JP3484519B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents
電動パワーステアリング装置Info
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- JP3484519B2 JP3484519B2 JP11874394A JP11874394A JP3484519B2 JP 3484519 B2 JP3484519 B2 JP 3484519B2 JP 11874394 A JP11874394 A JP 11874394A JP 11874394 A JP11874394 A JP 11874394A JP 3484519 B2 JP3484519 B2 JP 3484519B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、操舵力をモータにより
補助する電動パワーステアリング装置に関するものであ
る。
補助する電動パワーステアリング装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】車速と、舵輪に加えられた操舵トルクと
を検出し、この検出トルクが所定の不感帯を超える場合
に、検出トルク及び検出車速に応じて定められた駆動電
流により、操舵補助用のモータを駆動し、車両の操舵に
要する力を操舵補助用のモータの回転力により補助させ
て、運転者に快適な操舵感覚を提供する電動パワーステ
アリング装置が開発されている。
を検出し、この検出トルクが所定の不感帯を超える場合
に、検出トルク及び検出車速に応じて定められた駆動電
流により、操舵補助用のモータを駆動し、車両の操舵に
要する力を操舵補助用のモータの回転力により補助させ
て、運転者に快適な操舵感覚を提供する電動パワーステ
アリング装置が開発されている。
【０００３】このような電動パワーステアリング装置で
は、操舵補助用のモータとしてダイレクトドライブモー
タを用いたものが考えられている。このダイレクトドラ
イブモータは、減速機を必要とせず、モータの関連部品
が小型化できるので、操舵補助用のモータに適してい
る。ダイレクトドライブモータを備えた電動パワーステ
アリング装置では、ダイレクトドライブモータは、モー
タ電流制御手段において検出トルク及び検出車速に応じ
て目標電流が定められ、この目標電流に応じてインバー
タから与えられる３相交流によって駆動されるようにな
っている。ところが、バッテリ電源電圧の変動及びステ
アリング系の負荷変動がモータの出力トルクに影響し、
これによって操舵感覚に違和感が生じるという問題があ
った。
は、操舵補助用のモータとしてダイレクトドライブモー
タを用いたものが考えられている。このダイレクトドラ
イブモータは、減速機を必要とせず、モータの関連部品
が小型化できるので、操舵補助用のモータに適してい
る。ダイレクトドライブモータを備えた電動パワーステ
アリング装置では、ダイレクトドライブモータは、モー
タ電流制御手段において検出トルク及び検出車速に応じ
て目標電流が定められ、この目標電流に応じてインバー
タから与えられる３相交流によって駆動されるようにな
っている。ところが、バッテリ電源電圧の変動及びステ
アリング系の負荷変動がモータの出力トルクに影響し、
これによって操舵感覚に違和感が生じるという問題があ
った。
【０００４】そこで、この問題を解消する為に、本出願
人は、実願平３−８６９０６号により、インバータの直
流側電流を検出し、この検出結果に基づいて３相交流の
電流値を制御する電動パワーステアリング装置を提案し
ている。図５は、このような電動パワーステアリング装
置の構成例を示すブロック図である。図中１は、操舵補
助制御を行うマイクロコンピュータであり、マイクロコ
ンピュータ１は、そのソフトウェア構成を機能ブロック
で示してある。操舵トルクを検出するトルクセンサ２か
らのトルク検出信号と、車速を検出する車速センサ３か
らの車速検出信号は、Ａ／Ｄ変換器４によりＡ／Ｄ変換
されて、マイクロコンピュータ１の目標電流演算手段１
ａへ与えられる。目標電流演算手段１ａでは、トルク検
出信号と車速検出信号とに基づいて所定の演算を行い、
ダイレクトドライブモータＤＭを駆動する為の目標電流
Ｉr (n) を求めて、電流制御手段１ｂへ与える。
人は、実願平３−８６９０６号により、インバータの直
流側電流を検出し、この検出結果に基づいて３相交流の
電流値を制御する電動パワーステアリング装置を提案し
ている。図５は、このような電動パワーステアリング装
置の構成例を示すブロック図である。図中１は、操舵補
助制御を行うマイクロコンピュータであり、マイクロコ
ンピュータ１は、そのソフトウェア構成を機能ブロック
で示してある。操舵トルクを検出するトルクセンサ２か
らのトルク検出信号と、車速を検出する車速センサ３か
らの車速検出信号は、Ａ／Ｄ変換器４によりＡ／Ｄ変換
されて、マイクロコンピュータ１の目標電流演算手段１
ａへ与えられる。目標電流演算手段１ａでは、トルク検
出信号と車速検出信号とに基づいて所定の演算を行い、
ダイレクトドライブモータＤＭを駆動する為の目標電流
Ｉr (n) を求めて、電流制御手段１ｂへ与える。
【０００５】ダイレクトドライブモータＤＭの電源であ
るバッテリ電源９は、その両電極が、ダイレクトドライ
ブモータＤＭの通電制御を行うパワーＭＯＳＦＥＴ回路
よりなるインバータ１０に接続されていると共に、その
負電極が接地されている。また、インバータ１０の直流
側回路には、電源電流（インバータ１０の直流側電流）
を検出する為の電流検出用抵抗１１が介設されており、
電流検出用抵抗１１の両端子は電流検出回路１２にも接
続されている。電流検出回路１２は電流検出用抵抗１１
の端子間電圧に基づいて電源電流を検出するようになっ
ており、その検出結果はＡ／Ｄ変換器１３によりＡ／Ｄ
変換され、検出電源電流Ｉf (n) としてマイクロコンピ
ュータ１の電流制御手段１ｂへ与えられる。
るバッテリ電源９は、その両電極が、ダイレクトドライ
ブモータＤＭの通電制御を行うパワーＭＯＳＦＥＴ回路
よりなるインバータ１０に接続されていると共に、その
負電極が接地されている。また、インバータ１０の直流
側回路には、電源電流（インバータ１０の直流側電流）
を検出する為の電流検出用抵抗１１が介設されており、
電流検出用抵抗１１の両端子は電流検出回路１２にも接
続されている。電流検出回路１２は電流検出用抵抗１１
の端子間電圧に基づいて電源電流を検出するようになっ
ており、その検出結果はＡ／Ｄ変換器１３によりＡ／Ｄ
変換され、検出電源電流Ｉf (n) としてマイクロコンピ
ュータ１の電流制御手段１ｂへ与えられる。
【０００６】電流制御手段１ｂでは、目標電流Ｉr (n)
に対する検出電源電流Ｉf (n) の偏差を演算し、その偏
差を補正するようになっており、その補正結果は動作電
流Ｉ d (n) として３相電圧演算手段１ｃへ与えられる。
また、ダイレクトドライブモータＤＭには、アブソリュ
ートエンコーダよりなり、ダイレクトドライブモータＤ
Ｍの回転子の回転位置の絶対値を検出する回転位置セン
サ１４が取付けられている。この回転位置センサ１４の
検出結果である検出回転位置信号θm は、オフセット回
路１５によってそのオフセットを調節されて回転位置信
号θとして正弦波発生ＲＯＭ１６へ与えられる。正弦波
発生ＲＯＭ１６は、回転位置信号θをアドレスとして、
回転位置信号θを位相角とする３相正弦波のうちの２相
分の正弦波（sin θ，sin ( θ＋２π／３））のデータ
を記憶しており、与えられた回転位置信号θに基づく２
相分の正弦波のデータが３相電圧演算手段１ｃに読み込
まれるようになっている。
に対する検出電源電流Ｉf (n) の偏差を演算し、その偏
差を補正するようになっており、その補正結果は動作電
流Ｉ d (n) として３相電圧演算手段１ｃへ与えられる。
また、ダイレクトドライブモータＤＭには、アブソリュ
ートエンコーダよりなり、ダイレクトドライブモータＤ
Ｍの回転子の回転位置の絶対値を検出する回転位置セン
サ１４が取付けられている。この回転位置センサ１４の
検出結果である検出回転位置信号θm は、オフセット回
路１５によってそのオフセットを調節されて回転位置信
号θとして正弦波発生ＲＯＭ１６へ与えられる。正弦波
発生ＲＯＭ１６は、回転位置信号θをアドレスとして、
回転位置信号θを位相角とする３相正弦波のうちの２相
分の正弦波（sin θ，sin ( θ＋２π／３））のデータ
を記憶しており、与えられた回転位置信号θに基づく２
相分の正弦波のデータが３相電圧演算手段１ｃに読み込
まれるようになっている。
【０００７】３相電圧演算手段１ｃでは、動作電流Ｉd
(n) を動作電圧Ｖd (n) に変換し、この動作電圧Ｖ
d (n) に基づいて下記（１）〜（３）式の演算を実行す
ることにより、ダイレクトドライブモータＤＭへ与える
３相正弦波電圧を求める。下記（１）式は、ダイレクト
ドライブモータＤＭのＵ相の正弦波電圧ＶU (n) を求め
る演算式であり、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生ＲＯ
Ｍ１６から与えられる正弦波sin θとに基づいて正弦波
電圧ＶU (n) を求める。 ＶU (n) ＝Ｖd (n) ・sin θ （１）
(n) を動作電圧Ｖd (n) に変換し、この動作電圧Ｖ
d (n) に基づいて下記（１）〜（３）式の演算を実行す
ることにより、ダイレクトドライブモータＤＭへ与える
３相正弦波電圧を求める。下記（１）式は、ダイレクト
ドライブモータＤＭのＵ相の正弦波電圧ＶU (n) を求め
る演算式であり、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生ＲＯ
Ｍ１６から与えられる正弦波sin θとに基づいて正弦波
電圧ＶU (n) を求める。 ＶU (n) ＝Ｖd (n) ・sin θ （１）
【０００８】下記（２）式は、ダイレクトドライブモー
タＤＭのＶ相の正弦波電圧ＶV (n)を求める演算式であ
り、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生ＲＯＭ１６から与
えられる正弦波sin ( θ＋２π／３）とに基づいて正弦
波電圧ＶV (n) を求める。 ＶV (n) ＝Ｖd (n) ・sin ( θ＋２π／３） （２） 下記（３）式は、ダイレクトドライブモータＤＭのＷ相
の正弦波電圧ＶW (n)を求める演算式であり、（１）式
によって求められる正弦波電圧ＶU (n) と、（２）式に
よって求められる正弦波電圧ＶV (n) とに基づいて正弦
波電圧ＶW (n)を求める。 ＶW (n) ＝−〔ＶU (n) ＋ＶV (n) 〕 (3)
タＤＭのＶ相の正弦波電圧ＶV (n)を求める演算式であ
り、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生ＲＯＭ１６から与
えられる正弦波sin ( θ＋２π／３）とに基づいて正弦
波電圧ＶV (n) を求める。 ＶV (n) ＝Ｖd (n) ・sin ( θ＋２π／３） （２） 下記（３）式は、ダイレクトドライブモータＤＭのＷ相
の正弦波電圧ＶW (n)を求める演算式であり、（１）式
によって求められる正弦波電圧ＶU (n) と、（２）式に
よって求められる正弦波電圧ＶV (n) とに基づいて正弦
波電圧ＶW (n)を求める。 ＶW (n) ＝−〔ＶU (n) ＋ＶV (n) 〕 (3)
【０００９】３相電圧演算手段１ｃで以上のような演算
により求めた３相正弦波電圧ＶU (n) ，ＶV (n) ，ＶW
(n) は、Ｄ／Ａ変換器５にてＤ／Ａ変換されて、正弦波
ＰＷＭ回路６へ与えられる。また、正弦波ＰＷＭ回路６
には、三角波発生器７から発生される三角波信号が与え
られている。正弦波ＰＷＭ回路６では、三角波信号と、
３相正弦波電圧とを比較し、その比較結果に基づいてダ
イレクトドライブモータＤＭの制御用のＰＷＭ（Pulse
Width Moduration）信号をパワーＭＯＳＦＥＴドライバ
回路８へ与える。パワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８で
は、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０のパワーＭＯ
ＳＦＥＴ（図示せず）を駆動させる。インバータ１０は
２つのパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路を３回路並列接続
してなる回路であり、これらのパワーＭＯＳＦＥＴがパ
ワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８によって転流制御され
ることによって、ダイレクトドライブモータＤＭに３相
正弦波信号が与えられ、これによってダイレクトドライ
ブモータＤＭが駆動される。
により求めた３相正弦波電圧ＶU (n) ，ＶV (n) ，ＶW
(n) は、Ｄ／Ａ変換器５にてＤ／Ａ変換されて、正弦波
ＰＷＭ回路６へ与えられる。また、正弦波ＰＷＭ回路６
には、三角波発生器７から発生される三角波信号が与え
られている。正弦波ＰＷＭ回路６では、三角波信号と、
３相正弦波電圧とを比較し、その比較結果に基づいてダ
イレクトドライブモータＤＭの制御用のＰＷＭ（Pulse
Width Moduration）信号をパワーＭＯＳＦＥＴドライバ
回路８へ与える。パワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８で
は、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０のパワーＭＯ
ＳＦＥＴ（図示せず）を駆動させる。インバータ１０は
２つのパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路を３回路並列接続
してなる回路であり、これらのパワーＭＯＳＦＥＴがパ
ワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８によって転流制御され
ることによって、ダイレクトドライブモータＤＭに３相
正弦波信号が与えられ、これによってダイレクトドライ
ブモータＤＭが駆動される。
【００１０】以上のような構成の電動パワーステアリン
グ装置では、バッテリ電源９の電源電圧の変動又はステ
アリング系の負荷変動が生じた場合は、電源電流が変動
する。この電源電流の変動は電流検出回路１２によって
検出され、これによって検出電源電流Ｉf (n) が変化す
る。電流制御手段１ｂは、検出電源電流Ｉf (n) の変化
分を解消する動作電流Ｉd (n) を求め、これが３相電圧
演算手段１c へ与えられる。３相電圧演算手段１ｃは、
与えられた動作電流Ｉd (n) を３相正弦波電圧に変換
し、その３相正弦波電圧を、Ｄ／Ａ変換器５を介して正
弦波ＰＷＭ回路６へ出力する。この３相正弦波電圧は、
電源電流の変動を解消するべく補正されたものであり、
バッテリ電源９の電源電圧の変動又はステアリング系の
負荷変動による電源電流の変動を解消する。即ち、以上
のような制御系では、電源電流のフィードバック制御が
行われることとなる。
グ装置では、バッテリ電源９の電源電圧の変動又はステ
アリング系の負荷変動が生じた場合は、電源電流が変動
する。この電源電流の変動は電流検出回路１２によって
検出され、これによって検出電源電流Ｉf (n) が変化す
る。電流制御手段１ｂは、検出電源電流Ｉf (n) の変化
分を解消する動作電流Ｉd (n) を求め、これが３相電圧
演算手段１c へ与えられる。３相電圧演算手段１ｃは、
与えられた動作電流Ｉd (n) を３相正弦波電圧に変換
し、その３相正弦波電圧を、Ｄ／Ａ変換器５を介して正
弦波ＰＷＭ回路６へ出力する。この３相正弦波電圧は、
電源電流の変動を解消するべく補正されたものであり、
バッテリ電源９の電源電圧の変動又はステアリング系の
負荷変動による電源電流の変動を解消する。即ち、以上
のような制御系では、電源電流のフィードバック制御が
行われることとなる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところが、電流検出用
抵抗１１の端子間電圧に基づいて電流検出回路１２が検
出する検出電源電流Ｉf (n) は、図２に示すように３相
電流の合計値となるので、各相電流の６倍周波数を持つ
脈流であり、完全な直流ではない。その為、目標電流Ｉ
r (n) に対する検出電源電流Ｉf (n) の脈流に起因する
偏差が生じ、動作電流Ｉd (n) には、この偏差を補正す
る為の本来は不要な成分が生じて、操舵感覚が悪くなっ
ていた。
抵抗１１の端子間電圧に基づいて電流検出回路１２が検
出する検出電源電流Ｉf (n) は、図２に示すように３相
電流の合計値となるので、各相電流の６倍周波数を持つ
脈流であり、完全な直流ではない。その為、目標電流Ｉ
r (n) に対する検出電源電流Ｉf (n) の脈流に起因する
偏差が生じ、動作電流Ｉd (n) には、この偏差を補正す
る為の本来は不要な成分が生じて、操舵感覚が悪くなっ
ていた。
【００１２】本発明は、上述のような事情に鑑みてなさ
れたものであり、操舵補助用モータからのトルク出力が
滑らかで安定性を増した電動パワーステアリング装置を
提供することを目的とする。
れたものであり、操舵補助用モータからのトルク出力が
滑らかで安定性を増した電動パワーステアリング装置を
提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】第１発明に係る電動パワ
ーステアリング装置は、直流電源からインバータを介し
て得られる交流により操舵補助用のモータを駆動すると
共に、前記インバータの直流側電流を検出して、この直
流側電流の検出値に基づいて、前記交流の電流値をフィ
ードバック制御する電動パワーステアリング装置におい
て、前記モータの回転子の回転位置を検出する回転位置
センサと、該回転位置センサが検出した回転位置及び前
記直流側電流の検出値に基づいて、前記直流側電流に含
まれる脈流を補正する直線性補正手段とを備えることを
特徴とする。
ーステアリング装置は、直流電源からインバータを介し
て得られる交流により操舵補助用のモータを駆動すると
共に、前記インバータの直流側電流を検出して、この直
流側電流の検出値に基づいて、前記交流の電流値をフィ
ードバック制御する電動パワーステアリング装置におい
て、前記モータの回転子の回転位置を検出する回転位置
センサと、該回転位置センサが検出した回転位置及び前
記直流側電流の検出値に基づいて、前記直流側電流に含
まれる脈流を補正する直線性補正手段とを備えることを
特徴とする。
【００１４】第２発明に係る電動パワーステアリング装
置は、前記直線性補正手段は、前記回転位置センサが検
出する回転位置に対応する前記脈流とそのピーク値との
比率に係る値を記憶しているテーブルと、前記直流側電
流の検出値を、前記テーブルから読み出したその検出時
の前記比率に係る値で除算し、その商を前記直流側電流
の補正値とする補正演算手段とを備えることを特徴とす
る。
置は、前記直線性補正手段は、前記回転位置センサが検
出する回転位置に対応する前記脈流とそのピーク値との
比率に係る値を記憶しているテーブルと、前記直流側電
流の検出値を、前記テーブルから読み出したその検出時
の前記比率に係る値で除算し、その商を前記直流側電流
の補正値とする補正演算手段とを備えることを特徴とす
る。
【００１５】第３発明に係る電動パワーステアリング装
置は、前記モータは、３相交流のダイレクトドライブモ
ータであることを特徴とする。
置は、前記モータは、３相交流のダイレクトドライブモ
ータであることを特徴とする。
【００１６】
【作用】第１発明に係る電動パワーステアリング装置で
は、回転位置センサがモータの回転子の回転位置を検出
し、この検出した回転位置及びインバータの直流側電流
の検出値に基づいて、直線性補正手段が直流側電流に含
まれる脈流を補正する。
は、回転位置センサがモータの回転子の回転位置を検出
し、この検出した回転位置及びインバータの直流側電流
の検出値に基づいて、直線性補正手段が直流側電流に含
まれる脈流を補正する。
【００１７】第２発明に係る電動パワーステアリング装
置では、直線性補正手段のテーブルが、回転位置センサ
が検出する回転位置に対応する脈流とそのピーク値との
比率に係る値を記憶しておき、補正演算手段が、インバ
ータの直流側電流の検出値を、テーブルから読み出した
その検出時の回転位置に対応する脈流とそのピーク値と
の比率で除算し、その商を直流側電流の補正値とする。
置では、直線性補正手段のテーブルが、回転位置センサ
が検出する回転位置に対応する脈流とそのピーク値との
比率に係る値を記憶しておき、補正演算手段が、インバ
ータの直流側電流の検出値を、テーブルから読み出した
その検出時の回転位置に対応する脈流とそのピーク値と
の比率で除算し、その商を直流側電流の補正値とする。
【００１８】第３発明に係る電動パワーステアリング装
置では、回転位置センサが３相交流のダイレクトドライ
ブモータの回転子の回転位置を検出し、この検出した回
転位置及びインバータの直流側電流の検出値に基づい
て、直線性補正手段が直流側電流に含まれる脈流を補正
する。
置では、回転位置センサが３相交流のダイレクトドライ
ブモータの回転子の回転位置を検出し、この検出した回
転位置及びインバータの直流側電流の検出値に基づい
て、直線性補正手段が直流側電流に含まれる脈流を補正
する。
【００１９】
【実施例】以下に、本発明をその実施例を示す図面に基
づき説明する。図１は、第１〜３発明に係る電動パワー
ステアリング装置の１実施例の、制御系の要部構成を示
すブロック図である。図中２０は、操舵補助制御を行う
マイクロコンピュータであり、マイクロコンピュータ２
０は、そのソフトウェア構成を機能ブロックで示してあ
る。操舵トルクを検出するトルクセンサ２からのトルク
検出信号と、車速を検出する車速センサ３からの車速検
出信号とは、Ａ／Ｄ変換器４によりＡ／Ｄ変換されて、
マイクロコンピュータ２０の目標電流演算手段１ａへ与
えられる。目標電流演算手段１ａでは、トルク検出信号
及び車速検出信号に基づいて所定の演算を行い、ダイレ
クトドライブモータＤＭを駆動する為の目標電流Ｉ
r (n) を求めて、電流制御手段１ｂへ与える。
づき説明する。図１は、第１〜３発明に係る電動パワー
ステアリング装置の１実施例の、制御系の要部構成を示
すブロック図である。図中２０は、操舵補助制御を行う
マイクロコンピュータであり、マイクロコンピュータ２
０は、そのソフトウェア構成を機能ブロックで示してあ
る。操舵トルクを検出するトルクセンサ２からのトルク
検出信号と、車速を検出する車速センサ３からの車速検
出信号とは、Ａ／Ｄ変換器４によりＡ／Ｄ変換されて、
マイクロコンピュータ２０の目標電流演算手段１ａへ与
えられる。目標電流演算手段１ａでは、トルク検出信号
及び車速検出信号に基づいて所定の演算を行い、ダイレ
クトドライブモータＤＭを駆動する為の目標電流Ｉ
r (n) を求めて、電流制御手段１ｂへ与える。
【００２０】ダイレクトドライブモータＤＭの電源であ
るバッテリ電源９は、その両電極が、ダイレクトドライ
ブモータＤＭの通電制御を行うパワーＭＯＳＦＥＴ回路
からなるインバータ１０に接続されていると共に、その
負電極は接地されている。また、インバータ１０の直流
側回路には、電源電流（インバータ１０の直流側電流）
を検出する為の電流検出用抵抗１１が介設されており、
電流検出用抵抗１１の両端子は、電流検出回路１２にも
接続されている。電流検出回路１２は、電流検出用抵抗
１１の端子間電圧に基づいて電源電流を検出するように
なっており、その検出結果は、Ａ／Ｄ変換器１３により
Ａ／Ｄ変換され、検出電源電流Ｉf (n)としてマイクロ
コンピュータ２０の直線性補正手段２１へ与えられる。
るバッテリ電源９は、その両電極が、ダイレクトドライ
ブモータＤＭの通電制御を行うパワーＭＯＳＦＥＴ回路
からなるインバータ１０に接続されていると共に、その
負電極は接地されている。また、インバータ１０の直流
側回路には、電源電流（インバータ１０の直流側電流）
を検出する為の電流検出用抵抗１１が介設されており、
電流検出用抵抗１１の両端子は、電流検出回路１２にも
接続されている。電流検出回路１２は、電流検出用抵抗
１１の端子間電圧に基づいて電源電流を検出するように
なっており、その検出結果は、Ａ／Ｄ変換器１３により
Ａ／Ｄ変換され、検出電源電流Ｉf (n)としてマイクロ
コンピュータ２０の直線性補正手段２１へ与えられる。
【００２１】直線性補正手段２１は、後述する回転位置
センサ１４が検出する回転位置に対応する脈流電流値と
そのピーク値との比率を所定係数倍した値を記憶してい
る、内蔵ＲＯＭからなるテーブル２２と、後述するオフ
セット回路１５からの回転位置信号θに対応して読み出
した上記値により、検出電源電流Ｉf (n) の値を上記所
定係数倍した値を除算する補正演算手段２３とを備え、
検出電源電流Ｉf (n)に含まれる脈流を補正する。直線
性補正手段２１が補正した検出電源電流Ｉf (n) の補正
後の検出電源電流Ｉa (n) は、電流制御手段１ｂへ与え
られる。
センサ１４が検出する回転位置に対応する脈流電流値と
そのピーク値との比率を所定係数倍した値を記憶してい
る、内蔵ＲＯＭからなるテーブル２２と、後述するオフ
セット回路１５からの回転位置信号θに対応して読み出
した上記値により、検出電源電流Ｉf (n) の値を上記所
定係数倍した値を除算する補正演算手段２３とを備え、
検出電源電流Ｉf (n)に含まれる脈流を補正する。直線
性補正手段２１が補正した検出電源電流Ｉf (n) の補正
後の検出電源電流Ｉa (n) は、電流制御手段１ｂへ与え
られる。
【００２２】電流制御手段１ｂでは、目標電流Ｉr (n)
に対する、直線性補正手段２１による補正後の検出電源
電流Ｉa (n) の偏差を演算し、その偏差を補正するよう
になっており、その補正結果は動作電流Ｉd (n) として
３相電圧演算手段１ｃへ与えられる。また、ダイレクト
ドライブモータＤＭには、アブソリュートエンコーダよ
りなり、ダイレクトドライブモータＤＭの回転子の回転
位置の絶対値を検出する回転位置センサ１４が取付けら
れている。この回転位置センサ１４の検出結果である検
出回転位置信号θm は、オフセット回路１５によってそ
のオフセットを調節され、回転位置信号θとして正弦波
発生ＲＯＭ１６及び上述したテーブル２２へ与えられ
る。正弦波発生ＲＯＭ１６は、回転位置信号θをアドレ
スとして、回転位置信号θを位相角とする３相正弦波の
うちの２相分の正弦波（sin θ，sin ( θ＋２π／
３））のデータを記憶しており、与えられた回転位置信
号θに基づく２相分の正弦波のデータが、３相電圧演算
手段１ｃに読み込まれるようになっている。
に対する、直線性補正手段２１による補正後の検出電源
電流Ｉa (n) の偏差を演算し、その偏差を補正するよう
になっており、その補正結果は動作電流Ｉd (n) として
３相電圧演算手段１ｃへ与えられる。また、ダイレクト
ドライブモータＤＭには、アブソリュートエンコーダよ
りなり、ダイレクトドライブモータＤＭの回転子の回転
位置の絶対値を検出する回転位置センサ１４が取付けら
れている。この回転位置センサ１４の検出結果である検
出回転位置信号θm は、オフセット回路１５によってそ
のオフセットを調節され、回転位置信号θとして正弦波
発生ＲＯＭ１６及び上述したテーブル２２へ与えられ
る。正弦波発生ＲＯＭ１６は、回転位置信号θをアドレ
スとして、回転位置信号θを位相角とする３相正弦波の
うちの２相分の正弦波（sin θ，sin ( θ＋２π／
３））のデータを記憶しており、与えられた回転位置信
号θに基づく２相分の正弦波のデータが、３相電圧演算
手段１ｃに読み込まれるようになっている。
【００２３】３相電圧演算手段１ｃでは、動作電流Ｉd
(n) を動作電圧Ｖd (n) に変換し、この動作電圧Ｖ
d (n) に基づいて、下記（１）〜（３）式の演算を実行
することにより、ダイレクトドライブモータＤＭへ与え
る３相正弦波電圧を求める。下記（１）式は、ダイレク
トドライブモータＤＭのＵ相の正弦波電圧ＶU (n) を求
める演算式であり、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生Ｒ
ＯＭ１６から与えられる正弦波sin θとに基づいて正弦
波電圧ＶU (n) を求める。 ＶU (n) ＝Ｖd (n) ・sin θ （１）
(n) を動作電圧Ｖd (n) に変換し、この動作電圧Ｖ
d (n) に基づいて、下記（１）〜（３）式の演算を実行
することにより、ダイレクトドライブモータＤＭへ与え
る３相正弦波電圧を求める。下記（１）式は、ダイレク
トドライブモータＤＭのＵ相の正弦波電圧ＶU (n) を求
める演算式であり、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生Ｒ
ＯＭ１６から与えられる正弦波sin θとに基づいて正弦
波電圧ＶU (n) を求める。 ＶU (n) ＝Ｖd (n) ・sin θ （１）
【００２４】下記（２）式は、ダイレクトドライブモー
タＤＭのＶ相の正弦波電圧ＶV (n)を求める演算式であ
り、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生ＲＯＭ１６から与
えられる正弦波sin ( θ＋２π／３）とに基づいて正弦
波電圧ＶV (n) を求める。 ＶV (n) ＝Ｖd (n) ・sin ( θ＋２π／３） （２） 下記（３）式は、ダイレクトドライブモータＤＭのＷ相
の正弦波電圧ＶW (n)を求める演算式であり、（１）式
によって求められる正弦波電圧ＶU (n) と、（２）式に
よって求められる正弦波電圧ＶV (n) とに基づいて正弦
波電圧ＶW (n)を求める。 ＶW (n) ＝−〔ＶU (n) ＋ＶV (n) 〕 （３）
タＤＭのＶ相の正弦波電圧ＶV (n)を求める演算式であ
り、動作電圧Ｖd (n) と、正弦波発生ＲＯＭ１６から与
えられる正弦波sin ( θ＋２π／３）とに基づいて正弦
波電圧ＶV (n) を求める。 ＶV (n) ＝Ｖd (n) ・sin ( θ＋２π／３） （２） 下記（３）式は、ダイレクトドライブモータＤＭのＷ相
の正弦波電圧ＶW (n)を求める演算式であり、（１）式
によって求められる正弦波電圧ＶU (n) と、（２）式に
よって求められる正弦波電圧ＶV (n) とに基づいて正弦
波電圧ＶW (n)を求める。 ＶW (n) ＝−〔ＶU (n) ＋ＶV (n) 〕 （３）
【００２５】３相電圧演算手段１ｃで以上のような演算
により求めた３相正弦波電圧ＶU (n) ，ＶV (n) ，ＶW
(n) は、Ｄ／Ａ変換器５にてＤ／Ａ変換されて、正弦波
ＰＷＭ回路６へ与えられる。また、正弦波ＰＷＭ回路６
には、三角波発生器７から発生される三角波信号が与え
られている。正弦波ＰＷＭ回路６では、三角波信号と、
３相正弦波電圧とを比較し、その比較結果に基づいてダ
イレクトドライブモータＤＭの制御用のＰＷＭ（Pulse
Width Moduration）信号をパワーＭＯＳＦＥＴドライバ
回路８へ与える。パワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８で
は、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０のパワーＭＯ
ＳＦＥＴ（図示せず）を駆動させる。インバータ１０は
２つのパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路を３回路並列接続
してなる回路であり、これらのパワーＭＯＳＦＥＴがパ
ワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８によって転流制御され
ることによって、ダイレクトドライブモータＤＭに３相
正弦波信号が与えられ、これによってダイレクトドライ
ブモータＤＭが駆動される。
により求めた３相正弦波電圧ＶU (n) ，ＶV (n) ，ＶW
(n) は、Ｄ／Ａ変換器５にてＤ／Ａ変換されて、正弦波
ＰＷＭ回路６へ与えられる。また、正弦波ＰＷＭ回路６
には、三角波発生器７から発生される三角波信号が与え
られている。正弦波ＰＷＭ回路６では、三角波信号と、
３相正弦波電圧とを比較し、その比較結果に基づいてダ
イレクトドライブモータＤＭの制御用のＰＷＭ（Pulse
Width Moduration）信号をパワーＭＯＳＦＥＴドライバ
回路８へ与える。パワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８で
は、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ１０のパワーＭＯ
ＳＦＥＴ（図示せず）を駆動させる。インバータ１０は
２つのパワーＭＯＳＦＥＴの直列回路を３回路並列接続
してなる回路であり、これらのパワーＭＯＳＦＥＴがパ
ワーＭＯＳＦＥＴドライバ回路８によって転流制御され
ることによって、ダイレクトドライブモータＤＭに３相
正弦波信号が与えられ、これによってダイレクトドライ
ブモータＤＭが駆動される。
【００２６】このような構成の電動パワーステアリング
装置の、インバータ１０の直流側電流の検出値に含まれ
る脈流を補正する動作を以下に説明する。電流検出用抵
抗１１の端子間電圧に基づいて、電流検出回路１２が検
出する検出電源電流Ｉf (n) （インバータ１０の直流側
電流の検出値）は、図２に示すように３相電流の合計値
であり、各相電流の６倍周波数を持つ脈流である。この
脈流をこの脈流のピーク値Ｉm に補正する。
装置の、インバータ１０の直流側電流の検出値に含まれ
る脈流を補正する動作を以下に説明する。電流検出用抵
抗１１の端子間電圧に基づいて、電流検出回路１２が検
出する検出電源電流Ｉf (n) （インバータ１０の直流側
電流の検出値）は、図２に示すように３相電流の合計値
であり、各相電流の６倍周波数を持つ脈流である。この
脈流をこの脈流のピーク値Ｉm に補正する。
【００２７】検出電源電流Ｉf (n) に含まれる脈流は、
図２に示すように、３相電流の周期／６毎に同一のパタ
ーンを繰り返している。このパターンは、 Ｉf ＝Ｉm ｓｉｎα （６０°≦α≦１２０°） （４） で表され、この（４）式から、 Ｉm ＝Ｉf ／ｓｉｎα （６０°≦α≦１２０°） （５） の演算を行うことにより、検出電源電流Ｉf (n) に含ま
れる脈流をこの脈流のピーク値Ｉm に補正できることが
判る。ここで、検出電源電流Ｉf (n) は検出値であるの
で、脈流電流のそのピーク値との比率ｓｉｎαを知るこ
とにより、そのときのピーク値Ｉm を求めることができ
る。
図２に示すように、３相電流の周期／６毎に同一のパタ
ーンを繰り返している。このパターンは、 Ｉf ＝Ｉm ｓｉｎα （６０°≦α≦１２０°） （４） で表され、この（４）式から、 Ｉm ＝Ｉf ／ｓｉｎα （６０°≦α≦１２０°） （５） の演算を行うことにより、検出電源電流Ｉf (n) に含ま
れる脈流をこの脈流のピーク値Ｉm に補正できることが
判る。ここで、検出電源電流Ｉf (n) は検出値であるの
で、脈流電流のそのピーク値との比率ｓｉｎαを知るこ
とにより、そのときのピーク値Ｉm を求めることができ
る。
【００２８】ここで、例えば、回転位置センサ１４に８
ビットのエンコーダを使用する場合、ダイレクトドライ
ブモータＤＭの回転子の１回転分のデータ数（回転位置
信号θ）は２５６個である。３相正弦波電圧で１２極の
ダイレクトドライブモータＤＭ（ステップモータ）を駆
動する場合、３相正弦波電圧の６周期がダイレクトドラ
イブモータＤＭの１回転に相当するから、検出電源電流
Ｉf (n) に含まれる脈流の３６周期が、ダイレクトドラ
イブモータＤＭの１回転に相当する。従って、検出電源
電流Ｉf (n) に含まれる脈流の１周期には、２５６／３
６＝７（余り４）により、最大７個のデータを割り当て
ることができる。
ビットのエンコーダを使用する場合、ダイレクトドライ
ブモータＤＭの回転子の１回転分のデータ数（回転位置
信号θ）は２５６個である。３相正弦波電圧で１２極の
ダイレクトドライブモータＤＭ（ステップモータ）を駆
動する場合、３相正弦波電圧の６周期がダイレクトドラ
イブモータＤＭの１回転に相当するから、検出電源電流
Ｉf (n) に含まれる脈流の３６周期が、ダイレクトドラ
イブモータＤＭの１回転に相当する。従って、検出電源
電流Ｉf (n) に含まれる脈流の１周期には、２５６／３
６＝７（余り４）により、最大７個のデータを割り当て
ることができる。
【００２９】また、回転位置センサ１４のエンコーダの
データ（回転位置信号θ）に対応するｓｉｎαの値に関
しては、マイクロコンピュータ２０内で取り扱い易くす
る為、検出電源電流Ｉf (n) に含まれる脈流の最大ピー
ク値ＭａｘＩm を１２８として、１２８ｓｉｎαの値を
テーブル２２に記憶させておく。図３は、検出電源電流
Ｉf (n) に含まれる脈流の１周期分の例を拡大して示し
た図であり、脈流のそのピーク値との比率ｓｉｎαの値
は１２８ｓｉｎαに換算され、１６進数で表してある。
データ（回転位置信号θ）に対応するｓｉｎαの値に関
しては、マイクロコンピュータ２０内で取り扱い易くす
る為、検出電源電流Ｉf (n) に含まれる脈流の最大ピー
ク値ＭａｘＩm を１２８として、１２８ｓｉｎαの値を
テーブル２２に記憶させておく。図３は、検出電源電流
Ｉf (n) に含まれる脈流の１周期分の例を拡大して示し
た図であり、脈流のそのピーク値との比率ｓｉｎαの値
は１２８ｓｉｎαに換算され、１６進数で表してある。
【００３０】図４は、テーブル２２に記憶させておく、
回転位置センサ１４のエンコーダからの回転位置信号θ
（エンコーダ出力＝オフセット回路１５にて調節済）と
その各信号に対応するｓｉｎαの値（１２８ｓｉｎαに
換算され、１６進数で表してある）とを示すテーブルの
概念図である。８ビットのエンコーダの４個の余りのデ
ータは、例えば、１２８ｓｉｎαの２周期おきの１周期
の最初の値（６ＦＨ）を２回続けて、誤差を分散させ
る。
回転位置センサ１４のエンコーダからの回転位置信号θ
（エンコーダ出力＝オフセット回路１５にて調節済）と
その各信号に対応するｓｉｎαの値（１２８ｓｉｎαに
換算され、１６進数で表してある）とを示すテーブルの
概念図である。８ビットのエンコーダの４個の余りのデ
ータは、例えば、１２８ｓｉｎαの２周期おきの１周期
の最初の値（６ＦＨ）を２回続けて、誤差を分散させ
る。
【００３１】電流検出回路１２が、電流検出用抵抗１１
の端子間電圧に基づいて検出し、Ａ／Ｄ変換器１３によ
りＡ／Ｄ変換された検出電源電流Ｉf (n) は、マイクロ
コンピュータ２０の直線性補正手段２１の補正演算手段
２３へ与えられる。直線性補正手段２１では、テーブル
２２が、上述の検出電源電流Ｉf (n) 検出時に回転位置
センサ１４が検出した回転位置（回転位置信号θ）に対
応する１２８ｓｉｎαの値を読み出し、補正演算手段２
３へ与える。補正演算手段２３は、検出電源電流Ｉ
f (n) の値に１２８を乗算した後（１２８ｓｉｎαの１
２８を消去する為）、その乗算後の１２８Ｉf (n) を、
テーブル２２から与えられた１２８ｓｉｎαの値で除算
する。これは、（５）式、Ｉm ＝Ｉf ／ｓｉｎα （６
０°≦α≦１２０°）と等価であり、検出電源電流Ｉf
(n) に含まれる脈流がそのときの脈流のピーク値Ｉm に
補正される。補正後の検出電源電流Ｉa (n) は、電流制
御手段１ｂへ与えられる。
の端子間電圧に基づいて検出し、Ａ／Ｄ変換器１３によ
りＡ／Ｄ変換された検出電源電流Ｉf (n) は、マイクロ
コンピュータ２０の直線性補正手段２１の補正演算手段
２３へ与えられる。直線性補正手段２１では、テーブル
２２が、上述の検出電源電流Ｉf (n) 検出時に回転位置
センサ１４が検出した回転位置（回転位置信号θ）に対
応する１２８ｓｉｎαの値を読み出し、補正演算手段２
３へ与える。補正演算手段２３は、検出電源電流Ｉ
f (n) の値に１２８を乗算した後（１２８ｓｉｎαの１
２８を消去する為）、その乗算後の１２８Ｉf (n) を、
テーブル２２から与えられた１２８ｓｉｎαの値で除算
する。これは、（５）式、Ｉm ＝Ｉf ／ｓｉｎα （６
０°≦α≦１２０°）と等価であり、検出電源電流Ｉf
(n) に含まれる脈流がそのときの脈流のピーク値Ｉm に
補正される。補正後の検出電源電流Ｉa (n) は、電流制
御手段１ｂへ与えられる。
【００３２】ところで、バッテリ電源９の電源電圧の変
動又はステアリング系の負荷変動が生じた場合は、電源
電流が変動する。この電源電流の変動は電流検出回路１
２によって検出され、これによって検出電源電流Ｉ
f (n) が変化する。電流制御手段１ｂは、検出電源電流
Ｉf (n) が直線性補正手段２１で補正された後の検出電
源電流Ｉa (n) の変化分を解消する動作電流Ｉd (n) を
求め、３相電圧演算手段１c へ与える。３相電圧演算手
段１ｃは、与えられた動作電流Ｉd (n) を３相正弦波電
圧に変換し、その３相正弦波電圧を、Ｄ／Ａ変換器５を
介して正弦波ＰＷＭ回路６へ出力する。この３相正弦波
電圧は、電源電流の変動を解消するべく補正されたもの
であり、バッテリ電源９の電源電圧の変動又はステアリ
ング系の負荷変動による電源電流の変動を解消する。即
ち、以上のような制御系では、電源電流のフィードバッ
ク制御が行われることとなる。
動又はステアリング系の負荷変動が生じた場合は、電源
電流が変動する。この電源電流の変動は電流検出回路１
２によって検出され、これによって検出電源電流Ｉ
f (n) が変化する。電流制御手段１ｂは、検出電源電流
Ｉf (n) が直線性補正手段２１で補正された後の検出電
源電流Ｉa (n) の変化分を解消する動作電流Ｉd (n) を
求め、３相電圧演算手段１c へ与える。３相電圧演算手
段１ｃは、与えられた動作電流Ｉd (n) を３相正弦波電
圧に変換し、その３相正弦波電圧を、Ｄ／Ａ変換器５を
介して正弦波ＰＷＭ回路６へ出力する。この３相正弦波
電圧は、電源電流の変動を解消するべく補正されたもの
であり、バッテリ電源９の電源電圧の変動又はステアリ
ング系の負荷変動による電源電流の変動を解消する。即
ち、以上のような制御系では、電源電流のフィードバッ
ク制御が行われることとなる。
【００３３】
【発明の効果】第１発明に係る電動パワーステアリング
装置によれば、操舵補助用モータからのトルク出力が滑
らかで安定性を増した電動パワーステアリング装置を実
現することができる。
装置によれば、操舵補助用モータからのトルク出力が滑
らかで安定性を増した電動パワーステアリング装置を実
現することができる。
【００３４】第２発明に係る電動パワーステアリング装
置によれば、マイクロコンピュータ内部のＲＯＭを利用
して、補正用のデータテーブルを作成するので、部品点
数を増やすことなく、操舵補助用モータからのトルク出
力が滑らかで安定性を増した電動パワーステアリング装
置を実現することができる。また、ソフトプログラムに
より脈流の補正を行うので、信号の時間遅れが生じず、
ハード構成で補正を行うよりも正確に補正できる。
置によれば、マイクロコンピュータ内部のＲＯＭを利用
して、補正用のデータテーブルを作成するので、部品点
数を増やすことなく、操舵補助用モータからのトルク出
力が滑らかで安定性を増した電動パワーステアリング装
置を実現することができる。また、ソフトプログラムに
より脈流の補正を行うので、信号の時間遅れが生じず、
ハード構成で補正を行うよりも正確に補正できる。
【００３５】第３発明に係る電動パワーステアリング装
置によれば、操舵補助用モータからのトルク出力が滑ら
かで安定性を増した電動パワーステアリング装置を実現
することができるとともに減速機を必要としないので、
ハンドル戻り時におけるモータ慣性の影響を低減でき
る。
置によれば、操舵補助用モータからのトルク出力が滑ら
かで安定性を増した電動パワーステアリング装置を実現
することができるとともに減速機を必要としないので、
ハンドル戻り時におけるモータ慣性の影響を低減でき
る。
【図１】本発明に係る電動パワーステアリング装置の制
御系の構成例を示すブロック図である。
御系の構成例を示すブロック図である。
【図２】電流検出回路が検出する検出電源電流の波形を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図３】電流検出回路が検出する検出電源電流に含まれ
る脈流の拡大波形図である。
る脈流の拡大波形図である。
【図４】回転位置信号とその各信号に対応する１２８ｓ
ｉｎαの値とを記憶するテーブルの概念図である。
ｉｎαの値とを記憶するテーブルの概念図である。
【図５】従来の電動パワーステアリング装置の制御系の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
１ａ 目標電流演算手段
１ｂ 電流制御手段
１０ インバータ
１１ 電流検出用抵抗
１２ 電流検出回路
１４ 回転位置センサ
１５ オフセット回路
２０ マイクロコンピュータ
２１ 直線性補正手段
２２ テーブル
２３ 補正演算手段
ＤＭ ダイレクトドライブモータ
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源からインバータを介して得られ
る交流により操舵補助用のモータを駆動すると共に、前
記インバータの直流側電流を検出して、この直流側電流
の検出値に基づいて、前記交流の電流値をフィードバッ
ク制御する電動パワーステアリング装置において、 前記モータの回転子の回転位置を検出する回転位置セン
サと、該回転位置センサが検出した回転位置及び前記直
流側電流の検出値に基づいて、前記直流側電流に含まれ
る脈流を補正する直線性補正手段とを備えることを特徴
とする電動パワーステアリング装置。 - 【請求項２】 前記直線性補正手段は、前記回転位置セ
ンサが検出する回転位置に対応する前記脈流とそのピー
ク値との比率に係る値を記憶しているテーブルと、前記
直流側電流の検出値を、前記テーブルから読み出したそ
の検出時の前記比率に係る値で除算し、その商を前記直
流側電流の補正値とする補正演算手段とを備えることを
特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装
置。 - 【請求項３】 前記モータは、３相交流のダイレクトド
ライブモータであることを特徴とする請求項１又は２記
載の電動パワーステアリング装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11874394A JP3484519B2 (ja) | 1994-05-31 | 1994-05-31 | 電動パワーステアリング装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11874394A JP3484519B2 (ja) | 1994-05-31 | 1994-05-31 | 電動パワーステアリング装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07323853A JPH07323853A (ja) | 1995-12-12 |
| JP3484519B2 true JP3484519B2 (ja) | 2004-01-06 |
Family
ID=14743968
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11874394A Expired - Fee Related JP3484519B2 (ja) | 1994-05-31 | 1994-05-31 | 電動パワーステアリング装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3484519B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5018225B2 (ja) * | 2007-05-10 | 2012-09-05 | コニカミノルタビジネステクノロジーズ株式会社 | 電力変換装置及び画像形成装置 |
| CN103144667B (zh) * | 2013-02-19 | 2015-04-29 | 福建省福工动力技术有限公司 | 一种车载电动液压助力转向控制系统及其控制方法 |
-
1994
- 1994-05-31 JP JP11874394A patent/JP3484519B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07323853A (ja) | 1995-12-12 |
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| JP4793613B2 (ja) | モータ制御装置 |
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