タがＰＷＭインバータの構成要素としてモータなどの誘
導負荷を駆動しているような場合、該トランジスタは導
通状態なのであるが、コレクタ電位が負になっていて実
質上、該トランジスタが機能していない期間というもの
が存在する。このような時、従来はベース電流が無駄に
流れていたが、上記の仕組みによればコレクタ電位が電
源電圧より負であるということは「一定の値（正）より
低い」ということであるから第二の制御装置はできるだ
けベース電流を流さないように作用する、すなわち第一
の制御装置が流そうとするベース電流は遮断され、この
間のベース駆動電力は節約されることになる。

【００３０】また、第二の制御装置が検知する電力用バ
イポーラトランジスタの状態としてはコレクタ電流値も
しくはエミッタ電流値を検知する。トランジスタが導通
状態にあるとき、これらのいずれかの電流値と、さらに
トランジスタの特性が判っていれば、しかるべき演算に
よって適切なベース電流値を決定し、電力用バイポーラ
トランジスタに対して供給できる。

【００３１】また、請求項１の構成においては、制御用
トランジスタが第一の制御装置の出力端子と電力用バイ
ポーラトランジスタのベース端子との間に、ベース電流
がその２つの主端子を通るように接続されていること
で、電力用バイポーラトランジスタのベース電流を調節
するものである。

【００３２】また、請求項２においては、制御用トラン
ジスタが、電力用バイポーラトランジスタにベース電流
を供給する電流源と第一の制御装置の入力端子との間
に、接続されていることにより、ベース電流を調節する
ように構成されている。

【００３３】また、請求項３においては、導通状態にお
けるコレクタ電流が低く、それに伴ってベース電流が小
さく抑えられている状態からターンオフするとき、今ま
でベース電流を制御すべく高抵抗状態になっていた制御
用トランジスタがターンオフに伴うベース電流の引き抜
きを阻害しないように、制御用トランジスタに並列に接
続されたダイオードによってベース端子から引き抜かれ
るベース電流を低抵抗で流すように構成したものであ
る。

【００３４】また、請求項４に記載の構成においては、
電力用バイポーラトランジスタに要求されるコレクタ電
流が小さくなり、それに伴って必要なベース電流も小さ
くなったとき、これを制御する制御用トランジスタの状
態が不安定となり、電力用バイポーラトランジスタが誤
動作しやすくなるのを防ぐため、制御用トランジスタと
並列に高抵抗体を接続することにより、電力用バイポー
ラトランジスタに対して最低限のベース電流を保証し、
動作を安定させるものである。

【００３５】また、請求項５は、電力用バイポーラトラ
ンジスタが誘導性負荷と還流ダイオードとを駆動する場
合の例である。例えば電力用バイポーラトランジスタの
コレクタ電流を検知してベース電流を適宜調節する構成
においては、コレクタ電流を多く流すためにはベース電
流も多く必要であり、逆にコレクタ電流が小さくなれば
ベース電流も少なくて済む。しかるにこれだけの構成で
は電力用バイポーラトランジスタは「遮断状態」におい
てはベース電流がゼロであるから、そこから「導通状
態」へ移行することが出来ない。導通状態への移行を可
能にするためには、たとえば請求項４に記載したような
方法によって解決するが、電力用バイポーラトランジス
タが誘導性負荷と還流ダイオードとを駆動するような構
成の場合には、電力用バイポーラトランジスタが遮断状
態の時も負荷には還流ダイオードによって或る程度の電
流が流れているから、この電流を検知する。電力用バイ
ポーラトランジスタが導通状態の時は、負荷を流れる電
流は電力用バイポーラトランジスタを流れる電流と等価
である。遮断状態から導通状態へ移行する際、この電流
を参照してベース電流を決定すると、通常のパルス駆動
ではターンオン時に適切なベース電流を供給することが
出来る。

【００３６】また、請求項６に記載の構成においては、
第二の制御装置の機能としてさらに、第二の信号（この
内容は請求項８〜１０に例示）によって電力用バイポー
ラトランジスタが「導通」状態から「遮断」状態へと転
じ始めるような変化を検知したときは制御用トランジス
タの主端子間の抵抗値の状態を固定するようにする。こ
のようにすると、次のターンオン時には最初からほぼ適
切な量のベース電流が供給できる。逆に「遮断」状態か
ら「導通」状態へと転じる時は、しばらくこの状態固定
を維持しておき、コレクタ電位が然るべき値を下回った
ことを検知してはじめて制御用トランジスタの状態固定
を解除する。これにより電力用バイポーラトランジスタ
は途中で過大なベース電流を供給される事なく、迅速に
適切なベース電流値を供給される状態となる。

【００３７】また、請求項７に記載の構成においては、
誘導性負荷と還流ダイオードを有する負荷を駆動する前
記電力用バイポーラトランジスタにおいて、第二の制御
装置の機能としてさらに、第二の信号によって電力用バ
イポーラトランジスタが「導通」状態から「遮断」状態
へと転じ始めるような変化を検知したときは制御用トラ
ンジスタの状態を固定するようにする。これにより次の
導通状態の初期には、電力用バイポーラトランジスタは
初めから適切な値のベース電流を供給される事になる。
逆に「遮断」状態から「導通」状態へと転じる時は、電
力用バイポーラトランジスタの主端子を通過する主電流
が流れはじめ、さらに前記主電流値の、前記還流ダイオ
ードの逆回復電流に起因する極大値を過ぎて初めて制御
用トランジスタの状態固定を解除する。このような動作
により、電力用バイポーラトランジスタは導通の初期か
ら適切なベース電流の供給を迅速に受けることができ
る。

【００３８】また、請求項８〜１０は前記第二の信号の
例を示したものであり、請求項８では、前記第二の信号
として、第一の信号もしくは第一の制御装置の出力端子
の電位もしくはこれらと挙動を同じくする信号を用いる
ものである。これにより比較的簡便にターンオンのタイ
ミングを知ることが出来る。

【００３９】また、請求項９においては、第二の信号と
してコレクタ電位を利用する。コレクタ電位は第二の制
御装置の制御に使っているが、第一の制御装置がベース
電流の供給を止めたときは、電力用バイポーラトランジ
スタのコレクタ電位は第二の制御装置の状態にかかわら
ず上昇する。よって、第二の制御装置がその範囲におさ
めようとしているコレクタ電位の範囲を明らかに逸脱し
て上昇したことをターンオフ動作をする契機として用い
ることが出来る。

【００４０】また、請求項１０においては、第二の信号
として、例えば電流検出器を用いてベース電流の方向が
逆転したことを検出して用いるものである。第一の制御
装置が遮断状態へ移行すると、制御用トランジスタを流
れるベース電流の方向は逆転するので、これをターンオ
フ動作の契機とすることができる。

【００４１】また、請求項１１においては、複数の電力
用バイポーラトランジスタのベース端子以外が並列接続
（それぞれのコレクタ端子同士とそれぞれのエミッタ端
子同士が接続）され、第一の制御装置は一つのみが共通
に接続され、第二の制御装置は各電力用バイポーラトラ
ンジスタ毎にそれぞれ接続されており、各電力用バイポ
ーラトランジスタの主端子間に流れる電流値を検知し、
これらの電流値の差異を解消するように各ベース電流を
制御することにより、各電力用バイポーラトランジスタ
の熱的不均衡を防ぐように構成したものである。

【００４２】

【発明の実施の形態】以下、本発明を実施の形態に基づ
いて詳細に説明する。図１ならびに図２は本発明の概念
を説明する回路の基本ブロック図である。図１および図
２において、Ｑ１は制御される電力用バイポーラトラン
ジスタ（以下、単にトランジスタと記す）であり、ここ
ではｎｐｎ型バイポーラトランジスタを例にとって説明
する。ＥはトランジスタＱ１のエミッタ端子で、ここで
は接地（＝０Ｖ）されている。Ｃはコレクタ端子で、負
荷Ｘを介して正の電圧源Ｖccに接続されている。Ｂはベ
ース端子である。さらに１は第一の制御装置、２は第二
の制御装置、３はベース電流を供給する電源である。こ
れらを結ぶ線はベース電流の流れを示している。このよ
うに電源３から出たベース電流は第一の制御装置１と第
二の制御装置２とを経てトランジスタＱ１へと供給され
る。また、図２（第２の実施の形態）に示すように第一
の制御装置と第二の制御装置の順番が逆になっていても
よい。

【００４３】ここで「第一の制御装置１」とは、トラン
ジスタＱ１のような電流制御型トランジスタを駆動する
際に従来から用いられてきた制御装置である。すなわ
ち、より具体的には前記図１７におけるトランジスタＱ
ｕ、Ｑｄならびにこれにつながる電源などによって構成
されるもので、外部の信号生成装置からの信号を受け取
って、ベース端子Ｂに対して導通信号（すなわちここで
はベース電流を与える様な正の電位）と遮断信号（すな
わちここでは前記ベース端子から電流を引き抜くような
負もしくはゼロ電位）の２種類の信号を与えるのみの機
能を有するものである。また、第一の制御装置１へ与え
られる信号Ｓ１は、その外部の信号生成装置から送られ
てくる信号（第一の信号）を意味している。

【００４４】また第二の制御装置２とは、第一の制御装
置１からトランジスタＱ１へ供給される電流の途中に介
在し、少なくともトランジスタＱ１が導通している時、
そのトランジスタの動作状態を検知し、それによって第
一の制御装置１からトランジスタＱ１へ与えられるベー
ス電流を適切に調節する装置である。ここで「トランジ
スタＱ１の動作状態」とはコレクタ電流値、コレクタ電
圧値、ベース電流値、ベース電流値、温度などのことで
ある。

【００４５】ちなみに、バイポーラトランジスタの電流
・電圧特性は図３に示すようになる。トランジスタの導
通状態において、ベース電流が過剰であると、トランジ
スタの動作点は図３中の点Ａのように電流値が電圧に比
例してほぼ直線的に増加している所謂「飽和領域」に入
り、Ｖ_CE（コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅ間の電位差
で、以下、単にコレクタ電位と呼ぶ）は低く、定損失で
電流を流せる。しかし、あまり高いベース電流値を印加
しても、その割りにはＶ_CEは下がらず非効率的であり、
さらにトランジスタＱ１内に少数キャリアが過剰に存在
することになり、ターンオフの際にこれが排除される時
間すなわち「蓄積時間」が長くなってしまう。すなわ
ち、トランジスタを飽和領域へ振り込んで使うことは、
ターンオフ時間の増加を招き、スイッチング周波数を低
めることになる。逆にベース電流が少ないとトランジス
タの動作点は図３中の点Ｃのような所謂「活性領域」
（もしくは疑似飽和領域）に入り、少数キャリアの蓄積
は少なくなりスイッチングは速くなる。しかし、一方で
Ｖ_CEが急激に増加してトランジスタ内で消費されるエネ
ルギーが増加し、トランジスタが過熱してしまうという
欠点を持つ。そこで、トランジスタの動作点は図３中の
点Ｂのように飽和領域と活性領域（もしくは疑似飽和領
域）の境目あたりになるように制御するのが望ましい。

【００４６】図４は、図１に示したブロック図に相当す
る第１の実施の形態の回路図であり、請求項１、３に対
応する。この構成では、第二の制御装置２として、低耐
圧パワーＭＯＳトランジスタ（以下、これを制御用トラ
ンジスタＱ２と記す）を用いた例を示している。トラン
ジスタＱ２はたとえばデプリーション型ｎチャネルＭＯ
Ｓトランジスタであり、そのゲート端子がトランジスタ
Ｑ１のコレクタ端子Ｃとつながっている。なお、Ｄ１は
ダイオードであり、ここでは制御用トランジスタＱ２と
して使ったパワーＭＯＳトランジスタの寄生ダイオード
である。なお、寄生ダイオードを持たないような制御用
トランジスタＱ２を用い、別個のダイオードをそれと並
列に接続して用いてもよい。また、抵抗Ｒｐとツェナダ
イオードＺ１は本発明とは直接関係ないが、制御用トラ
ンジスタＱ２のゲートを保護する機構として模式的に挿
入したもので、Ｒｐはたとえば１ＭΩ程度の高抵抗、Ｚ
１のツェナ耐圧は数Ｖ程度である。すなわち、トランジ
スタＱ１のコレクタ電位が１〜２Ｖ程度なら、制御用ト
ランジスタＱ２のゲート端子にはコレクタ電位が直接伝
わるが、コレクタ電位がツェナダイオードＺ１の耐圧を
越えるとＱ２のゲートに加わる電圧はツェナダイオード
Ｚ１の耐圧でクランプされて、トランジスタＱ２のゲー
トが破壊されない仕組みになっている。また、トランジ
スタＱｕとＱｄからなる回路の部分が第１の制御装置１
に相当し、そのゲート端子Ｇに外部から与えられる信号
がＳ１となる。また、Ｖｐがベース電流を供給する電源
３に相当する。

【００４７】以下、図４の回路の動作を説明する。まず
導通状態においては、トランジスタＱ１のコレクタ電位
は、たとえば０．５Ｖ程度であり、これにより制御用ト
ランジスタＱ２のチャネルは一定のベース電流を流す状
態になっていている。ここで仮に負荷Ｘの状態が変動し
てコレクタ電位が僅かに上昇したとすると、これに従っ
て制御用トランジスタＱ２のチャネルは開く方向へ向か
う。するとトランジスタＱ１へはベース電流がより多く
供給されることになり、コレクタ電位は低下する。ま
た、逆に負荷Ｘの状態変化によってコレクタ電位が僅か
に低下したとすると、今度は制御用トランジスタＱ２の
チャネルは絞られ、ベース電流の供給が減少する。する
とコレクタ電位は上昇することになる。このような制御
用トランジスタＱ２の動作からトランジスタＱ１のコレ
クタ電位は、導通状態においては、或る一定の条件内で
バランスすることになる。

【００４８】次に、ターンオフ過程であるが、第一の制
御装置１が遮断信号として、ベース端子から過剰なキャ
リアを引き抜くように働き始めると、その電流は制御用
トランジスタＱ２を逆に流れる。そしてトランジスタＱ
１のコレクタ電位が上昇し始めると、制御用トランジス
タＱ２はより電流を通しやすい状態へと変化するので、
ターンオフは迅速に進行する。また図４中、Ｄ１のよう
にダイオードが接続されていると、電流の引き抜きはさ
らに迅速となる。すなわち、トランジスタＱ１の直前の
導通状態によっては主電流の値が低く、よって図３のＩ
_Ｂ３のようにベース電流が制御用トランジスタＱ２のチ
ャネルによって絞られている場合もある。ターンオフの
初期のいわゆる「蓄積時間」の期間においては、電流は
ベース端子から引き抜かれるが、コレクタ電位は殆ど変
化しない。よってこの期間、制御用トランジスタＱ２の
状態はベース電流を流しにくいままに留まっているが、
そのことに関係なく、ベース電流はこのダイオードＤ１
を通して迅速に引き抜かれる。やがて電力用バイポーラ
トランジスタのベース端子からの電流引き抜きは終了
し、コレクタ電流は収束し、「遮断状態」へ移行する。

【００４９】遮断状態では、コレクタ電圧は高い正電位
Ｖｃになっている。よって制御用トランジスタＱ２のゲ
ート端子にはクランプされた正電位が印加されていて、
チャネルは全開状態となっている。よって、第一の制御
装置１が導通信号としてベース電流を流してくると、制
御用トランジスタＱ２は低い抵抗でこれをトランジスタ
Ｑ１のベース端子へ通し、迅速なターンオンが可能とな
る。このように、導通状態においては負荷などの状況に
応じてベース電流を適切に制御できるが、固定抵抗によ
る制御とちがい、ターンオフならびにターンオンの時に
はこの制御が邪魔にならず、トランジスタＱ１のスイッ
チング速度は早くなる。

【００５０】上記のように、図４に示す実施の形態の効
果は、第一に変動するコレクタ電流に見合った適切なベ
ース電流の供給が可能なことであり、その結果、トラン
ジスタＱ１は過飽和状態になってターンオフ時間を増長
させることもなく、ベース電流の供給不足でトランジス
タが過熱することもない。また、ベース電流を引き抜く
際、従来例のような固定抵抗制御では電力が無駄になっ
ていたが、本実施の形態ではスイッチングの際は制御用
トランジスタＱ２が低抵抗となるため、この間の電力が
節約でき、放熱設備も軽減できる。

【００５１】ここで、トランジスタＱ１の電流・電圧特
性曲線上の動作点について説明する。制御用トランジス
タＱ２のソース端子の電位はトランジスタＱ１のベース
・エミッタ間電圧に依存しており、ベース電流が流れる
ことによって変動するため、コレクタ電流に応じてコレ
クタ電位が落ち着く値が変動する。その値はコレクタ電
流値が低くなるにつれて低くなる傾向にある。

【００５２】上記の動作について簡単な概算を示す。ま
ずトランジスタＱ１の電圧・電流特性曲線は図３に示す
ようなものである。トランジスタＱ１が導通状態である
ときの動作点は、例えば０.５Ｖ前後といった比較的低
い値である。今、負荷Ｘがモータのコイルのように誘導
性であるとすると、トランジスタＱ１を流れる電流はベ
ース電流によらず図３のように一定値を取ろうとする。
コレクタ電流がＩ_C一定とすると、ベース電流Ｉ_Bが小さ
いときはコレクタ電位Ｖ_CEが高くなり、ベース電流が大
きければコレクタ電位が小さくなる。この関係はを大
略、下記（数１）式に示すようになる。

【００５３】Ｉ_C＝αＩ_B・Ｖ_CE …（数１）ただし、α：定数さらにベース電流Ｉ_Bとベース・エミッタ間電圧Ｖ_BEは
ダイオード特性の関係にあるが、これも大略、下記（数
２）式に示すようになる。

【００５４】Ｉ_B＝βＶ_BE …（数２）ただし、β：導電率にあたる定数そして、制御用トランジスタＱ２における電流・電圧特
性は、やはり或る点でしきい値を持ちながらゲート電圧
が上昇すると電流値が増加する関係にあるから、これも
大略、下記（数３）式に示すようになる。

【００５５】Ｉ_B＝γ（Ｖ_CE−Ｖ_BE） …（数３）ただし、γ：伝達係数に相当する定数これらの式を総合してＶ_CEとＩ_Cの関係式を出すと、下
記（数４）式に示すようになる。

【００５６】

【数４】

【００５７】すなわち、上記のような特性を持つトラン
ジスタＱ１とＱ２を用いた場合、Ｖ_CEはＩ_Cに応じて図
３中の破線のような点に落ち着くことになる。この傾向
は、上記（数１）〜（数３）式にさらに厳密な式を用い
ても、また誘導性負荷を抵抗性負荷に変えても、概略同
じである。すなわち、トランジスタの飽和領域と活性領
域（もしくは疑似飽和領域）との境界線はコレクタ電位
にほぼ比例的であるから、たとえばコレクタ電流の定格
値を流したときにＶ_CEがちょうど図３中の点Ｂのような
位置にくるように調節しておけば、コレクタ電流がそれ
以下の如何なる値を取っても、トランジスタは過剰な飽
和領域に入ることはないことになる。

【００５８】また、本発明がＰＷＭインバータを構成す
るトランジスタを駆動する回路として用いられ、負荷Ｘ
がモータやコイルなど誘導性成分を有する場合において
は、「制御回路からはオン信号が出ているにも関わら
ず、Ｖ_CEが負になっいて実質上トランジスタＱ１が機能
していない期間」が存在する。従来の方法では、この期
間もベース電流はトランジスタＱ１に供給されていて、
無駄になっていた。しかし、本発明の場合、Ｖ_CEが所定
の値より低い場合は制御用トランジスタＱ２を流れる電
流を絞る方向であるから、Ｖ_CEが負であるということは
制御用トランジスタＱ２はベース電流を遮断する状態に
なていて、このような期間は第一の制御装置１がベース
電流を流そうとしても、第二の制御装置２がこれを遮断
してベース電流は節約される。

【００５９】また、このように第二の制御装置２の動作
は、第一の制御装置１の動作に何ら影響を与えることも
なく、また装置の改造を加える必要もないので、第二の
制御装置２は従来の第一の制御装置１の回路に簡単に付
加してシステムの性能を向上させることが出来る利便性
がある。さらに、本発明は前記第二の従来例のようにベ
ース電流をチョッパ制御することはないので、制御する
トランジスタのキャリア寿命などの特性にも関係なく制
御できるし、また、ターンオフ時の蓄積時間が不安定に
なるという事態を生じることもない。

【００６０】次に、図５は、図１に示したブロック図に
相当する第１の実施の形態の他の回路図であり、前記図
４の制御をさらに繊細に行うために演算増幅回路Ａを付
加した構成である。この演算増幅回路Ａの付加により、
下記のごとく図４の回路よりさらに繊細な制御が可能と
なる。また、たとえば制御用トランジスタＱ２として図
４ではデプリーション型トランジスタを使っていたが、
この構成によれば一般的なエンハンスメント型トランジ
スタを使うことも、また場合によってはｐ型ＭＯＳトラ
ンジスタを使うことも、ＪＦＥＴを使うことも、場合に
よってはバイポーラトランジスタを使うことも可能であ
る。

【００６１】図５の演算増幅回路Ａには、Ｖ１としてト
ランジスタＱ１のエミッタ電位が、また基準電位をＶ２
として入力し、Ｖ２の値を調節することにより、任意の
コレクタ電位Ｖ_CEを設定することも可能である。また、
さらに演算増幅回路Ａに、さらにトランジスタＱ１のベ
ース電位も検出する機能を追加してきめ細やかな演算を
行えば、動作点におけるコレクタ電位を一定とすること
も出来る。

【００６２】ここで、このようにオン状態におけるコレ
クタ電位を一定値に保った制御を行った場合の、前記図
１８のような交流モータを駆動するＰＷＭインバータの
トランジスタを駆動したときの効果について概説する。
本発明はたとえば電気自動車の駆動モータを制御する電
力用トランジスタなどに有効である。自動車の一般的な
走行パターンを調べてみると、駆動系が最大トルクを必
要とする期間は、例えば急加速時や急な登坂の走行など
全体の走行環境からすれば比較的稀な条件でしかなく、
ほとんどの市街地走行において必要なトルクは最大トル
クの１／２以下で済んでしまうし、一定速度で走行して
いる場合はせいぜい最大値の１／１０程度でよい。そし
て、ＰＷＭインバータによって交流モータを駆動する電
気自動車の場合、モータに流れる電流はモータの発生ト
ルクにほぼ比例しているので、電気自動車に搭載された
ＰＷＭインバータを構成しているトランジスタにも、コ
レクタ定格電流が流れるのは稀なことで、大抵は定格の
１／２以下の電流しか流れないということになる。

【００６３】もし、前記図１７のような抵抗制御型であ
れば、図１７中の抵抗Ｒｘの値は、制御系の正電位Ｖｐ
を５Ｖ、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間接合の
順バイアスで消費される電圧を約１Ｖとすると、１００
Ａのベース電流を流すために０.０４Ω〔＝(５−１)／
１０００〕としなければならない。そして、５Ｖの正電
位から接地された電力用トランジスタのエミッタ端子ま
で１００Ａの電流が流れることから、ベース電流が流れ
ることによって発生する損失Ｗ_Bは、コレクタ電流値が
１０００Ａでも１００Ａでも関係なく５００Ｗとなる。
ちなみにコレクタ電流が１０００Ａ流れてＶce＝０.３
Ｖであれば、それによる発熱は、最大でも０.３Ｖ×１
０００Ａ＝３００Ｗにしかならず、従来例の手法では制
御系からの発熱の方がトランジスタＱ１中の主電流の導
通損失より上回ってしまう。

【００６４】一方、本発明の制御によればベース電流Ｉ
_Bとコレクタ電流Ｉ_Cとの関係は、図６に対応するトラン
ジスタＱ１のコレクタ定格電流を１０００Ａとすると、
下記（数５）式で示される。Ｉ_B＝１０~⁴×Ｉ_C ² …（数５）したがって、コレクタに定格電流である１０００Ａが流
れるときにはベース電流は同じ１００Ａで、上記損失Ｗ
_Bも同じ５００Ｗであるが、コレクタ電流値が低下する
にしたがってこれは急激に減少する。たとえばコレクタ
電流が定格の半分の５００Ａであれば、そのとき必要な
ベース電流は２５Ａであり、上記Ｗ_Bは上記の１／４の
１２５Ｗで済む。さらにコレクタ電流が定格の１／１０
しか流れない市街地定速走行時には、制御用トランジス
タＱ２などからの発熱はせいぜい５Ｗ程度という計算に
なる。また、モータがトランジスタの定格電流を要求す
る場合でも、本発明の方式を使ってＰＷＭ制御を行い、
モータに正弦波状の電流を流す場合を計算すると、平均
の損失は従来例の場合の半分で済む。

【００６５】このように、本発明は、特に電気自動車の
ように負荷の値やモータに流れる電流値が時々刻々と変
化し、さらには最大定格電流が要求されることが稀な環
境において、トランジスタとその制御系からの発熱を抑
え、エネルギーの節約と制御系回路からの放熱装置の軽
減にも貢献することが出来るものである。

【００６６】次に、図７は、図１に示したブロック図に
相当する第１の実施の形態のさらに他の回路図であり、
前記請求項４に対応する。図７の回路は、制御用トラン
ジスタＱ２と並列に高抵抗Ｒ３を接続したものである。
コレクタ電流値が低い条件では、要求されるベース電流
値が低くなって制御用トランジスタＱ２がしきい値に近
づき、Ｖ_ＣＥのわずかな変動によってはコレクタ電流が
意図せずに間欠的に流れてしまう可能性もある。そこ
で、抵抗Ｒ３を並列接続しておくことで最低限のベース
電流を保証し、コレクタ電流が間欠的に流れてしまうこ
とを防止する。この抵抗Ｒ３の値は、たとえばコレクタ
電流の最低値が定格の１／１０００、すなわち前記（数
５）式においてはＩ_Ｃ＝０.１Ａが流れるときのベース
電流１０μＡを保証するために、前記Ｖｐが＋５Ｖとす
れば５００ｋΩ程度に設定すればよい。もちろん、制御
用トランジスタＱ２として遮断時にも漏れ電流の多い特
殊なトランジスタを用いてもよい。

【００６７】次に、図８は、図２に示したブロック図に
相当する第２の実施の形態の回路図であり、前記請求項
２に対応するものである。図８の回路は、制御用トラン
ジスタＱ２が第一の制御装置１とその電源３との間に介
在している構成である。このような構成とすることによ
り、トランジスタＱ１の導通時にはこれまでの実施の形
態と同様に、制御用トランジスタＱ２によってベース電
流は制御されるが、ターンオフ時にはベース端子から引
き抜く電流が制御用トランジスタＱ２を介さずに流れる
ため、たとえ制御用トランジスタＱ２にダイオードを並
列に接続しなくても、またそのような寄生ダイオードを
持たないトランジスタを用いても、迅速なターンオフが
可能となる。

【００６８】次に、図９は、本発明の第３の実施の形態
を示す回路図であり、前記請求項６に対応する。これま
で説明した一連の構成では、ターンオン時には制御用ト
ランジスタＱ２は全開状態となっていて、迅速にベース
電流をトランジスタＱ１に供給するようになっている。
しかし、これではターンオンの初期には過剰なベース電
流が供給されてしまい、導通状態の期間が短くてターン
オン直後にターンオフするような場合、トランジスタＱ
１は過飽和状態から脱却するのに時間を要してしまう。
このような状況は特に要求されるコレクタ電流値が低い
場合に顕著になるものと予想される。このような事態に
対応するため、図９の回路では、前記図５に加えてさら
に制御用トランジスタＱ３、Ｑ４をつけ加えた。

【００６９】構造を説明する。制御用トランジスタＱ３
は制御用トランジスタＱ２のゲート端子と演算増幅回路
Ａの出力端子との間に介在する。さらに制御用トランジ
スタＱ３のゲート端子はデプリーション型ｐチャネルＭ
ＯＳトランジスタＱ４を介して図９中の端子Ｇ'に接続
されている。この端子Ｇ'には第二の信号Ｓ２が入力す
る。このＭＯＳトランジスタＱ４は図示の方向に寄生ダ
イオードＤ２を持っている。そして制御用トランジスタ
Ｑ４の制御端子は図示のようにコレクタ電位が低電位の
時はこれに連動するように接続されている。

【００７０】次に、この回路の動作を説明する前に、負
荷を流れる電流の挙動について述べる。この発明で対象
としているトランジスタＱ１は、図９のようにコイルＬ
１とダイオードＤ３からなる負荷を駆動している。ここ
でコイルＬ１は直流モータもしくは交流モータを等価的
に表しているとしてもよい。一方、図１０は、図９の回
路における負荷であるコイルＬ１を流れる電流の様子を
示したものである。すなわち図１０中で、“ＯＮ”と示
した期間はトランジスタＱ１が「導通」状態にある期間
で、負荷を流れる電流は電源から供給されて徐々に電流
値を増してゆく。そして“ＯＦＦ”と示した期間は、ト
ランジスタＱ１が「遮断」状態にある期間で、この間、
コイルＬ１を流れる電流はダイオードＤ３を通って還流
しており、その回路の内部抵抗により徐々に電流値は低
下している。

【００７１】上記の説明に基づいて、図９の動作を説明
する。第一の制御装置１が「導通」状態であるとき、他
の制御用トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４はどれも「導
通」状態である。トランジスタＱ１が導通状態を持続す
ると誘導性負荷の性質上、コレクタ電流値は徐々に上昇
してゆく。そして、電流値が図１０中の点Ａのような状
態になった時点で、第一の制御装置１は外部信号を受け
て遮断状態へ移行を始めるとする。この時、同時にこの
外部信号とほぼ挙動と同じくする「第二の信号」によっ
て制御用トランジスタＱ３の制御端子の電位を正から負
へ転じて制御用トランジスタＱ３を遮断状態する。この
時、制御用トランジスタＱ３の遮断は制御用トランジス
タＱ４の状態によらず、制御用トランジスタＱ３のゲー
トは制御用トランジスタＱ４の寄生ダイオードＤ２によ
って電荷が引き抜かれて遮断状態となる。すると制御用
トランジスタＱ２のゲート中の電荷は保持されるので、
制御用トランジスタＱ２の主端子間の抵抗値はほぼ固定
される。トランジスタＱ１のベースにある過剰キャリア
は、主に制御用トランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ１
を介して引き抜かれるので、たとえ制御用トランジスタ
Ｑ２の抵抗が高くても問題ない。やがてトランジスタＱ
１のコレクタ電位は上昇しはじめ、そこで初めて制御用
トランジスタＱ４の制御端子は正の高電位となり、制御
用トランジスタＱ４は遮断状態となる。

【００７２】そして次に、外部信号（第一の信号Ｓ１）
によって「導通」状態へ転じた時、制御用トランジスタ
Ｑ２は以前とほぼ同じ抵抗値でベース電流を供給するの
で、トランジスタＱ１は過飽和状態には突入せずに済
む。しかし、この制御用トランジスタＱ２の固定された
状態は、トランジスタＱ１のコレクタ電位が動作点付近
まで下がってくるまで変化してもらっては困る。そこ
で、制御用トランジスタＱ３を駆動する第二の信号Ｓ２
が「導通」信号を送ってきても、コレクタ電位が低下し
てくるまでは実際に制御用トランジスタＱ３が導通しな
いようにするため制御用トランジスタＱ４を設けてい
る。すなわちコレクタ電圧が充分下がったところで初め
て制御用トランジスタＱ４が「導通」状態となり、制御
用トランジスタＱ３のゲートは信号を受け取り、制御用
トランジスタＱ２は演算増幅回路Ａの制御を受けること
になる。

【００７３】この第二の信号Ｓ２であるが、ひとつの方
法としては「第一の制御装置」を駆動している第一の信
号Ｓ１を用いることもできる。また、図９中にＦで示し
た第一の制御装置１の出力端子の電位に接続してもよ
い。さらに、たとえばコレクタ電圧はベース電流の制御
に使う場合もあるが、たとえば単体トランジスタの場合
ならその範囲はせいぜい１Ｖ以下である。よってコレク
タ電圧が数Ｖを越えたことをトリガとして制御用トラン
ジスタＱ４を駆動してもよい。また、第一の制御装置１
が遮断状態へ移行すればベース電流の方向が瞬時に逆転
する。したがって、電流検知器などによりベース電流の
方向が逆転したことを検知して、これをトリガとして使
うこともできる。

【００７４】図９に示す構成で、たとえば図１８のモー
タのような誘導負荷を駆動する場合、トランジスタＱ１
はターンオンの際、最初に流すべき電流は図１０中の点
Ｂのような電流値であり、これは必ず点Ａすなわち前回
のターンオフ直前の値より低い。よってターンオンの際
には必要なベース電流より少しだけ多い電流が供給され
ることになる。しかし、それはこれまでの実施の形態で
説明したような殆ど最大電流に近い電流ではなく、ほど
良く高い電流値なので、トランジスタＱ１はターンオン
の際にひどい過飽和状態に突入することはなく、せいぜ
いターンオンを速める程度にとどまる大きさのベース電
流が供給され、ターンオフ時の蓄積時間を増大せしめる
ことはない。

【００７５】次に、図１１は、本発明の第４の実施の形
態の回路図である。図１１において、Ｈはコレクタ電流
を検出する電流検出器であり、たとえばコイルによる電
流検出装置やホール素子を用いた電流検出装置である。
ここではトランジスタＱ１の動作状態としてコレクタ電
流値を用いている。なお、電流検出の場所はエミッタ端
子でもよい。このようにする事によりコレクタ・エミッ
タ間電圧の差によって電流値が大きく変動する特性をも
つトランジスタの制御に有効である。演算増幅回路Ａ
は、あらかじめコレクタ電流値に対応した適切なベース
電流を流すように調整されている。その機構は、例えば
前記（数５）式に記載するような式でベース電流を計算
し、これに見合った制御を行うように制御用トランジス
タＱ２へ信号を出力するものである。たとえば、あらか
じめ常温におけるコレクタ電流対ベース電流の関係を設
定しておいても、温度が上昇すると電流増幅率は向上す
る方向であるから、コレクタ電流値のみを検知してベー
ス電流を設定してもトランジスタＱ１は飽和の方向へシ
フトすることはあっても、ベース電流不足でコレクタ電
位が大幅に増加して過熱の方向へ進むことはない。

【００７６】しかし、このような構成では、コレクタ電
流が大きいときは、制御用トランジスタＱ２はベース電
流を低損失で流すようにし、コレクタ電流が小さいとき
はそれに応じてベース電流を流さないようにベース電流
に対して作用するので、電力用トランジスタＱ１が遮断
状態から導通状態に転じるとき、初めからベース電流が
流れないことになってしまう。これは例えば前記図７の
ようにベース電流の最低値を保証しておく方法でも回避
できるが、その他、たとえば電力用トランジスタＱ１が
誘導負荷と整流ダイオードからなる負荷を駆動している
ときには、さらに有効で簡便な手段がある。すなわち、
図１２の回路構成のように、誘導負荷に流れる電流値を
検知する方法で、これは前記請求項５に対応するもので
ある。ここで、誘導負荷は直流モータもしくは交流モー
タを等価的に表している。また、このような電流検知は
何も難しいことはなく、たとえばトランジスタＱ１が前
記図１８のＰＷＭインバータの構成におけるトランジス
タＱ１１もしくはＱ１４であるとすれば、モータへの出
力線Ｕを流れる電流値を検知すればよい。

【００７７】図１２の回路における負荷を流れる電流の
様子は、前記図１０と同じである。すなわち図１０中
で、“ＯＮ”と示した期間はトランジスタＱ１が「導
通」状態にある期間で、負荷を流れる電流は電源から供
給されて徐々に電流値を増してゆく。この間、電流検出
器ＨはトランジスタＱ１のコレクタ電流値を検出してい
ることになる。そして“ＯＦＦ”と示した期間は、トラ
ンジスタＱ１が「遮断」状態にある期間で、この間、コ
イルＬ１を流れる電流はダイオードＤ３通って還流して
おり、その回路の内部抵抗により徐々に電流値は低下し
ている。電流検出器Ｈはこの間、ダイオードを介した還
流電流を検知している。そして、図１０中の点Ｂにおけ
る電流値はトランジスタＱ１の状態が「遮断」から「導
通」に転じるときの電流値であるが、図１２の構成では
ターンオンの時、電流検出器Ｈがターンオン直後にトラ
ンジスタＱ１に流れるべき電流値を知ることが出来るの
で、第二の制御装置２はこれもとにベース電流値を制御
することができ、迅速なターンオンが実現できる。但
し、この方法では、Ｖ_CEが負となるような条件において
も、検出している電流は正方向なので、トランジスタＱ
２はベース電流を通してしまい、このままではこの期間
のベース電力を節約する機能はない。

【００７８】次に、図１３は、本発明の他の実施の形態
を示す回路図である。この回路は、トランジスタＱ１と
して、２種類のエミッタ端子を持つものを用いた例であ
る。これは所謂センス端子付きトランジスタである。す
なわち、第二のエミッタ端子Ｅ’とは、チップ上の構造
は主トランジスタと一緒であって、その面積のたとえば
１／１００００を別端子として分けたものである。よっ
て、主たる第一のエミッタ端子Ｅに１０００Ａが流れれ
ば、第二のエミッタ端子Ｅ’にはこれに比例して０.１
Ａの電流が流れるという仕組みである。この第二のエミ
ッタ端子Ｅ’の電流値をたとえば図示のような、オペア
ンプＯＰ１による電流検出回路で検出して制御用トラン
ジスタＱ２を調節することができる。このような機構
は、トランジスタＱ１として少々特殊なものを用いるこ
とになるが、トランジスタＱ１の状態として電流値を検
出しながら制御する図１１の方法より迅速に応答するこ
とが出来る。

【００７９】次に、図１４は、本発明の第５の実施の形
態の回路図であり、前記請求項１０に対応するものであ
る。この回路は、演算増幅回路Ａ３で、第二の信号Ｓ２
を検知して制御内容を切り替えるものである。図１４に
おいて、演算増幅回路Ａの機能は前記図１１におけるも
のと同様、コレクタ電流に対応して適切なベース電流が
流れるように制御用トランジスタＱ２の制御端子に（制
御用トランジスタＱ３を介して）出力するものである。

【００８０】第一の制御装置１が「導通」状態であると
き、他の制御用トランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４はどれも
導通状態である。負荷を流れる電流の状況は、前記図１
０の通りである。電流値が図１０中の点Ａのような状態
になった時点で、第一の制御装置１は外部信号（第一の
信号Ｓ１）を受けて遮断状態へ移行を始めるとする。こ
の時、同時にこの外部信号とほぼ挙動と同じくする第二
の信号Ｓ２（たとえば第一の制御装置１の出力端子Ｆの
電位）によってトランジスタＱ３の制御端子の電位を正
から負へ転じてトランジスタＱ３を遮断状態する。この
時、トランジスタＱ３の遮断はトランジスタＱ４の状態
によらず、トランジスタＱ３のゲートは寄生ダイオード
Ｄ２によって電荷が引き抜かれて遮断状態となる。する
とトランジスタＱ２のゲート中の電荷は保持されるの
で、トランジスタＱ２の主端子間の抵抗値はほぼ固定さ
れる。トランジスタＱ１のベースにある過剰キャリア
は、主に制御用トランジスタＱ２の寄生ダイオード（記
載省略、前記Ｄ１）を介して引き抜かれるので、たとえ
制御用トランジスタＱ２の抵抗が高くても問題ない。や
がてトランジスタＱ１のコレクタ電流は降下しはじめ、
そこで初めてトランジスタＱ４は演算増幅回路Ａ３の働
きにより遮断される。

【００８１】そして、次に外部信号によって「導通」状
態へ転じた時、トランジスタＱ２は以前とほぼ同じ抵抗
値でベース電流を供給するので、トランジスタＱ１は無
事にターンオンし、また、過飽和状態に突入することも
ない。そして、さらにトランジスタＱ１がターンオンす
る場合、電流・電圧曲線は図１５の矢印実線のような軌
跡をたどる。すなわち、まず遮断状態からコレクタ電圧
はほぼそのままで電流値が立ち上がり、極大値を描き、
その後コレクタ電位が急激に下がり、電流値は一定に収
束しながら導通状態の動作点へと移行する。この極大値
はトランジスタＱ１がターンオンする事によってダイオ
ードＤ３に流れる逆回復電流に起因している。そこで、
トランジスタＱ３の遮断状態すなわち制御用トランジス
タＱ２の固定状態はいずれ解除しなければならないが、
これは演算増幅回路Ａ３がコレクタ電流の極大値を微分
演算などによって検知することをもってトランジスタＱ
３を導通状態とし、制御用トランジスタＱ２の固定状態
を解除するものとする。

【００８２】次に、図１６は、本発明の第６の実施の形
態の回路図であり、前記請求項１１に対応するものであ
る。大容量の電流を駆動する際、複数のトランジスタチ
ップを並列接続して駆動する場合がある。その際、各チ
ップの特性バラツキに対応して各チップを流れる電流を
均一化する回路が本実施の形態に示す回路である。バイ
ポーラトランジスタの特徴として温度が上昇すると電流
増幅率ｈ_ＦＥが高くなる。よって複数のトランジスタＱ
１Ａ、Ｑ１Ｂ…を並列駆動させるときに、各トランジス
タチップに大きな特性上の違いがあり、ひとつのチップ
に大きな電流値が集中するような事があると、そのチッ
プの温度だけ高くなり、より電流を流しやすくなって電
流値の不均衡は激しくなってしまう。本実施の形態の回
路ではこのような問題を防ぐことができる。

【００８３】ここでは２つのトランジスタチップを並列
して駆動する場合を示す。図示のように、トランジスタ
Ｑ１ＡとＱ１Ｂはそれぞれのコレクタ端子、エミッタ端
子がそれぞれ接続されており、また、同じ第一の制御装
置１と同じ制御用トランジスタＱ２の制御下にあるが、
それぞれのベース電流は微調整用トランジスタＱaaとＱ
bbとによって個別に制御されている。制御用トランジス
タＱ２は、前記図５の回路と同様、演算増幅回路Ａ１に
よってコレクタ電位をもとに制御されている。そして微
調整用トランジスタＱaaとＱbbは、２つのトランジスタ
Ｑ１ＡとＱ１Ｂのそれぞれのコレクタ電流値を検知して
比較し、電流値の大きい方のトランジスタへのベース電
流を絞って両者を均一にするような働きをする演算増幅
回路Ａ２によって制御されている。トランジスタＱ２は
前記図５の回路同様、スイッチングやトランジスタのコ
レクタ電位の変動によってその抵抗値を変化させる。一
方、微調整用トランジスタＱaaとＱbbは、スイッチング
時には反応せず、もっぱら２つのトランジスタＱ１Ａと
Ｑ１Ｂに流れるコレクタ電流値の差異を解消するように
働く。具体的には、基本的にＱaaもＱbbも全開状態であ
るが、もしトランジスタＱ１Ａに流れるコレクタ電流が
多くなるようであれば、徐々にＱaaの抵抗値を絞って両
トランジスタに流れる電流を均一にするように各ベース
電流に対して働きかける。演算増幅回路Ａ２の動作は比
較的緩慢でよく、またこの演算は２つのトランジスタの
コレクタ電流の違いが問題になるのは電流値が高い時だ
けなので、たとえば電流値のピーク値のみを検出して演
算するとか、一定以上のコレクタ電流が流れたときだけ
演算し、コレクタ電流が一定以下の場合は演算せず、直
前の演算結果を記憶していて用いてもよい。

【００８４】なお、これまで説明してきた種々の実施の
形態は、図１６のように複数のチップを並列駆動させる
場合に適用することが出来る。そしてそのような構成を
用いることにより、複数の電力用トランジスタの電流値
を均一化することができ、チップの発熱の不均一を抑
え、回路全体の安全動作領域を広げることができる。

【００８５】

【発明の効果】以上、説明してきたように本発明によれ
ば、電力用バイポーラトランジスタの制御において下記
のごとき効果が得られる。第１に、ターンオンの過渡期
には大量のベース電流を一気に供給して迅速なコレクタ
電流の立ち上げが可能である。第２に、ターンオフの過
渡期にはベース電流を最低限にして迅速にベース電流を
引き抜くことが可能である。第３に、導通時にはコレク
タ電位もしくはコレクタ電流に相応して適切なベース電
流を供給することができ、ベース電流を供給する電力の
節約になると共に、過剰なキャリアを供給しないことか
らターンオフ時の蓄積時間を短縮することが出来る。第
４に、たとえばモータなどの誘導負荷をＰＷＭ制御する
ような際、制御回路からはオン信号が出ているにも関わ
らず、Ｖ_CEが負になっいて実質上トランジスタが機能し
ていない期間が存在するが、この間は自動的にベース電
流を遮断してこれを節約することが出来る。また、これ
らの効果により、電力用バイポーラトランジスタの冷却
設備を軽減することが出来る。

【００８６】また、図８、図９、図１１に示す実施の形
態によれば、ターンオン時に既に負荷に見合ったコレク
タ電流を供給できるよう、あらかじめベース電流を調節
しておくために、たとえばターンオンしてから次のター
ンオフまでの時間が短い場合でも、瞬時的な少数キャリ
アの過剰によってターンオフ時間が長くなることを防ぐ
ことが出来る。また、図１６に示す実施の形態によれ
ば、複数の電力用バイポーラトランジスタを並列接続し
て駆動させる場合、たとえトランジスタごとにｈ_FEなど
の特性に差異があっても、これを均一化することがで
き、よって熱的不安定性を是正し、回路の安全動作条件
を広げることが出来る。また、本発明は従来のＰＷＭ回
路の構成部品を改造する事なく、新たな装置を付加する
だけで簡単に上記のような効果を実現できるという、さ
らなる効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図。

【図２】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図。

【図３】バイポーラトランジスタの電圧・電流特性曲線
を示す特性図。

【図４】図１のブロック図に相当する実施の形態を示す
回路図。

【図５】図１のブロック図に相当する実施の形態を示す
他の回路図。

【図６】バイポーラトランジスタのコレクタ電流に対す
る電流増幅率ｈ_FEの関係を示す特性図。

【図７】図１のブロック図に相当する実施の形態を示す
さらに他の回路図。

【図８】図２のブロック図に相当する実施の形態を示す
回路図。

【図９】本発明の第３の実施の形態を示す回路図。

【図１０】トランジスタが誘導負荷をスイッチングした
時の、負荷に流れる電流の挙動を示す特性図。

【図１１】本発明の第４の実施の形態を示す回路図。

【図１２】本発明の第４の実施の形態を示す他の回路
図。

【図１３】本発明の第４の実施の形態を示すさらに他の
回路図。

【図１４】本発明の第５の実施の形態を示す回路図。

【図１５】トランジスタが還流ダイオード付きのコイル
を駆動した場合のスイッチング時のコレクタ端子の電流
・電圧の挙動を示す特性図。

【図１６】本発明の第６の実施の形態を示す回路図。

【図１７】第１の従来例の回路図。

【図１８】ＰＷＭインバータの構成を示す回路図。

【図１９】第２の従来例の回路図。

【図２０】第２の従来例によるゲート電流の挙動を示す
特性図。

【符号の説明】

１…第１の制御装置Ｌ１…誘導負荷（コ
イル）２…第２の制御装置Ｘ…負荷３…電流源Ｑ１、Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ…電力用バイポーラトランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４…制御用トランジスタＱaa、Ｑbb…制御用トランジスタＲ３、Ｒp…抵抗Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３…ダイオードＡ、Ａ１、Ａ２、Ａ３…演算増幅回路Ｈ、Ｈ’…電流検出器

フロントページの続き (72)発明者谷一彦神奈川県横浜市神奈川区宝町２番地日産自動車株式会社内 (56)参考文献特開平２−308621（ＪＰ，Ａ) 特開平３−141719（ＪＰ，Ａ) 特開昭57−210727（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−281614（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−84112（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03K 17/04 H03K 17/60

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】主電流を流すエミッタ端子ならびにコレク
タ端子と、制御電流を入力するベース端子とを少なくと
も有する電力用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記第一の制御装置の出力端子と前記ベース端子との間
に、前記制御用トランジスタが、その２つの主端子を前
記ベース電流が通るように接続されている、ことを特徴
とする電力用バイポーラトランジスタの制御装置。
【請求項２】主電流を流すエミッタ端子ならびにコレク
タ端子と、制御電流を入力するベース端子とを少なくと
も有する電力用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記電力用バイポーラトランジスタを導通状態とするた
めの前記ベース電流を供給する電流源と前記第一の制御
装置の入力端子との間に、前記制御用トランジスタが、
その２つの主端子の間を前記ベース電流となるべき電流
が通るように接続されている、ことを特徴とする電力用
バイポーラトランジスタの制御装置。
【請求項３】主電流を流すエミッタ端子ならびにコレク
タ端子と、制御電流を入力するベース端子とを少なくと
も有する電力用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記制御用トランジスタの二つの主端子と並列に整流ダ
イオードを接続し、かつ上記整流ダイオードの極性は前
記電力用バイポーラトランジスタが導通状態となるよう
なベース電流の向きとは逆方向にのみ電流を流す方向に
接続した、ことを特徴とする電力用バイポーラトランジ
スタの制御装置。
【請求項４】主電流を流すエミッタ端子ならびにコレク
タ端子と、制御電流を入力するベース端子とを少なくと
も有する電力用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記制御用トランジスタの二つの主端子と並列に固定抵
抗を接続した、ことを特徴とする電力用バイポーラトラ
ンジスタの制御装置。
【請求項５】誘導性負荷と還流ダイオードを有する負荷
を駆動する前記電力用バイポーラトランジスタにおい
て、主電流を流すエミッタ端子ならびにコレクタ端子と、制
御電流を入力するベース端子とを少なくとも有する電力
用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記第二の制御装置の検知手段は、前記誘導性負荷を流
れる電流を検知することにより、導通状態における前記
電力用バイポーラトランジスタの主端子に流れる電流を
検知する、ことを特徴とする電力用バイポーラトランジ
スタの制御装置。
【請求項６】主電流を流すエミッタ端子ならびにコレク
タ端子と、制御電流を入力するベース端子とを少なくと
も有する電力用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記第二の制御装置の検知手段は、前記電力用バイポー
ラトランジスタの動作状態を検知する機能として、少な
くとも前記コレクタ端子と前記エミッタ端子間の電位差
を検知する機能を有し、前記第二の制御装置は、前記機能に加えて、第二の信号
によって前記電力用バイポーラトランジスタが「導通」
状態から「遮断」状態へと転じ始めるような変化を検知
したときは前記制御用トランジスタの主端子間の抵抗値
の状態を固定し、逆に「遮断」状態から「導通」状態へ
と転じる時は、前記第二の信号で前記状態を検知した他
に、さらに前記コレクタ端子と前記エミッタ端子間の電
位差が所定値以下になったことをも検知してはじめて前
記制御用トランジスタの状態固定を解除するように構成
された、ことを特徴とする電力用バイポーラトランジス
タの制御装置。
【請求項７】誘導性負荷と還流ダイオードを有する負荷
を駆動する前記電力用バイポーラトランジスタにおい
て、主電流を流すエミッタ端子ならびにコレクタ端子と、制
御電流を入力するベース端子とを少なくとも有する電力
用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、前記第二の制御装置の検知手段は、前記電力用バイポー
ラトランジスタの動作状態を検知する機能として、少な
くとも前記コレクタ端子もしくは前記エミッタ端子を通
過する電流値を検知する機能を有し、前記第二の制御装置は、前記機能に加えて、第二の信号
によって前記電力用バイポーラトランジスタが「導通」
状態から「遮断」状態へと転じ始めるような変化を検知
したときは前記制御用トランジスタの状態を固定し、逆
に「遮断」状態から「導通」状態へと転じる時は、前記
電力用バイポーラトランジスタの主端子を通過する前記
主電流が流れはじめ、さらに前記主電流値の、前記還流
ダイオードの逆回復電流に起因する極大値を過ぎて初め
て前記制御用トランジスタの状態固定を解除するように
構成された、ことを特徴とする電力用バイポーラトラン
ジスタの制御装置。
【請求項８】前記第二の信号は、前記第一の信号もしく
は前記第一の制御装置の出力端子の電位もしくはこれら
と挙動を同じくする信号である、ことを特徴とする請求
項６または請求項７に記載の電力用バイポーラトランジ
スタの制御装置。
【請求項９】前記第二の信号は、前記コレクタ端子と前
記エミッタ端子間の電位差である、ことを特徴とする請
求項６または請求項７に記載の電力用バイポーラトラン
ジスタの制御装置。
【請求項１０】前記第二の信号として、前記ベース電流
の方向が転換したことを検出してそれを用いる、ことを
特徴とする請求項６または請求項７に記載の電力用バイ
ポーラトランジスタの制御装置。
【請求項１１】主電流を流すエミッタ端子ならびにコレ
クタ端子と、制御電流を入力するベース端子とを少なく
とも有する電力用バイポーラトランジスタに対して、外部からの第一の信号に応じて、前記ベース端子へ供給
するベース電流に「導通」と「遮断」の２種類の状態を
与える第一の制御装置と、前記電力用バイポーラトランジスタの導通状態時におけ
る動作状態を検知する検知手段と、前記ベース端子へ流
れ込むベース電流を通すための二つの主端子ならびに前
記検知手段の検知結果に応じて前記電力用バイポーラト
ランジスタの動作状態を所定範囲に収めるように前記主
端子間の抵抗値を調節する制御端子を有する制御用トラ
ンジスタと、を少なくとも有し、かつ、前記第一の制御
装置とは独立して設けられた第二の制御装置と、を備
え、複数の前記電力用バイポーラトランジスタがそれぞれの
コレクタ端子同士とそれぞれのエミッタ端子同士を連結
しており、かつ、前記第一の制御装置は一つのみが共通
に接続され、前記第二の制御装置は各電力用バイポーラ
トランジスタにそれぞれ接続されてそれぞれのベース端
子に流れる電流が個別に制御されるように接続され、前記第二の制御装置は、前記機能に加えて、各電力用バ
イポーラトランジスタの主端子間に流れる電流値を検知
し、これらの電流値の差異を解消するように各ベース端
子に流れるベース電流を制御するように構成された、こ
とを特徴とする電力用バイポーラトランジスタの制御装
置。