JPH11289045A

JPH11289045A - 電圧駆動型半導体素子の保護回路、および過電圧保護機能を備えた電圧駆動型半導体回路

Info

Publication number: JPH11289045A
Application number: JP9189698A
Authority: JP
Inventors: Hironori Saegusa; 弘典三枝
Original assignee: Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1998-04-03
Filing date: 1998-04-03
Publication date: 1999-10-19

Abstract

(57)【要約】【課題】半導体素子のスイッチング時のオーバーシュ
ート電圧の温度によるばらつきを抑える。【解決手段】ＭＯＳトランジスタ１は、駆動回路２に
よって駆動される。ツェナークランプ回路３は、ＭＯＳ
トランジスタ１のドレイン・ゲート間に設けられてお
り、ツェナーダイオードＺＤを含む。ゲート回路１１
は、駆動回路２からＭＯＳトランジスタ１へ向かう方向
に電流を流すダイオードＤ２、およびＭＯＳトランジス
タ１から駆動回路２へ向かう方向に電流を流すダイオー
ドＤ３−１〜Ｄ３−ｎを備える。ダイオードＤ３−１〜
Ｄ３−ｎは、互いに直列に接続されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電圧駆動型の半導
体素子を保護する回路に係わり、特に、スイッチング時
のサージ電圧またはオーバーシュート電圧からその半導
体素子を保護する技術に係わる。

【０００２】

【従来の技術】半導体回路を電力制御用に利用すること
が広く行われている。例えば、近年、電気自動車等の開
発が進むに連れて、モータを制御するためのスイッチン
グ素子として大電流を流すことができるＭＯＳトランジ
スタなどの電圧駆動型の半導体素子が利用されている。

【０００３】電圧駆動型の半導体素子は、スイッチング
素子として使用される場合には、一般に、スイッチング
時（特に、ターンオフ時）にその周辺のインダクタ成分
等の影響でサージ電圧が印加される。このため、半導体
素子、特に高い電源電圧が印加される半導体素子には、
そのようなサージ電圧から半導体素子自体を守るための
保護回路がしばしば設けられる。

【０００４】図６は、保護回路が設けられた電圧駆動型
半導体素子の一例を示す図である。ここでは、電圧駆動
型の半導体素子をＭＯＳトランジスタとして説明する。
ＭＯＳトランジスタ１は、駆動回路２からの駆動信号に
従ってオン／オフが切り換えられる。具体的には、ＭＯ
Ｓトランジスタ１は、ゲート・ソース間電圧ＶGSが閾値
電圧Ｖthを越えている期間にオン状態となり、ゲート・
ソース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖth以下の期間にオフ状態
となる。この閾値電圧Ｖthは、ＭＯＳトランジスタ１を
構成する各半導体領域の不純物濃度やその形状などを調
整することにより、所望の値に設定できる。なお、コン
デンサＣは、寄生容量成分である。

【０００５】駆動回路２は、ＭＯＳトランジスタ１を駆
動するための駆動信号を生成する。ツェナークランプ回
路（過電圧検出回路）３は、ＭＯＳトランジスタ１のド
レイン・ソース間に印加される過電圧を防ぐことを目的
として設けられている。ツェナークランプ回路３は、そ
のアノードがＭＯＳトランジスタ１のドレインに接続さ
れたダイオードＤ１と、そのアノードがＭＯＳトランジ
スタ１のゲートに接続され且つそのカソードがダイオー
ドＤ１のカソードに接続されたツェナーダイオードＺＤ
から構成されている。

【０００６】次に、ＭＯＳトランジスタ１をサージ電圧
から保護する動作を図７を参照しながら説明する。ＭＯ
Ｓトランジスタ１は、駆動回路２からそのゲートに
「Ｈ」が印加されると、オン状態になり、そのドレイン
電圧は低下する。したがって、このとき、ツェナークラ
ンプ回路３を介しては電流は流れない。

【０００７】ＭＯＳトランジスタ１のターンオフ時の動
作は、以下の通りである。時刻Ｔ1において、駆動回路
２からゲートに「Ｌ」が印加されると、ゲート・ソース
間電圧ＶGSが低下してゆく。時刻Ｔ2 〜Ｔ3 では、ＭＯ
Ｓトランジスタ１は、大きなミラー容量を持った積分器
として動作し、時刻Ｔ3 〜Ｔ4 では、ＭＯＳトランジス
タ１は、小さなミラー容量を持った積分器として動作す
る。なお、ミラー容量は、ＭＯＳトランジスタ１のドレ
イン・ゲート間の容量に相当する。

【０００８】時刻Ｔ2 以降、ドレイン・ソース間電圧Ｖ
DSは上昇してゆく。一方、ＭＯＳトランジスタ１のドレ
イン電流Ｉd は、時刻Ｔ4 付近から減少し始めてゆき、
ゲート・ソース間電圧ＶGSがＭＯＳトランジスタ１の閾
値電圧Ｖthの近傍にまで低下すると流れなくなる。

【０００９】上記構成において、ＭＯＳトランジスタ１
の周辺には、一般的に、インダクタンス成分が存在する
ので、ＭＯＳトランジスタ１がターンオフされると、そ
のドレインにはサージ電圧が印加される。このため、Ｍ
ＯＳトランジスタ１がターンオフされると、ドレイン・
ソース間電圧ＶDSは急激に上昇してゆく。

【００１０】上記サージ電圧により、ドレイン・ソース
間電圧ＶDSがツェナー電圧Ｖz を越えると、ツェナーク
ランプ回路３は、ＭＯＳトランジスタ１のドレインから
ゲートへ向かう方向に電流を流す。なお、図中、「α」
は、ダイオードＤ１の順方向電圧などの総称である。こ
のツェナークランプ回路３を介して流れる電流は、ＭＯ
Ｓトランジスタ１のコンデンサＣを充電するので、ゲー
ト・ソース間電圧ＶGSは、閾値電圧Ｖthよりも大きな値
に保持される。このため、ＭＯＳトランジスタ１のドレ
イン・ソース間に電流が流れ、ドレイン・ソース間電圧
ＶDSの上昇は抑えられる。この後、ドレイン・ソース間
電圧ＶDSがツェナー電圧Ｖz よりも小さくなると、ツェ
ナークランプ回路３は電流を流さなくなり、コンデンサ
Ｃが放電される。そして、コンデンサＣが放電されてゲ
ート・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖth付近にまで低下
すると、ＭＯＳトランジスタ１は電流を流さなくなり、
オフ状態に達する。

【００１１】上記構成において、ツェナー電圧Ｖz をＭ
ＯＳトランジスタ１の耐圧よりも小さく設定することに
より、ＭＯＳトランジスタ１にその耐圧を越える電圧が
印加されることを防いでいる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、半導体素子
の特性は、一般に知られているように、温度に依存して
変化する。たとえば、図６および図７を参照しながら言
及したＭＯＳトランジスタの閾値電圧は、温度の上昇に
伴って低くなっていく。このようにＭＯＳトランジスタ
の閾値電圧が変化すると、それに伴って、ターンオフ時
にドレイン・ソース間に印加されるサージ電圧の大きさ
も変化してしまう。以下、この問題点について図８を参
照しながら説明する。

【００１３】なお、ＭＯＳトランジスタの閾値電圧は、
一般には、ドレイン電流が流れ始めるようなゲート・ソ
ース間電圧（或いは、ドレイン電流が流れなくなるゲー
ト・ソース間電圧）を意味するが、以下では、「閾値電
圧」という言葉を、「ＭＯＳトランジスタのターンオフ
過程において、そのＭＯＳトランジスタが抵抗領域で動
作しはじめるゲート・ソース間電圧」という意味で用い
る。

【００１４】駆動回路２からゲートに与えられる信号
「Ｈ」から「Ｌ」に変化すると、ゲート・ソース間電圧
ＶGSは時間経過とともに抵抗ＲおよびコンデンサＣによ
る時定数の放電特性に従ったカーブを描きながら減少し
ていく。そして、この電圧ＶGSが閾値電圧Ｖthよりも小
さくなると、ＭＯＳトランジスタ１は抵抗領域で動作す
るようになる。ところが、この閾値電圧Ｖthは、温度に
依存して変化する。このため、温度が変化すると、ゲー
ト・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖthにまで減少するタ
イミングが変化する。図８に示す例では、低温時には、
時刻Ｔ1 においてゲート・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧
Ｖthにまで減少するのに対し、温度が上昇すると、時刻
Ｔ11においてゲート・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖth
にまで減少する。

【００１５】ゲート・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖth
よりも小さくなると、上述したように、ＭＯＳトランジ
スタ１が抵抗領域で動作するようになるので、ドレイン
・ソース間電圧ＶDSが上昇していく。ここで、このドレ
イン・ソース間電圧ＶDSが上昇していくスピードは、当
業者にはよく知られているように、ゲート・ソース間電
圧ＶGSが閾値電圧Ｖthにまで減少したタイミングにおけ
るゲート・ソース間電圧ＶGSの時間変化の大きさ（図
中、ＶGSの傾きによって表される：dv/dt ）に依存す
る。具体的には、ゲート・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧
Ｖthにまで減少したタイミングにおいて、ゲート・ソー
ス間電圧ＶGSの時間変化率が大きければ、ドレイン・ソ
ース間電圧ＶDSは急峻に立ち上がり、ゲート・ソース間
電圧ＶGSの時間変化率が小さければ、ドレイン・ソース
間電圧ＶDSは比較的緩やかに立ち上がる。

【００１６】ドレイン・ソース間電圧ＶDSが上昇してツ
ェナー電圧Ｖz を越えると、ツェナークランプ回路３を
介して電流が流れ、その電流がコンデンサＣに充電され
ることによりゲート・ソース間電圧ＶGSも上昇する。そ
して、この電圧ＶGSが閾値電圧Ｖthを越えると、ＭＯＳ
トランジスタ１には大きなドレイン電流が流れ、ドレイ
ン・ソース間電圧ＶDSが減少に向かう。ところが、図８
に示してあるように、ドレイン・ソース間電圧ＶDSがツ
ェナー電圧Ｖz を越えてから、ゲート・ソース間電圧Ｖ
GSが閾値電圧Ｖthを越えてＭＯＳトランジスタ１に大き
なドレイン電流が流れるようになるまでの期間（低温時
における期間Ｔ12〜Ｔ13、および高温時における期間Ｔ
22〜Ｔ23）は、ドレイン・ソース間電圧ＶDSは上昇し続
ける。このとき、ドレイン・ソース間電圧ＶDSの上昇ス
ピードは、上述したように、温度が低いほど速くなって
いる。したがって、ドレイン・ソース間電圧ＶDSは、温
度が低くなるにつれて、ツェナー電圧Ｖz をより大きく
越えることになる。

【００１７】このように、電圧駆動型の半導体素子は、
過電圧から半導体素子を保護するための回路を設けた場
合であっても、スイッチング時等においては瞬間的な過
電圧がその半導体素子に印加されてしまうことがある。
そして、従来技術による保護回路においては、その瞬間
的な過電圧の大きさが温度によって変化していた。この
ため、半導体素子の耐圧のマージンを見積もることが難
しかった。

【００１８】本発明の課題は、半導体素子のスイッチン
グ時のオーバーシュート電圧の温度によるばらつきを抑
えることである。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明の保護回路は、駆
動回路からの信号に従って駆動される電圧駆動型の半導
体素子を過電圧から保護する構成であって、上記半導体
素子に印加される電圧が所定値を越えたときに上記半導
体素子のゲートに電荷を供給する過電圧検出手段と、上
記半導体素子のスイッチング閾値電圧の温度依存性を補
償する電圧を生成して上記半導体素子のゲートに供給す
る温度補償手段と、を有する。

【００２０】上記構成によれば、スイッチング閾値電圧
は、温度補償手段により補償されているので、温度が変
化した場合であっても同じ条件でスイッチング動作が実
行される。このため、スイッチング時に印加されるオー
バーシュート電圧は、温度に依存しなくなる。

【００２１】本発明の他の態様の保護回路は、駆動回路
からの信号に従って駆動される電圧駆動型の半導体素子
を過電圧から保護する構成であって、上記半導体素子の
ドレインとゲートとの間に設けられカソードが上記ドレ
イン側に接続され且つアノードが上記ゲート側に接続さ
れるように設けられたツェナーダイオードを含む過電圧
検出手段と、上記半導体素子のゲートと上記駆動回路と
の間に設けられ上記半導体素子から上記駆動回路へ向か
う方向に電流を流す１または直列に設けられた複数のダ
イオードを含む温度補償手段と、を有する。

【００２２】上記構成において、ツェナーダイオード
は、半導体素子のドレインに印加される電圧が増加して
そのツェナー電圧を越えると、逆方向電流を流して半導
体素子のゲートに電荷を供給する。この電荷は、半導体
素子を駆動するための信号となりうる。また、半導体素
子のスイッチング閾値電圧の温度依存性およびダイオー
ドの順方向電圧の温度依存性は、共に温度に対して負の
相関を持っている。したがって、必要に応じて所定数の
ダイオードを直列に接続すれば、ダイオードの順方向電
圧として、スイッチング閾値電圧の温度依存性を補償す
るような特性が得られる。その他の作用は、上述した他
の態様と同じである。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を参照しながら説明する。図１は、本実施形態の過
電圧保護機能を備えた半導体回路である。ここでは、保
護対象の半導体素子をＭＯＳトランジスタとしている。
なお、ＭＯＳトランジスタの閾値電圧は、一般には、ド
レイン電流が流れ始めるようなゲート・ソース間電圧
（或いは、ドレイン電流が流れなくなるゲート・ソース
間電圧）を意味するが、以下では、「閾値電圧」という
言葉を、「ＭＯＳトランジスタのターンオフ過程におい
て、そのＭＯＳトランジスタが抵抗領域で動作しはじめ
るゲート・ソース間電圧」という意味で用いる。すなわ
ち、ゲート・ソース間電圧が低下して閾値電圧よりも小
さくなると、ＭＯＳトランジスタは抵抗領域で動作する
ようになる。抵抗領域では、ＭＯＳトランジスタは、ド
レイン電流に対して抵抗体として動作する。また、ゲー
ト・ソース間電圧が閾値電圧よりも高いときには、ＭＯ
Ｓトランジスタは、実質的に導通状態となっている。

【００２４】ＭＯＳトランジスタ１、駆動回路２、およ
びツェナークランプ回路３は、それぞれ図６を参照しな
がら説明したものと同じである。但し、駆動回路２につ
いては、より具体的に示しているので簡単に説明を加え
ておく。駆動回路２は、直流電源Ｖ１およびＶ２、およ
びスイッチＳＷ１およびＳＷ２を備える。ＭＯＳトラン
ジスタ１をオン状態にするときには、駆動回路２は、ス
イッチＳＷ１をオン、ＳＷ２をオフにし、ゲート・ソー
ス間に正電圧（ここでは、ソース電圧に対してゲート電
圧が高い状態を言う。「Ｈ」と呼ぶことある）を印加す
る。このことにより、ゲートに電流が供給され、そして
コンデンサＣに電荷が蓄積されてゲート・ソース間電圧
ＶGSが閾値電圧Ｖthを越えると、ＭＯＳトランジスタ１
はオン状態になる。一方、ＭＯＳトランジスタ１をオフ
状態にするときには、駆動回路２は、スイッチＳＷ１を
オフ、ＳＷ２をオンにし、ゲート・ソース間に負電圧
（ここでは、ソース電圧に対してゲート電圧が低い状態
を言う。「Ｌ」と呼ぶこともある。）を印加する。この
ことにより、コンデンサＣから電荷が引き抜かれ、ＭＯ
Ｓトランジスタ１はターンオフする。

【００２５】駆動回路２のスイッチＳＷ１およびＳＷ２
は、図１には示していない制御回路により制御される。
ここで、図１に示す半導体回路を使用する具体例を図２
に示す。

【００２６】図２は、電気自動車などのモータを駆動す
るインバータ回路である。このインバータ回路は、６つ
（３組）のＭＯＳトランジスタを含み、直流電源から３
相交流を生成してモータ２１に供給する。制御回路２２
は、アクセルの踏角を表す信号およびモータ２２の回転
数を表すフィードバック信号等に従って、各ＭＯＳトラ
ンジスタに対して設けられた駆動回路Ｄに制御信号を送
る。各駆動回路Ｄは、それぞれ受信した制御信号に従っ
てＭＯＳトランジスタをスイッチングする。上記構成に
おいて、図１に示した回路は、１組のＭＯＳトランジス
タおよび駆動回路Ｄに相当する。すなわち、図２に示す
インバータ回路は、図１に示す回路を６つ備えた構成で
ある。なお、図２において、ツェナークランプ回路３お
よびゲート回路１１は省略している。

【００２７】図１に戻る。本実施形態の回路は、図６に
示した従来の構成に対してゲート回路１１を設けること
によって実現される。ゲート回路１１は、電流を駆動回
路２からＭＯＳトランジスタ１のゲートへ向かう方向に
流すように設けられたダイオードＤ２、および電流をＭ
ＯＳトランジスタ１のゲートから駆動回路２へ向かう方
向に流すように設けられたｎ個のダイオードＤ３−１〜
Ｄ３−ｎから構成される。ｎ個のダイオードＤ３−１〜
Ｄ３−ｎは、互いに直列に接続されている。

【００２８】図１に示す本実施形態において、ＭＯＳト
ランジスタ１をスイッチングする際の動作、およびＭＯ
Ｓトランジスタ１のドレイン・ソース間に過電圧が印加
されたときにツェナークランプ回路３を介して電流を流
すことによってＭＯＳトランジスタ１をターンオンする
動作は、基本的に、図６に示した従来の構成における動
作と同じである。ただし、本実施形態では、ダイオード
Ｄ３−１〜Ｄ３−ｎを設けたことにより、ＭＯＳトラン
ジスタ１のゲートに印加される電位、即ち、ゲート・ソ
ース間電圧ＶGSが従来の構成と異なってくる。

【００２９】図３は、ターンオフ時のゲート・ソース間
電圧ＶGSを説明する図である。ゲート・ソース間電圧Ｖ
GSは、ＭＯＳトランジスタ１がオン状態の期間は、ゲー
ト回路１１の有無に係わらず、実質的に一定の値（電源
Ｖ1 の出力電圧）となっている。なお、実際には、ダイ
オードＤ２を設けているので、ゲート回路１１を設ける
ことにより或いは温度が変化することにより、ＭＯＳト
ランジスタ１がオン状態の期間のゲート・ソース間電圧
ＶGSが常にである一定とは言えないが、ここではその変
化量が小さいものとして無視することにする。

【００３０】駆動回路２からゲートに供給される信号が
「Ｈ」から「Ｌ」に切り替わった直後のターンオフ過程
では、ゲート・ソース間電圧ＶGSは、コンデンサＣから
電荷が引き抜かれてゆくので、抵抗Ｒおよびコンデンサ
Ｃの時定数による放電特性に従って減少していく。図３
に示す３本の曲線のうち、一番下の曲線はダイオードＤ
３−１〜Ｄ３−ｎを設けなかった場合のゲート・ソース
間電圧ＶGSの変化を表し、上の２本の曲線は、ダイオー
ドＤ３−１〜Ｄ３−ｎを設けた場合を表す。

【００３１】ＭＯＳトランジスタ１をターンオフする際
には、電源Ｖ2 によりコンデンサＣに充電されている電
荷を引き抜くので、ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−ｎを介
して順方向電流が流れる。このため、ダイオードＤ３−
１〜Ｄ３−ｎを設けた場合のゲート電位は、ターンオフ
過程が終了して安定したオフ状態に入るときには、ダイ
オードＤ３−１〜Ｄ３−ｎを設けていない場合と比べ
て、ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−ｎによる順方向電圧の
分だけ高くなる。したがって、ダイオードＤ３−１〜Ｄ
３−ｎを設けた場合、ターンオフ過程におけるゲート・
ソース間電圧ＶGSは、ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−ｎを
設けていない場合と比べて、やや緩やかに減少していく
ことになる。

【００３２】また、ターンオフ過程においてゲート・ソ
ース間電圧ＶGSが減少していく曲線は、温度によっても
変化する。この現象は、ダイオードの特性が、図４(a)
および(b) に示すように、温度に依存して変化するため
に生じる。尚、ダイオードの順方向電圧は、同図に示す
ように、温度の上昇に伴って低くなる傾向を持ってい
る。このため、ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−ｎを設けた
場合には、ゲート・ソース間電圧ＶGSは、ターンオフ過
程が終了して安定したオフ状態に入るときには、高温時
よりも低温時の方が高くなる。したがって、ターンオフ
過程におけるゲート・ソース間電圧ＶGSは、ダイオード
Ｄ３−１〜Ｄ３−ｎを設けた場合には、温度が低い程緩
やかに減少していく。

【００３３】なお、ダイオードの順方向電圧の温度に対
する変化率（図４(b) において、傾き）は、ｎ本のダイ
オードを直接に接続すると、ｎ倍になる。換言すれば、
ダイオードの本数を変えることにより、所望の温度特性
を得ることができる。

【００３４】ところで、ＭＯＳトランジスタの動作状態
を決定するゲート・ソース間電圧の閾値（請求項に記載
のスイッチング閾値電圧に相当する）は、上述したよう
に、温度に依存して変化する。従って、ゲート回路１１
を設けていない場合には、低温時には図３のＡ点におい
てＭＯＳトランジスタ１が実際にターンオフされるのに
対し、高温時にはＢ点においてターンオフされる。この
場合、Ａ点におけるゲート・ソース間電圧ＶGSの時間変
化量（dv/dt ）がＢ点におけるそれよりも大きいことに
起因して、低温時のサージ電圧が大きくなってしまうこ
とについては、図８を参照しながら説明した通りであ
る。

【００３５】ここで、図５を参照しながら、ゲート・ソ
ース間電圧とドレイン・ソース間電圧との関係について
簡単に説明しておく。図５は、ＭＯＳトランジスタの特
性の一例を示す図である。同図に示すように、ドレイン
電流ＩD は、ドレイン・ソース間電圧ＶDSの関数である
と共に、ゲート・ソース間電圧ＶGSの関数でもある。し
たがって、任意のドレイン電流（ＩD'）に着目すると、
ドレイン・ソース間電圧ＶDSは、ゲート・ソース間電圧
ＶGSの変化に伴って変化する。たとえば、ゲートソース
間電圧ＶGSが１０Ｖから８Ｖへ減少すると、ドレイン・
ソース間電圧ＶDSは電圧ＶDSX から電圧ＶDSY へ上昇す
る。このとき、ゲート・ソース間電圧ＶGSの変化が速け
れば、それに伴って、ドレイン・ソース間電圧ＶDSも急
峻に変化する。すなわち、ＭＯＳトランジスタのターン
オフ過程において、ゲート・ソース間電圧ＶGSの下降速
度が速ければ、ドレイン・ソース間電圧ＶDSは急峻に上
昇することになり、このことがサージ電圧を大きくする
要因となっている。換言すれば、温度が変化した場合で
あってもＭＯＳトランジスタのターンオフ過程における
サージ電圧を概ね一定の値にするためには、ゲート・ソ
ース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖthよりも小さくなるタイミ
ングにおけるゲート・ソース間電圧ＶGSの時間変化率を
一定にすることが要求される。

【００３６】本実施形態では、ダイオードＤ３−１〜Ｄ
３−ｎを設けたので、ターンオフ過程におけるゲート・
ソース間電圧ＶGSの変化を表す曲線は、温度変化に伴っ
て変化する。このため、ゲート回路１１を設けた場合に
は、低温時には図３のＣ点においてＭＯＳトランジスタ
１が実際にターンオフされるのに対し、高温時にはＤ点
においてターンオフされる。

【００３７】次に、Ｃ点におけるゲート・ソース間電圧
ＶGSの時間変化量（傾き：dv/dt ）とＤ点におけるそれ
との差が、Ａ点におけるゲート・ソース間電圧ＶGSの時
間変化量とＢ点におけるそれとの差と比べて小さいこと
を説明する。ここで、説明のためにＣ’点を導入する。
Ｃ’点は、高温時におけるゲート・ソース間電圧ＶGSの
変化を表す曲線と、低温時の閾値電圧Ｖthとの交点であ
る。

【００３８】ゲート・ソース間電圧ＶGSの変化を表す曲
線は、抵抗ＲとコンデンサＣの時定数に基づく関数なの
で、時間の経過に従ってその傾きは小さくなっていく。
したがって、Ｄ点におけるゲート・ソース間電圧ＶGSの
変化の傾きは、Ｃ’点におけるそれよりも小さい。ま
た、図３より明らかなように、低温時のゲート・ソース
間電圧ＶGSの変化を表す曲線は、高温時のそれと比べて
緩やかなので、Ｃ点におけるゲート・ソース間電圧ＶGS
の変化の傾きは、Ｃ’点におけるそれよりも小さい。一
方、ゲート・ソース間電圧ＶGSの変化の傾きに着目する
と、Ａ点とＢ点との関係は、概ねＣ’点とＣ点との関係
と同じであると言ってもよい。従って、Ｃ点およびＤ点
におけるゲート・ソース間電圧ＶGSの変化の傾きが、共
にＣ’点のそれと比べて小さくなっていることを考慮す
れば、Ｃ点およびＤ点におけるゲート・ソース間電圧Ｖ
GSの変化の傾きの差が、Ａ点およびＢ点におけるゲート
・ソース間電圧ＶGSの変化の傾きの差と比べて小さくな
ることが分かる。

【００３９】このように、ゲート・ソース間電圧ＶGSの
変化の傾きの差が小さければ、図５を参照しながら説明
したように、そのときのドレイン・ソース間電圧ＶDSの
立ち上がりの「急峻さ」の差も小さくなるので、サージ
電圧の差も小さくなる。すなわち、本実施形態では、タ
ーンオフ過程において、ゲート・ソース間電圧ＶGSが閾
値電圧Ｖthよりも小さくなるタイミングにおけるゲート
・ソース間電圧ＶGSの時間変化の傾きが温度変化に対し
て出来るだけ変化しないようにすることによりサージ電
圧を一定の値に抑えるようにしている。

【００４０】ゲート・ソース間電圧ＶGSの変化を表す曲
線は、ゲート回路１１を設けた場合には、図３および図
４(b) を参照した説明から容易に推測できるように、ダ
イオードＤ３−１〜Ｄ３−ｎの本数に依存して変化す
る。具体的には、１本のダイオードの低温時における順
電圧をＶFL、高温時における順電圧をＶFHとすると、ｎ
本のダイオードを直列に接続したときの温度変化に伴う
ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−ｎの順電圧の差は、 ΔＶ＝ｎ（ＶFL−ＶFH）となる。

【００４１】本実施形態では、Ｃ点およびＤ点における
ゲート・ソース間電圧ＶGSの変化の傾きが互いに一致す
ることが望ましい。このような一致を得るためには、Ｍ
ＯＳトランジスタ１の特性、ダイオードＤ３−１〜Ｄ３
−ｎの特性およびその本数、抵抗Ｒ、電源電圧Ｖ1 およ
びＶ2 などに基づいてシミュレーションを実行すればよ
い。ただし、一実施例としては、ゲート・ソース間電圧
ＶGSの変化の傾きを温度変化に対して厳密に一定にする
のではなく、簡単な構成で出来るだけ大きな効果を得る
ことを狙う。このため、以下のような手法をとる。

【００４２】ＭＯＳトランジスタ１の閾値電圧Ｖthの温
度係数を−α（mV／度）、ダイオードＤ３−１〜Ｄ３−
ｎを構成する各ダイオードの温度係数を−β（mV／度）
とした場合、 −α−β・ｎとなるように本数「ｎ」を選ぶ。このように、温度に依
存して変化するＭＯＳトランジスタ１の閾値電圧Ｖthの
変化分を、温度に依存して変化するダイオードＤ３−１
〜Ｄ３−ｎの順方向電圧の変化分を用いて補償するよう
にすれば、ゲート・ソース間電圧ＶGSが閾値電圧Ｖthよ
りも小さくなるタイミングにおけるゲート・ソース間電
圧ＶGSの時間変化の傾きが温度変化に対して小さくなる
ものと推測され、この結果、ドレイン・ソース間のサー
ジ電圧（オーバーシュート電圧）の温度ばらつきを抑え
られる。

【００４３】なお、上記実施例では、ＭＯＳトランジス
タを採り上げて説明したが、たとえば、ＩＧＢＴなど、
他の電圧駆動型の半導体素子にも適用できる。また、上
記実施例では、過電圧を検出する回路としてツェナーダ
イオードを含むクランプ回路を使用し、ＭＯＳトランジ
スタのドレイン・ゲート間電圧がツェナー電圧Ｖz を越
えたときにゲートに電流を振り込む構成である。このと
き、ドレイン・ソース間には、ＶGS＋Ｖz ＋ＶF （ＶF
は、ダイオードＤ１の順電圧）が印加されている。ここ
で、ＶF は、十分に小さく、また、ＶGSは、定常時には
電源によって決まる既知の値である。したがって、この
回路は、実質的には、ＭＯＳトランジスタのドレイン・
ソース間の過電圧を検出回路であるとみなすことができ
る。

【００４４】さらに、上記実施例では、ＭＯＳトランジ
スタの閾値電圧の温度依存性を補償する回路として、１
以上のダイオードを使用しているが、本発明はこの構成
に限定されるものではなく、ＭＯＳトランジスタの閾値
電圧の温度依存性を補償するような電圧を生成するもの
であれば代替可能である。

【００４５】

【発明の効果】本発明によれば、温度に依存して変化す
る半導体素子の閾値電圧を補償するようにしたので、半
導体素子のスイッチング時、特にターンオフ時のオーバ
ーシュート電圧の温度によるばらつきを抑えることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態の過電圧保護機能を備えた半導体回
路である。

【図２】本実施形態の半導体回路の使用例である。

【図３】ターンオフ時のゲート・ソース間電圧ＶGSを説
明する図である。

【図４】ダイオードの特性を示す図である。

【図５】ＭＯＳトランジスタの特性を示す図である。

【図６】保護回路が設けられた電圧駆動型半導体素子の
一例を示す図である。

【図７】サージ電圧から半導体素子を保護する機能を説
明する図である。

【図８】サージ電圧が温度に依存して変化することを示
す図である。

【符号の説明】

１ＭＯＳトランジスタ２駆動回路３ツェナークランプ回路１１ゲート回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】駆動回路からの信号に従って駆動される
電圧駆動型の半導体素子を過電圧から保護する回路であ
って、上記半導体素子に印加される電圧が所定値を越えたとき
に上記半導体素子のゲートに電荷を供給する過電圧検出
手段と、上記半導体素子のスイッチング閾値電圧の温度依存性を
補償する電圧を生成して上記半導体素子のゲートに供給
する温度補償手段と、を有する半導体素子の保護回路。
【請求項２】駆動回路からの信号に従って駆動される
電圧駆動型の半導体素子を過電圧から保護する回路であ
って、上記半導体素子のドレインとゲートとの間に設けられ、
カソードが上記ドレイン側に接続され且つアノードが上
記ゲート側に接続されるように設けられたツェナーダイ
オードを含む過電圧検出手段と、上記半導体素子のゲートと上記駆動回路との間に設けら
れ、上記半導体素子から上記駆動回路へ向かう方向に電
流を流す１または直列に設けられた複数のダイオードを
含む温度補償手段と、を有する半導体素子の保護回路。
【請求項３】上記１または複数のダイオードの順方向
電圧の温度依存性と上記半導体素子のスイッチング閾値
電圧の温度依存性とを互いに実質的に同じにした請求項
２に記載の保護回路。
【請求項４】駆動回路からの信号に従って駆動される
電圧駆動型の半導体素子と、上記半導体素子に印加される電圧が所定値を越えたとき
に上記半導体素子のゲートに電荷を供給する過電圧検出
手段と、上記半導体素子のスイッチング閾値電圧の温度依存性を
補償する電圧を生成して上記半導体素子のゲートに供給
する温度補償手段と、を有する半導体回路。