JP3477403B2 - 電波測距方式 - Google Patents
電波測距方式Info
- Publication number
- JP3477403B2 JP3477403B2 JP23117799A JP23117799A JP3477403B2 JP 3477403 B2 JP3477403 B2 JP 3477403B2 JP 23117799 A JP23117799 A JP 23117799A JP 23117799 A JP23117799 A JP 23117799A JP 3477403 B2 JP3477403 B2 JP 3477403B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- distance
- radio wave
- radio
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Traffic Control Systems (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Devices For Checking Fares Or Tickets At Control Points (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電波測距方式に関
し、特に高速道路の料金所において車両との間の距離を
検出する場合、先行車両との間の距離を検出して衝突防
止に利用する場合等に適用して有用なものである。 【０００２】 【従来の技術】有料道路の自動料金収受を目的としたＥ
ＴＣ（Ｅｌｅｃｔｏｒｏｎｉｃ Ｔｏｌｌ Ｃｏｌｌｅ
ｃｔｉｏｎ）システムは、ＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅ
ｎｔＴｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｙｓｔｅｍｓ）における早
期実現可能なアプリケーションとして注目されている。
このＥＴＣシステムは、料金所に設置された路側無線機
と車両に搭載した無線機間の無線通信により料金を徴収
することができるようにしたものであり、これにより車
両が有料道路の料金所をノンストップ・キャッシュレス
で通行可能となる。 【０００３】上述の如き自動料金収受システムにおい
て、料金所に設置された路側無線機（以下、路側機器と
称す。）と車両に搭載した無線機（以下、車載機と称
す。）間の無線通信により料金を徴収する際、現状で
は、車載機側から発射した電波を路側機器で受信し、車
載機側からの到来電波の基準面（水平面）に対する角度
を検出することにより、当該電波を発射した車両を特定
している。ここで、上記角度とともに路側機器と車両ま
での距離も同時に検出できれば上記車両の位置も標定す
ることができる。 【０００４】また、走行中の車両の衝突防止システムを
構築する場合、先行する車両との間の車間距離を検出す
ることは必須の要件となるが、この様な場合の距離の検
出には、電波や光が用いられている。 【０００５】従来技術に係る電波を用いた測距方式とし
てレーダ方式及びＦＭ−ＣＷ方式が知られている。前者
は、パルス状の電波を対象物に向けて発射し、この電波
が対象物で反射されて戻ってくる迄の時間を計測するこ
とにより対象物までの距離を検出するものである。後者
は、周波数が時間的に変化するＦＭ信号を対象物に向け
て発射し、この発射電波と、対象物で反射されて戻って
きた電波との周波数の差が対象物迄の距離に比例するこ
とを利用して当該距離を検出するものである。 【０００６】従来技術に係るＦＭ−ＣＷ方式による電波
測距方式を図４に基づき詳細に説明する。同図に示すよ
うに、送信側からは、鋸波発生器１が発生する鋸波で、
搬送信号発生器２が発生する搬送信号をＦＭ変調してＦ
Ｍ信号を得る。この場合の鋸波を図５（ａ）に、またこ
れにより変調されたＦＭ信号を図５（ｂ）にそれぞれ示
す。 【０００７】上記ＦＭ信号は送信アンテナ３を介し、電
波４として対象物に向け発射される。本例における対象
物は車両５のアンテナ５ａである。アンテナ５ａに反射
されて戻ってきた電波６は受信アンテナ７で受信した
後、ミキサ８で、送信側が送出するＦＭ信号と掛け算す
る。この結果得るミキシング信号はローパスフィルタ９
でその低周波数成分を抽出する。その後、この低周波数
成分をＦ／Ｖ変換器１０で電圧に変換する。ここで、低
周波数成分は、送信アンテナ３からアンテナ５ａを経て
受信アンテナ７に至る距離Ｘに比例している。したがっ
て、この周波数をＦ／Ｖ変換器１０で変換した電圧も距
離Ｘに比例した信号となる。この結果、この電圧値が距
離Ｘを表す信号となる。 【０００８】ＦＭ−ＣＷ方式による測距方式の原理は、
次の通りである。すなわち、受信アンテナ７で受信した
ＦＭ信号は、送信アンテナ３からアンテナ５ａを経て受
信アンテナ７に至る距離の分だけ送信側のＦＭ信号に対
して遅延する。したがって、ミキサ８での掛け算の結果
得る信号は次式（１）で表される。 【０００９】 ＣＯＳω1 ・ｔ×ＣＯＳω2 ・ｔ ＝（１／２）｛ＣＯＳ（ω1 ＋ω2 ）＋ＣＯＳ（ω1 −ω2 ）｝・・・（１） ここで、ＣＯＳω1 ・ｔは、送信側のＦＭ信号、ＣＯＳ
ω2 ・ｔは、受信側のＦＭ信号である。 【００１０】ローパスフィルタ９を通した式（１）に示
すミキシング信号は、ＣＯＳ（ω1−ω2 ）の項のみが
抽出される。この場合の（ω1 −ω2 ）＝Δｆは距離Ｘ
に比例した量となるので、このΔｆに基づく量により距
離Ｘを検出することができる。 【００１１】 【発明が解決しようとする課題】上述の如き従来技術に
係る電波測距方式は何れも対象物迄の距離が短くなった
場合には検出が不可能になる。すなわち、レーダ方式で
は、送信側から発射した電波が対象物で反射して受信側
に戻ってくる迄の時間により距離を検出しているので、
測定距離が短くなり、これに対応する時間が短くなるこ
とによる測定限界が存在する。また、ＦＭ−ＣＷ方式で
は、送信側から発射したＦＭ信号と受信側で受信したＦ
Ｍ信号との周波数差Δｆにより距離を検出しているの
で、測定距離が短くなり、これに対応する周波数差Δｆ
が小さくなることによる測定限界が存在する。 【００１２】本願発明は、上記従来技術に鑑み、対象物
迄の距離が短くなった場合でも確実にこれを検出するこ
とができる電波測距方式を提供することを目的とする。 【００１３】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の構成は、次の点を特徴とする。 【００１４】１） 周波数が時間的に変化するＦＭ信号
を送信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、
対象物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理
することにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式
において、受信電波に基づく信号に、送信側から発射す
るＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の
低周波数成分をフィルターで選択し、送信アンテナから
対象物を経て受信アンテナに至る電波の伝搬距離に起因
する遅延位相成分を含む信号を得、この信号における遅
延位相成分の変化量に基づき上記距離を検出するように
したこと。 【００１５】２） 周波数が時間的に変化するＦＭ信号
を送信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、
対象物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理
することにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式
において、受信電波に基づく信号に、送信側から発射す
るＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の
低周波数成分をフィルターで選択してＩ相信号を得る第
１の信号処理系統と、上記受信電波に基づく信号を移相
器で９０°移相した信号に、送信側から発射するＦＭ信
号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数
成分をフィルターで選択してＱ相信号を得る第２の信号
処理系統とを有し、送信アンテナから対象物を経て受信
アンテナに至る電波の伝搬距離に起因する上記Ｉ相信号
及びＱ相信号の遅延位相成分の変化量が上記伝搬距離に
比例することを利用してＩ相信号とＱ相信号とに基づく
合成ベクトルの回転速度に基づき対象物迄の距離を検出
するようにしたこと。 【００１６】３） 周波数が時間的に変化するＦＭ信号
を送信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、
対象物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理
することにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式
において、受信電波に基づく信号に、送信側から発射す
るＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の
低周波数成分をフィルターで選択してＩ相信号を得る第
１の信号処理系統と、上記受信電波に基づく信号を移相
器で９０°移相した信号に、送信側から発射するＦＭ信
号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数
成分をフィルターで選択してＱ相信号を得る第２の信号
処理系統とを有し、送信アンテナから対象物を経て受信
アンテナに至る電波の伝搬距離に起因する上記Ｉ相信号
及びＱ相信号の遅延位相成分の変化量が上記伝搬距離に
比例することを利用して上記各遅延位相成分の変化量を
それぞれ検出するとともに、両検出値に基づいて対象物
迄の距離を検出するようにしたこと。 【００１７】４） 上記１）乃至上記３）の何れか１つ
に記載する電波測距方式において、送信側のＦＭ信号の
周波数と受信側のＦＭ信号の周波数との差の周波数成分
を抽出し、この差の周波数成分と遅延位相成分とを含む
信号から上記差の周波数成分を差し引いた信号に基づい
て対象物迄の距離を検出するようにしたこと。 【００１８】５） 上記１）乃至上記４）の何れか１つ
に記載する電波測距方式において、遅延位相成分の変化
量又はＩ相信号とＱ相信号とに基づく合成ベクトルの回
転速度は、ゼロクロス方式により検出するようにしたこ
と。 【００１９】６） 上記１）乃至上記４）の何れか１つ
に記載する電波測距方式において、遅延位相成分の変化
量又はＩ相信号とＱ相信号とに基づくベクトルの回転速
度は、周波数分析により検出するようにしたこと。 【００２０】７） 対象物が発射する電波の到来角度を
検出するとともに、上記１）乃至上記６）の何れか１つ
に記載する電波測距方式により上記対象物迄の距離を検
出し、これら角度と距離との検出値に基づき対象物の位
置を標定するようにしたこと。 【００２１】 【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。 【００２２】図１は本発明の第１の実施の形態に係る電
波測距方式を示すブロック線図である。同図に示すよう
に、本形態は図４に示すＦＭ−ＣＷ方式と同一構成部分
を有するので、図１中、図４と同一部分には同一番号を
付し、重複する説明は省略する。図１に示すように、送
信側の構成は図４と全く同様である。すなわち、図５
（ａ）に示すような鋸波で搬送信号をＦＭ変調して得る
ＦＭ信号を電波４として送出する。ただ、この場合の鋸
波の繰返し周期は、ＦＭ−ＣＷの場合に較べはるかに大
きいものとする。当該繰返し周期を長くすることによ
り、送信側から送出するＦＭ信号の周波数ω1 と受信側
で受信するＦＭ信号の周波数ω2 との差（ω 1 −ω2 ＝
Δｆ）を実効的に零となるようにするためである。かく
して、ＦＭ−ＣＷ方式の原理に基づく距離Ｘの影響を除
去することができる。 【００２３】本形態における測距の対象物であるアンテ
ナ５ａで反射し、受信アンテナ７で受信した電波６に基
づく信号はＩ／Ｑホモダイン処理部Ｉで所定の信号処理
がなされる。ここで、Ｉ／Ｑホモダイン処理部Ｉは、ミ
キサ８とともにミキサ１２も有する。ミキサ８は、図４
に示すミキサ８と同様に、送信側が送出するＦＭ信号と
受信側で受信したＦＭ信号との掛け算処理を行う。一
方、ミキサ１２は、送信側が送出するＦＭ信号と、移相
器１３を介して９０°移相したＦＭ信号との掛け算処理
を行う。ミキサ８、１２の出力信号であるミキシング信
号はそれぞれローパスフィルタ１４、１５で低周波数成
分が抽出されてＩ相信号及びＱ相信号となる。ここで、
Ｉ相信号及びＱ相信号において、送信側のＦＭ信号に対
する受信側のＦＭ信号の遅延位相成分を考えると、この
遅延位相φは距離Ｘに比例して変化し、このときの変化
量は距離Ｘを反映した量となる（その理由については、
後に詳述する。）。したがって、このときのＩ相信号及
びＱ相信号の合成ベクトルは回転し、この回転角速度は
距離Ｘに比例する。そこで、位相回転速度検出部１６で
はＩ相信号及びＱ相信号に基づく合成ベクトルの回転角
速度を検出し、この回転角速度を周波数に変換して出力
する。位相回転速度検出部１６の出力信号はＦ／Ｖ変換
器１７で電圧に変換し、距離Ｘを表す電圧信号を得る。 【００２４】ここで、上記遅延位相φの変化量が距離Ｘ
に比例する理由を、本形態の測距原理とともに説明して
おく。Ｉ／Ｑホモダイン処理部Ｉの出力信号をローパス
フィルタ１４、１５を通すことにより得るＩ相信号及び
Ｑ相信号は、ミキサ８、１２でＦＭ−ＣＷ方式の場合と
同様のミキシング処理を行うことにより、また当該信号
の上記遅延位相成分を考慮することにより、次式
（２）、（３）に示すように表すことができる。 【００２５】 （１／２）・ＣＯＳ（Δｆ・ｔ＋φ） ・・・・（２） （１／２）・ＳＩＮ（Δｆ・ｔ＋φ） ・・・・（３） ここで、Δｆ＝（ω1 −ω2 ）、φは送信側のＦＭ信号
に対する受信側の遅延位相成分である。 【００２６】上記遅延位相φは、φ＝（２π／λ）・Ｘ
（但し、ＦＭ信号の波長、Ｘは送受信アンテナ３、７と
車両５のアンテナ５ａ（対象物）との間の距離）と表す
ことができる。つまり、遅延位相φは波長λ及び距離Ｘ
の関数である。また、波長λは、λ＝ｃ／ｆ（但し、ｃ
は光速、ｆはＦＭ信号の周波数）と表すことができる。
つまり、遅延位相φは周波数ｆ及び距離Ｘの関数であ
る。ここで、送信側から発射される電波４は、図５
（ａ）に示すような鋸波で変調され、時間的に周波数ｆ
が変化するＦＭ信号であるので、遅延位相φも時間的に
変化する。そして、この変化量は、距離Ｘを一定とした
場合、周波数ｆの変化率に応じた固有の速度となる。一
方、周波数ｆの変化率が同一条件である場合に、距離Ｘ
が変わればこの距離Ｘに比例して速度も変わる。したが
って、上記Ｉ相信号及びＱ相信号の合成ベクトルは回転
し、このときの回転角速度は、ＦＭ変調する鋸波の繰返
し周期が同一である限り距離Ｘに比例する量となる。こ
の回転角速度は、距離Ｘが大きい程、速くなる。また、
鋸波の繰返し周期が短い程（周波数ｆの変化率が大きい
程）、速くなる。 【００２７】ところで、送信側のＦＭ信号と受信側ＦＭ
信号との周波数の差Δｆ（上記式（２）、（３）参
照。）も上記合成ベクトルを回転させる要因とはなる
が、本形態においては、鋸波の繰返し周期をＦＭ−ＣＷ
方式に較べはるかに長くしているので、上記Δｆは実効
的に零と考えることができ、上記合成ベクトルの回転角
速度をもって距離Ｘを表す量と考えることができる。一
方、距離Ｘが短くなって上記合成ベクトルの回転角速度
が小さくなり、十分大きな電圧信号が得られない場合に
は、鋸波の繰返し周期を短くするか、ＦＭ変調波の周波
数偏移量を大きくして合成ベクトルの回転速度を高くし
てやれば良い。 【００２８】上述の如く、本形態によれば、Ｉ相信号及
びＱ相信号に基づく合成ベクトルの回転角速度を求め、
これに基づくＦ／Ｖ変換器１７の出力電圧信号で距離Ｘ
を検出することができる。 【００２９】上記第１の実施の形態において、鋸波の繰
返し周期がある程度大きくなった場合等、送信側のＦＭ
信号と受信側ＦＭ信号との周波数の差Δｆが実効的に零
とみなせない程度の大きさになった場合には、Ｉ相信号
及びＱ相信号に基づく合成ベクトルの回転角速度におい
て、Δｆの影響が無視できなくなる。この場合には、上
記回転角速度に基づく量の中からΔｆに基づく量を差し
引いてやれば良い。この場合に有用な実施の形態を第２
の実施の形態として説明する。 【００３０】図２は第２の実施の形態を示すブロック線
図である。同図に示すように、本形態は、図１に示す第
１の実施の形態に、Δｆの影響を除去するための補正手
段を追加したものである。そこで、図１と同一部分には
同一番号を付し、重複する説明は省略する。図２に示す
ように、本形態に係る測距方式は、図４に示すＦＭ−Ｃ
Ｗ方式と全く同様の信号処理系統であるミキサ８とロー
パスフィルタ９とを有しており、ローパスフィルタ９の
出力信号であるＣＯＳ( Δｆ・ｔ) からΔｆの周波数成
分を抽出するように構成してある。本形態においては、
Ｆ／Ｖ変換器１８がΔｆを抽出する部分である。このＦ
／Ｖ変換器１８では、Δｆに相当する周波数を電圧に変
換して出力するようになっている。速度補正部１９では
Ｆ／Ｖ変換器１８の出力電圧信号からΔｆを算出し、Ｆ
／Ｖ変換器１７の出力電圧信号を補正している。したが
って、速度補正部１９の出力電圧信号は、Ｆ／Ｖ変換器
１７の出力電圧信号からΔｆに相当する成分を除去して
距離Ｘに正確に比例したものとなる。なお、ここでロー
パスフィルタ９は、ローパスフィルタ１４、１５より遮
断周波数を低く構成してあり、このことによりローパス
フィルタ９ではΔｆのみを抽出し、遅延位相φの変化量
と分離することができる。 【００３１】上記第１及び第２の実施の形態は対象物迄
の距離Ｘのみを検出するものであるが、このとき距離Ｘ
とともに対象物が発射する電波の到来角度を検出するこ
とによりこの対象物の位置を標定することもできる。こ
の場合の実施の形態を第３の実施の形態として図３に示
す。同図に示すように、本形態は、図１に示す第１の実
施の形態における距離検出系と角度検出系とを組み合わ
せたものである。そこで、図１と同一部分には同一番号
を付し、重複する説明は省略する。 【００３２】本形態における角度検出系は、車両５に搭
載する車載機からアンテナ５ａを介して発射する電波
（図中に点線で示す。）を、２台の受信アンテナ２０、
２１で受信して所定の処理をすることにより垂直面（高
さ方向）に対する到来電波の角度θを検出するようにな
っている。さらに詳言すると、所定の間隔ｄを隔てて設
置されている２台の受信アンテナ２０、２１で受信した
到来電波は、へテロダイン変換部２２、２３で、その搬
送波の周波数と、局部発振器２４が出力する局部発振信
号の周波数との差を取り、低周波数の信号に変換して位
相差計２５に供給される。この位相差計２５では、受信
アンテナ２０で受信した電波と、受信アンテナ２１で受
信した電波の位相差Δφを検出する。この位相差Δφ
は、アンテナ５ａから受信アンテナ２０迄の距離Ｌ1 と
アンテナ５ａから受信アンテナ２１迄の距離Ｌ2 とが異
なることに起因して受信電波に含まれる位相差Δφであ
り、Δφ＝（２π／λ）・ＳＩＮθ（但し、λは到来電
波の波長、θは到来電波の角度）の関係がある。したが
って、到来電波の角度θは、θ＝ＳＩＮ-1（Δφ・λ／
２πｄ）として求まる。この演算は角度検出部２６で行
う。すなわち、角度検出部２６は、位相差計２５の出力
信号である位相差Δφを表す信号に基づき前述の演算を
行い、その出力信号として到来電波の角度θを表す信号
を送出する。位置標定部２７では、距離検出系で検出し
た距離Ｘを表すＦ／Ｖ変換器１７の出力信号と角度検出
部２６の出力信号に基づき対象物であるアンテナ５ａの
位置を標定する。 【００３３】なお、上記第１乃至第３の実施の形態にお
いては、Ｉ相信号及びＱ相信号の合成ベクトルの回転角
速度に基づいて距離Ｘを計測するようにしたが、これは
Ｉ相信号又はＱ相信号の何れか一方の遅延位相φの変化
に基づく移動速度を検出することによっても、若しくは
Ｉ相信号及びＱ相信号の遅延位相φの変化に基づく移動
速度を個別に検出し、両者の平均をとることによっても
同様に距離Ｘを検出することができる。また、対象物は
車両５のアンテナ５ａとしたが、この対象物をこれに限
定する必要はない。例えば、走行中の車両の衝突防止シ
ステムを構築する場合、車間距離を検出することが必須
要件となるが、この場合の距離計（ミリ波レーダ）とし
ても有用なものとなる。さらに、既存の高速道路におけ
る料金収受システムに組み込めば、課金する車両を特定
する場合等に、特に有用なものとなる。 【００３４】 【発明の効果】以上実施の形態とともに詳細に説明した
通り、〔請求項１〕に記載する発明は、周波数が時間的
に変化するＦＭ信号を送信アンテナから電波として対象
物に向けて発射し、対象物で反射された電波を受信アン
テナで受信して処理することにより対象物迄の距離を検
出する電波測距方式において、受信電波に基づく信号
に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さらにこ
の結果得られる信号の低周波数成分をフィルターで選択
し、送信アンテナから対象物を経て受信アンテナに至る
電波の伝搬距離に起因する遅延位相成分を含む信号を
得、この信号における遅延位相成分の変化量に基づき上
記距離を検出するようにしたので、ＦＭ信号の周波数の
変化率を適宜設定することで上記遅延位相成分の変化量
に比例する距離を良好に検出することができる。この場
合の距離は、遅延位相成分の変化量に基づくものである
ため、従来のレーダ方式及びＦＭ−ＣＷ方式の距離計に
較べ格段に短い距離であっても良好にこれを検出するこ
とができる。 【００３５】〔請求項２〕に記載する発明は、周波数が
時間的に変化するＦＭ信号を送信アンテナから電波とし
て対象物に向けて発射し、対象物で反射された電波を受
信アンテナで受信して処理することにより対象物迄の距
離を検出する電波測距方式において、受信電波に基づく
信号に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さら
にこの結果得られる信号の低周波数成分をフィルターで
選択してＩ相信号を得る第１の信号処理系統と、上記受
信電波に基づく信号を移相器で９０°移相した信号に、
送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結
果得られる信号の低周波数成分をフィルターで選択して
Ｑ相信号を得る第２の信号処理系統とを有し、送信アン
テナから対象物を経て受信アンテナに至る電波の伝搬距
離に起因する上記Ｉ相信号及びＱ相信号の遅延位相成分
の変化量が上記伝搬距離に比例することを利用してＩ相
信号とＱ相信号とに基づく合成ベクトルの回転速度に基
づき対象物迄の距離を検出するようにしたので、〔請求
項１〕に記載する発明と同様の効果を奏するばかりてな
く、その測定精度を向上させることができる。 【００３６】〔請求項３〕に記載する発明は、周波数が
時間的に変化するＦＭ信号を送信アンテナから電波とし
て対象物に向けて発射し、対象物で反射された電波を受
信アンテナで受信して処理することにより対象物迄の距
離を検出する電波測距方式において、受信電波に基づく
信号に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さら
にこの結果得られる信号の低周波数成分をフィルターで
選択してＩ相信号を得る第１の信号処理系統と、上記受
信電波に基づく信号を移相器で９０°移相した信号に、
送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結
果得られる信号の低周波数成分をフィルターで選択して
Ｑ相信号を得る第２の信号処理系統とを有し、送信アン
テナから対象物を経て受信アンテナに至る電波の伝搬距
離に起因する上記Ｉ相信号及びＱ相信号の遅延位相成分
の変化量が上記伝搬距離に比例することを利用して上記
各遅延位相成分の変化量をそれぞれ検出するとともに、
両検出値に基づいて対象物迄の距離を検出するようにし
たので、〔請求項１〕及び〔請求項２〕に記載する発明
よりもさらに測定精度を向上させることができる。 【００３７】〔請求項４〕に記載する発明は、〔請求項
１〕乃至〔請求項３〕の何れか１つに記載する電波測距
方式において、送信側のＦＭ信号の周波数と受信側のＦ
Ｍ信号の周波数との差の周波数成分を抽出し、この差の
周波数成分と遅延位相成分とを含む信号から上記差の周
波数成分を差し引いた信号に基づいて対象物迄の距離を
検出するようにしたので、送信側のＦＭ信号の周波数と
受信側のＦＭ信号の周波数との差Δｆに起因する誤差成
分を除去することができ、万一このΔｆが発生した場合
でも、その影響を除去して良好な検出精度を確保するこ
とができる。 【００３８】〔請求項５〕に記載する発明は、〔請求項
１〕乃至〔請求項４〕の何れか１つに記載する電波測距
方式において、遅延位相成分の変化量又はＩ相信号とＱ
相信号とに基づく合成ベクトルの回転速度は、ゼロクロ
ス方式により検出するようにしたので、当該検出部分を
安価に構成することができる。 【００３９】〔請求項６〕に記載する発明は、〔請求項
１〕乃至〔請求項４〕の何れか１つに記載する電波測距
方式において、遅延位相成分の変化量又はＩ相信号とＱ
相信号とに基づく合成ベクトルの回転速度は、周波数分
析により検出するようにしたので、当該検出を迅速に行
うことができる。 【００４０】〔請求項７〕に記載する発明は、対象物が
発射する電波の到来角度を検出するとともに、〔請求項
１〕乃至〔請求項６〕の何れか１つに記載する電波測距
方式により上記対象物迄の距離を検出し、これら角度と
距離との検出値に基づき対象物の位置を標定するように
したので、距離と角度の組み合わせにより、対象物の位
置も標定することができる。これは、高速道路の料金所
における車両の特定の際に特に顕著な効果となる。
し、特に高速道路の料金所において車両との間の距離を
検出する場合、先行車両との間の距離を検出して衝突防
止に利用する場合等に適用して有用なものである。 【０００２】 【従来の技術】有料道路の自動料金収受を目的としたＥ
ＴＣ（Ｅｌｅｃｔｏｒｏｎｉｃ Ｔｏｌｌ Ｃｏｌｌｅ
ｃｔｉｏｎ）システムは、ＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅ
ｎｔＴｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｙｓｔｅｍｓ）における早
期実現可能なアプリケーションとして注目されている。
このＥＴＣシステムは、料金所に設置された路側無線機
と車両に搭載した無線機間の無線通信により料金を徴収
することができるようにしたものであり、これにより車
両が有料道路の料金所をノンストップ・キャッシュレス
で通行可能となる。 【０００３】上述の如き自動料金収受システムにおい
て、料金所に設置された路側無線機（以下、路側機器と
称す。）と車両に搭載した無線機（以下、車載機と称
す。）間の無線通信により料金を徴収する際、現状で
は、車載機側から発射した電波を路側機器で受信し、車
載機側からの到来電波の基準面（水平面）に対する角度
を検出することにより、当該電波を発射した車両を特定
している。ここで、上記角度とともに路側機器と車両ま
での距離も同時に検出できれば上記車両の位置も標定す
ることができる。 【０００４】また、走行中の車両の衝突防止システムを
構築する場合、先行する車両との間の車間距離を検出す
ることは必須の要件となるが、この様な場合の距離の検
出には、電波や光が用いられている。 【０００５】従来技術に係る電波を用いた測距方式とし
てレーダ方式及びＦＭ−ＣＷ方式が知られている。前者
は、パルス状の電波を対象物に向けて発射し、この電波
が対象物で反射されて戻ってくる迄の時間を計測するこ
とにより対象物までの距離を検出するものである。後者
は、周波数が時間的に変化するＦＭ信号を対象物に向け
て発射し、この発射電波と、対象物で反射されて戻って
きた電波との周波数の差が対象物迄の距離に比例するこ
とを利用して当該距離を検出するものである。 【０００６】従来技術に係るＦＭ−ＣＷ方式による電波
測距方式を図４に基づき詳細に説明する。同図に示すよ
うに、送信側からは、鋸波発生器１が発生する鋸波で、
搬送信号発生器２が発生する搬送信号をＦＭ変調してＦ
Ｍ信号を得る。この場合の鋸波を図５（ａ）に、またこ
れにより変調されたＦＭ信号を図５（ｂ）にそれぞれ示
す。 【０００７】上記ＦＭ信号は送信アンテナ３を介し、電
波４として対象物に向け発射される。本例における対象
物は車両５のアンテナ５ａである。アンテナ５ａに反射
されて戻ってきた電波６は受信アンテナ７で受信した
後、ミキサ８で、送信側が送出するＦＭ信号と掛け算す
る。この結果得るミキシング信号はローパスフィルタ９
でその低周波数成分を抽出する。その後、この低周波数
成分をＦ／Ｖ変換器１０で電圧に変換する。ここで、低
周波数成分は、送信アンテナ３からアンテナ５ａを経て
受信アンテナ７に至る距離Ｘに比例している。したがっ
て、この周波数をＦ／Ｖ変換器１０で変換した電圧も距
離Ｘに比例した信号となる。この結果、この電圧値が距
離Ｘを表す信号となる。 【０００８】ＦＭ−ＣＷ方式による測距方式の原理は、
次の通りである。すなわち、受信アンテナ７で受信した
ＦＭ信号は、送信アンテナ３からアンテナ５ａを経て受
信アンテナ７に至る距離の分だけ送信側のＦＭ信号に対
して遅延する。したがって、ミキサ８での掛け算の結果
得る信号は次式（１）で表される。 【０００９】 ＣＯＳω1 ・ｔ×ＣＯＳω2 ・ｔ ＝（１／２）｛ＣＯＳ（ω1 ＋ω2 ）＋ＣＯＳ（ω1 −ω2 ）｝・・・（１） ここで、ＣＯＳω1 ・ｔは、送信側のＦＭ信号、ＣＯＳ
ω2 ・ｔは、受信側のＦＭ信号である。 【００１０】ローパスフィルタ９を通した式（１）に示
すミキシング信号は、ＣＯＳ（ω1−ω2 ）の項のみが
抽出される。この場合の（ω1 −ω2 ）＝Δｆは距離Ｘ
に比例した量となるので、このΔｆに基づく量により距
離Ｘを検出することができる。 【００１１】 【発明が解決しようとする課題】上述の如き従来技術に
係る電波測距方式は何れも対象物迄の距離が短くなった
場合には検出が不可能になる。すなわち、レーダ方式で
は、送信側から発射した電波が対象物で反射して受信側
に戻ってくる迄の時間により距離を検出しているので、
測定距離が短くなり、これに対応する時間が短くなるこ
とによる測定限界が存在する。また、ＦＭ−ＣＷ方式で
は、送信側から発射したＦＭ信号と受信側で受信したＦ
Ｍ信号との周波数差Δｆにより距離を検出しているの
で、測定距離が短くなり、これに対応する周波数差Δｆ
が小さくなることによる測定限界が存在する。 【００１２】本願発明は、上記従来技術に鑑み、対象物
迄の距離が短くなった場合でも確実にこれを検出するこ
とができる電波測距方式を提供することを目的とする。 【００１３】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明の構成は、次の点を特徴とする。 【００１４】１） 周波数が時間的に変化するＦＭ信号
を送信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、
対象物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理
することにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式
において、受信電波に基づく信号に、送信側から発射す
るＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の
低周波数成分をフィルターで選択し、送信アンテナから
対象物を経て受信アンテナに至る電波の伝搬距離に起因
する遅延位相成分を含む信号を得、この信号における遅
延位相成分の変化量に基づき上記距離を検出するように
したこと。 【００１５】２） 周波数が時間的に変化するＦＭ信号
を送信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、
対象物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理
することにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式
において、受信電波に基づく信号に、送信側から発射す
るＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の
低周波数成分をフィルターで選択してＩ相信号を得る第
１の信号処理系統と、上記受信電波に基づく信号を移相
器で９０°移相した信号に、送信側から発射するＦＭ信
号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数
成分をフィルターで選択してＱ相信号を得る第２の信号
処理系統とを有し、送信アンテナから対象物を経て受信
アンテナに至る電波の伝搬距離に起因する上記Ｉ相信号
及びＱ相信号の遅延位相成分の変化量が上記伝搬距離に
比例することを利用してＩ相信号とＱ相信号とに基づく
合成ベクトルの回転速度に基づき対象物迄の距離を検出
するようにしたこと。 【００１６】３） 周波数が時間的に変化するＦＭ信号
を送信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、
対象物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理
することにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式
において、受信電波に基づく信号に、送信側から発射す
るＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の
低周波数成分をフィルターで選択してＩ相信号を得る第
１の信号処理系統と、上記受信電波に基づく信号を移相
器で９０°移相した信号に、送信側から発射するＦＭ信
号を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数
成分をフィルターで選択してＱ相信号を得る第２の信号
処理系統とを有し、送信アンテナから対象物を経て受信
アンテナに至る電波の伝搬距離に起因する上記Ｉ相信号
及びＱ相信号の遅延位相成分の変化量が上記伝搬距離に
比例することを利用して上記各遅延位相成分の変化量を
それぞれ検出するとともに、両検出値に基づいて対象物
迄の距離を検出するようにしたこと。 【００１７】４） 上記１）乃至上記３）の何れか１つ
に記載する電波測距方式において、送信側のＦＭ信号の
周波数と受信側のＦＭ信号の周波数との差の周波数成分
を抽出し、この差の周波数成分と遅延位相成分とを含む
信号から上記差の周波数成分を差し引いた信号に基づい
て対象物迄の距離を検出するようにしたこと。 【００１８】５） 上記１）乃至上記４）の何れか１つ
に記載する電波測距方式において、遅延位相成分の変化
量又はＩ相信号とＱ相信号とに基づく合成ベクトルの回
転速度は、ゼロクロス方式により検出するようにしたこ
と。 【００１９】６） 上記１）乃至上記４）の何れか１つ
に記載する電波測距方式において、遅延位相成分の変化
量又はＩ相信号とＱ相信号とに基づくベクトルの回転速
度は、周波数分析により検出するようにしたこと。 【００２０】７） 対象物が発射する電波の到来角度を
検出するとともに、上記１）乃至上記６）の何れか１つ
に記載する電波測距方式により上記対象物迄の距離を検
出し、これら角度と距離との検出値に基づき対象物の位
置を標定するようにしたこと。 【００２１】 【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態を図面に
基づき詳細に説明する。 【００２２】図１は本発明の第１の実施の形態に係る電
波測距方式を示すブロック線図である。同図に示すよう
に、本形態は図４に示すＦＭ−ＣＷ方式と同一構成部分
を有するので、図１中、図４と同一部分には同一番号を
付し、重複する説明は省略する。図１に示すように、送
信側の構成は図４と全く同様である。すなわち、図５
（ａ）に示すような鋸波で搬送信号をＦＭ変調して得る
ＦＭ信号を電波４として送出する。ただ、この場合の鋸
波の繰返し周期は、ＦＭ−ＣＷの場合に較べはるかに大
きいものとする。当該繰返し周期を長くすることによ
り、送信側から送出するＦＭ信号の周波数ω1 と受信側
で受信するＦＭ信号の周波数ω2 との差（ω 1 −ω2 ＝
Δｆ）を実効的に零となるようにするためである。かく
して、ＦＭ−ＣＷ方式の原理に基づく距離Ｘの影響を除
去することができる。 【００２３】本形態における測距の対象物であるアンテ
ナ５ａで反射し、受信アンテナ７で受信した電波６に基
づく信号はＩ／Ｑホモダイン処理部Ｉで所定の信号処理
がなされる。ここで、Ｉ／Ｑホモダイン処理部Ｉは、ミ
キサ８とともにミキサ１２も有する。ミキサ８は、図４
に示すミキサ８と同様に、送信側が送出するＦＭ信号と
受信側で受信したＦＭ信号との掛け算処理を行う。一
方、ミキサ１２は、送信側が送出するＦＭ信号と、移相
器１３を介して９０°移相したＦＭ信号との掛け算処理
を行う。ミキサ８、１２の出力信号であるミキシング信
号はそれぞれローパスフィルタ１４、１５で低周波数成
分が抽出されてＩ相信号及びＱ相信号となる。ここで、
Ｉ相信号及びＱ相信号において、送信側のＦＭ信号に対
する受信側のＦＭ信号の遅延位相成分を考えると、この
遅延位相φは距離Ｘに比例して変化し、このときの変化
量は距離Ｘを反映した量となる（その理由については、
後に詳述する。）。したがって、このときのＩ相信号及
びＱ相信号の合成ベクトルは回転し、この回転角速度は
距離Ｘに比例する。そこで、位相回転速度検出部１６で
はＩ相信号及びＱ相信号に基づく合成ベクトルの回転角
速度を検出し、この回転角速度を周波数に変換して出力
する。位相回転速度検出部１６の出力信号はＦ／Ｖ変換
器１７で電圧に変換し、距離Ｘを表す電圧信号を得る。 【００２４】ここで、上記遅延位相φの変化量が距離Ｘ
に比例する理由を、本形態の測距原理とともに説明して
おく。Ｉ／Ｑホモダイン処理部Ｉの出力信号をローパス
フィルタ１４、１５を通すことにより得るＩ相信号及び
Ｑ相信号は、ミキサ８、１２でＦＭ−ＣＷ方式の場合と
同様のミキシング処理を行うことにより、また当該信号
の上記遅延位相成分を考慮することにより、次式
（２）、（３）に示すように表すことができる。 【００２５】 （１／２）・ＣＯＳ（Δｆ・ｔ＋φ） ・・・・（２） （１／２）・ＳＩＮ（Δｆ・ｔ＋φ） ・・・・（３） ここで、Δｆ＝（ω1 −ω2 ）、φは送信側のＦＭ信号
に対する受信側の遅延位相成分である。 【００２６】上記遅延位相φは、φ＝（２π／λ）・Ｘ
（但し、ＦＭ信号の波長、Ｘは送受信アンテナ３、７と
車両５のアンテナ５ａ（対象物）との間の距離）と表す
ことができる。つまり、遅延位相φは波長λ及び距離Ｘ
の関数である。また、波長λは、λ＝ｃ／ｆ（但し、ｃ
は光速、ｆはＦＭ信号の周波数）と表すことができる。
つまり、遅延位相φは周波数ｆ及び距離Ｘの関数であ
る。ここで、送信側から発射される電波４は、図５
（ａ）に示すような鋸波で変調され、時間的に周波数ｆ
が変化するＦＭ信号であるので、遅延位相φも時間的に
変化する。そして、この変化量は、距離Ｘを一定とした
場合、周波数ｆの変化率に応じた固有の速度となる。一
方、周波数ｆの変化率が同一条件である場合に、距離Ｘ
が変わればこの距離Ｘに比例して速度も変わる。したが
って、上記Ｉ相信号及びＱ相信号の合成ベクトルは回転
し、このときの回転角速度は、ＦＭ変調する鋸波の繰返
し周期が同一である限り距離Ｘに比例する量となる。こ
の回転角速度は、距離Ｘが大きい程、速くなる。また、
鋸波の繰返し周期が短い程（周波数ｆの変化率が大きい
程）、速くなる。 【００２７】ところで、送信側のＦＭ信号と受信側ＦＭ
信号との周波数の差Δｆ（上記式（２）、（３）参
照。）も上記合成ベクトルを回転させる要因とはなる
が、本形態においては、鋸波の繰返し周期をＦＭ−ＣＷ
方式に較べはるかに長くしているので、上記Δｆは実効
的に零と考えることができ、上記合成ベクトルの回転角
速度をもって距離Ｘを表す量と考えることができる。一
方、距離Ｘが短くなって上記合成ベクトルの回転角速度
が小さくなり、十分大きな電圧信号が得られない場合に
は、鋸波の繰返し周期を短くするか、ＦＭ変調波の周波
数偏移量を大きくして合成ベクトルの回転速度を高くし
てやれば良い。 【００２８】上述の如く、本形態によれば、Ｉ相信号及
びＱ相信号に基づく合成ベクトルの回転角速度を求め、
これに基づくＦ／Ｖ変換器１７の出力電圧信号で距離Ｘ
を検出することができる。 【００２９】上記第１の実施の形態において、鋸波の繰
返し周期がある程度大きくなった場合等、送信側のＦＭ
信号と受信側ＦＭ信号との周波数の差Δｆが実効的に零
とみなせない程度の大きさになった場合には、Ｉ相信号
及びＱ相信号に基づく合成ベクトルの回転角速度におい
て、Δｆの影響が無視できなくなる。この場合には、上
記回転角速度に基づく量の中からΔｆに基づく量を差し
引いてやれば良い。この場合に有用な実施の形態を第２
の実施の形態として説明する。 【００３０】図２は第２の実施の形態を示すブロック線
図である。同図に示すように、本形態は、図１に示す第
１の実施の形態に、Δｆの影響を除去するための補正手
段を追加したものである。そこで、図１と同一部分には
同一番号を付し、重複する説明は省略する。図２に示す
ように、本形態に係る測距方式は、図４に示すＦＭ−Ｃ
Ｗ方式と全く同様の信号処理系統であるミキサ８とロー
パスフィルタ９とを有しており、ローパスフィルタ９の
出力信号であるＣＯＳ( Δｆ・ｔ) からΔｆの周波数成
分を抽出するように構成してある。本形態においては、
Ｆ／Ｖ変換器１８がΔｆを抽出する部分である。このＦ
／Ｖ変換器１８では、Δｆに相当する周波数を電圧に変
換して出力するようになっている。速度補正部１９では
Ｆ／Ｖ変換器１８の出力電圧信号からΔｆを算出し、Ｆ
／Ｖ変換器１７の出力電圧信号を補正している。したが
って、速度補正部１９の出力電圧信号は、Ｆ／Ｖ変換器
１７の出力電圧信号からΔｆに相当する成分を除去して
距離Ｘに正確に比例したものとなる。なお、ここでロー
パスフィルタ９は、ローパスフィルタ１４、１５より遮
断周波数を低く構成してあり、このことによりローパス
フィルタ９ではΔｆのみを抽出し、遅延位相φの変化量
と分離することができる。 【００３１】上記第１及び第２の実施の形態は対象物迄
の距離Ｘのみを検出するものであるが、このとき距離Ｘ
とともに対象物が発射する電波の到来角度を検出するこ
とによりこの対象物の位置を標定することもできる。こ
の場合の実施の形態を第３の実施の形態として図３に示
す。同図に示すように、本形態は、図１に示す第１の実
施の形態における距離検出系と角度検出系とを組み合わ
せたものである。そこで、図１と同一部分には同一番号
を付し、重複する説明は省略する。 【００３２】本形態における角度検出系は、車両５に搭
載する車載機からアンテナ５ａを介して発射する電波
（図中に点線で示す。）を、２台の受信アンテナ２０、
２１で受信して所定の処理をすることにより垂直面（高
さ方向）に対する到来電波の角度θを検出するようにな
っている。さらに詳言すると、所定の間隔ｄを隔てて設
置されている２台の受信アンテナ２０、２１で受信した
到来電波は、へテロダイン変換部２２、２３で、その搬
送波の周波数と、局部発振器２４が出力する局部発振信
号の周波数との差を取り、低周波数の信号に変換して位
相差計２５に供給される。この位相差計２５では、受信
アンテナ２０で受信した電波と、受信アンテナ２１で受
信した電波の位相差Δφを検出する。この位相差Δφ
は、アンテナ５ａから受信アンテナ２０迄の距離Ｌ1 と
アンテナ５ａから受信アンテナ２１迄の距離Ｌ2 とが異
なることに起因して受信電波に含まれる位相差Δφであ
り、Δφ＝（２π／λ）・ＳＩＮθ（但し、λは到来電
波の波長、θは到来電波の角度）の関係がある。したが
って、到来電波の角度θは、θ＝ＳＩＮ-1（Δφ・λ／
２πｄ）として求まる。この演算は角度検出部２６で行
う。すなわち、角度検出部２６は、位相差計２５の出力
信号である位相差Δφを表す信号に基づき前述の演算を
行い、その出力信号として到来電波の角度θを表す信号
を送出する。位置標定部２７では、距離検出系で検出し
た距離Ｘを表すＦ／Ｖ変換器１７の出力信号と角度検出
部２６の出力信号に基づき対象物であるアンテナ５ａの
位置を標定する。 【００３３】なお、上記第１乃至第３の実施の形態にお
いては、Ｉ相信号及びＱ相信号の合成ベクトルの回転角
速度に基づいて距離Ｘを計測するようにしたが、これは
Ｉ相信号又はＱ相信号の何れか一方の遅延位相φの変化
に基づく移動速度を検出することによっても、若しくは
Ｉ相信号及びＱ相信号の遅延位相φの変化に基づく移動
速度を個別に検出し、両者の平均をとることによっても
同様に距離Ｘを検出することができる。また、対象物は
車両５のアンテナ５ａとしたが、この対象物をこれに限
定する必要はない。例えば、走行中の車両の衝突防止シ
ステムを構築する場合、車間距離を検出することが必須
要件となるが、この場合の距離計（ミリ波レーダ）とし
ても有用なものとなる。さらに、既存の高速道路におけ
る料金収受システムに組み込めば、課金する車両を特定
する場合等に、特に有用なものとなる。 【００３４】 【発明の効果】以上実施の形態とともに詳細に説明した
通り、〔請求項１〕に記載する発明は、周波数が時間的
に変化するＦＭ信号を送信アンテナから電波として対象
物に向けて発射し、対象物で反射された電波を受信アン
テナで受信して処理することにより対象物迄の距離を検
出する電波測距方式において、受信電波に基づく信号
に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さらにこ
の結果得られる信号の低周波数成分をフィルターで選択
し、送信アンテナから対象物を経て受信アンテナに至る
電波の伝搬距離に起因する遅延位相成分を含む信号を
得、この信号における遅延位相成分の変化量に基づき上
記距離を検出するようにしたので、ＦＭ信号の周波数の
変化率を適宜設定することで上記遅延位相成分の変化量
に比例する距離を良好に検出することができる。この場
合の距離は、遅延位相成分の変化量に基づくものである
ため、従来のレーダ方式及びＦＭ−ＣＷ方式の距離計に
較べ格段に短い距離であっても良好にこれを検出するこ
とができる。 【００３５】〔請求項２〕に記載する発明は、周波数が
時間的に変化するＦＭ信号を送信アンテナから電波とし
て対象物に向けて発射し、対象物で反射された電波を受
信アンテナで受信して処理することにより対象物迄の距
離を検出する電波測距方式において、受信電波に基づく
信号に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さら
にこの結果得られる信号の低周波数成分をフィルターで
選択してＩ相信号を得る第１の信号処理系統と、上記受
信電波に基づく信号を移相器で９０°移相した信号に、
送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結
果得られる信号の低周波数成分をフィルターで選択して
Ｑ相信号を得る第２の信号処理系統とを有し、送信アン
テナから対象物を経て受信アンテナに至る電波の伝搬距
離に起因する上記Ｉ相信号及びＱ相信号の遅延位相成分
の変化量が上記伝搬距離に比例することを利用してＩ相
信号とＱ相信号とに基づく合成ベクトルの回転速度に基
づき対象物迄の距離を検出するようにしたので、〔請求
項１〕に記載する発明と同様の効果を奏するばかりてな
く、その測定精度を向上させることができる。 【００３６】〔請求項３〕に記載する発明は、周波数が
時間的に変化するＦＭ信号を送信アンテナから電波とし
て対象物に向けて発射し、対象物で反射された電波を受
信アンテナで受信して処理することにより対象物迄の距
離を検出する電波測距方式において、受信電波に基づく
信号に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さら
にこの結果得られる信号の低周波数成分をフィルターで
選択してＩ相信号を得る第１の信号処理系統と、上記受
信電波に基づく信号を移相器で９０°移相した信号に、
送信側から発射するＦＭ信号を掛け算し、さらにこの結
果得られる信号の低周波数成分をフィルターで選択して
Ｑ相信号を得る第２の信号処理系統とを有し、送信アン
テナから対象物を経て受信アンテナに至る電波の伝搬距
離に起因する上記Ｉ相信号及びＱ相信号の遅延位相成分
の変化量が上記伝搬距離に比例することを利用して上記
各遅延位相成分の変化量をそれぞれ検出するとともに、
両検出値に基づいて対象物迄の距離を検出するようにし
たので、〔請求項１〕及び〔請求項２〕に記載する発明
よりもさらに測定精度を向上させることができる。 【００３７】〔請求項４〕に記載する発明は、〔請求項
１〕乃至〔請求項３〕の何れか１つに記載する電波測距
方式において、送信側のＦＭ信号の周波数と受信側のＦ
Ｍ信号の周波数との差の周波数成分を抽出し、この差の
周波数成分と遅延位相成分とを含む信号から上記差の周
波数成分を差し引いた信号に基づいて対象物迄の距離を
検出するようにしたので、送信側のＦＭ信号の周波数と
受信側のＦＭ信号の周波数との差Δｆに起因する誤差成
分を除去することができ、万一このΔｆが発生した場合
でも、その影響を除去して良好な検出精度を確保するこ
とができる。 【００３８】〔請求項５〕に記載する発明は、〔請求項
１〕乃至〔請求項４〕の何れか１つに記載する電波測距
方式において、遅延位相成分の変化量又はＩ相信号とＱ
相信号とに基づく合成ベクトルの回転速度は、ゼロクロ
ス方式により検出するようにしたので、当該検出部分を
安価に構成することができる。 【００３９】〔請求項６〕に記載する発明は、〔請求項
１〕乃至〔請求項４〕の何れか１つに記載する電波測距
方式において、遅延位相成分の変化量又はＩ相信号とＱ
相信号とに基づく合成ベクトルの回転速度は、周波数分
析により検出するようにしたので、当該検出を迅速に行
うことができる。 【００４０】〔請求項７〕に記載する発明は、対象物が
発射する電波の到来角度を検出するとともに、〔請求項
１〕乃至〔請求項６〕の何れか１つに記載する電波測距
方式により上記対象物迄の距離を検出し、これら角度と
距離との検出値に基づき対象物の位置を標定するように
したので、距離と角度の組み合わせにより、対象物の位
置も標定することができる。これは、高速道路の料金所
における車両の特定の際に特に顕著な効果となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック線図
である。 【図２】本発明の第２の実施の形態を示すブロック線図
である。 【図３】本発明の第３の実施の形態を示すブロック線図
である。 【図４】従来技術に係るＦＭ−ＣＷ方式による電波測距
方式を示すブロック線図である。 【図５】図４の各部の信号波形を示す波形図である。 【符号の説明】 １ 鋸波発生器 ２ 搬送信号発生器 ３ 送信アンテナ ５ 車両 ５ａ アンテナ ７ 受信アンテナ ８、１２ ミキサ ９、１４、１５ ローパスフィルタ １６ 位相回転速度検出部 ２０、２１ 受信アンテナ ２５ 位相差計 ２６ 角度検出部 ２７ 位置標定部
である。 【図２】本発明の第２の実施の形態を示すブロック線図
である。 【図３】本発明の第３の実施の形態を示すブロック線図
である。 【図４】従来技術に係るＦＭ−ＣＷ方式による電波測距
方式を示すブロック線図である。 【図５】図４の各部の信号波形を示す波形図である。 【符号の説明】 １ 鋸波発生器 ２ 搬送信号発生器 ３ 送信アンテナ ５ 車両 ５ａ アンテナ ７ 受信アンテナ ８、１２ ミキサ ９、１４、１５ ローパスフィルタ １６ 位相回転速度検出部 ２０、２１ 受信アンテナ ２５ 位相差計 ２６ 角度検出部 ２７ 位置標定部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平10−31065（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−222474（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−152478（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01S 13/00 - 13/95
G01S 7/00 - 7/42
G07B 15/00
G08G 1/01
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 周波数が時間的に変化するＦＭ信号を送
信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、対象
物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理する
ことにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式にお
いて、 受信電波に基づく信号に、送信側から発射するＦＭ信号
を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数成
分をフィルターで選択し、送信アンテナから対象物を経
て受信アンテナに至る電波の伝搬距離に起因する遅延位
相成分を含む信号を得、この信号における遅延位相成分
の変化量に基づき上記距離を検出するようにしたことを
特徴とする電波測距方式。 【請求項２】 周波数が時間的に変化するＦＭ信号を送
信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、対象
物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理する
ことにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式にお
いて、 受信電波に基づく信号に、送信側から発射するＦＭ信号
を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数成
分をフィルターで選択してＩ相信号を得る第１の信号処
理系統と、上記受信電波に基づく信号を移相器で９０°
移相した信号に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算
し、さらにこの結果得られる信号の低周波数成分をフィ
ルターで選択してＱ相信号を得る第２の信号処理系統と
を有し、送信アンテナから対象物を経て受信アンテナに
至る電波の伝搬距離に起因する上記Ｉ相信号及びＱ相信
号の遅延位相成分の変化量が上記伝搬距離に比例するこ
とを利用してＩ相信号とＱ相信号とに基づく合成ベクト
ルの回転速度に基づき対象物迄の距離を検出するように
したことを特徴とする電波測距方式。 【請求項３】 周波数が時間的に変化するＦＭ信号を送
信アンテナから電波として対象物に向けて発射し、対象
物で反射された電波を受信アンテナで受信して処理する
ことにより対象物迄の距離を検出する電波測距方式にお
いて、 受信電波に基づく信号に、送信側から発射するＦＭ信号
を掛け算し、さらにこの結果得られる信号の低周波数成
分をフィルターで選択してＩ相信号を得る第１の信号処
理系統と、上記受信電波に基づく信号を移相器で９０°
移相した信号に、送信側から発射するＦＭ信号を掛け算
し、さらにこの結果得られる信号の低周波数成分をフィ
ルターで選択してＱ相信号を得る第２の信号処理系統と
を有し、送信アンテナから対象物を経て受信アンテナに
至る電波の伝搬距離に起因する上記Ｉ相信号及びＱ相信
号の遅延位相成分の変化量が上記伝搬距離に比例するこ
とを利用して上記各遅延位相成分の変化量をそれぞれ検
出するとともに、両検出値に基づいて対象物迄の距離を
検出するようにしたことを特徴とする電波測距方式。 【請求項４】 〔請求項１〕乃至〔請求項３〕の何れか
１つに記載する電波測距方式において、 送信側のＦＭ信号の周波数と受信側のＦＭ信号の周波数
との差の周波数成分を抽出し、この差の周波数成分と遅
延位相成分とを含む信号から上記差の周波数成分を差し
引いた信号に基づいて対象物迄の距離を検出するように
したことを特徴とする電波測距方式。 【請求項５】 〔請求項１〕乃至〔請求項４〕の何れか
１つに記載する電波測距方式において、 遅延位相成分の変化量又はＩ相信号とＱ相信号とに基づ
く合成ベクトルの回転速度は、ゼロクロス方式により検
出するようにしたことを特徴とする電波測距方式。 【請求項６】 〔請求項１〕乃至〔請求項４〕の何れか
１つに記載する電波測距方式において、 遅延位相成分の変化量又はＩ相信号とＱ相信号とに基づ
くベクトルの回転速度は、周波数分析により検出するよ
うにしたことを特徴とする電波測距方式。 【請求項７】 対象物が発射する電波の到来角度を検出
するとともに、〔請求項１〕乃至〔請求項６〕の何れか
１つに記載する電波測距方式により上記対象物迄の距離
を検出し、これら角度と距離との検出値に基づき対象物
の位置を標定するようにしたことを特徴とする位置標定
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23117799A JP3477403B2 (ja) | 1999-08-18 | 1999-08-18 | 電波測距方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23117799A JP3477403B2 (ja) | 1999-08-18 | 1999-08-18 | 電波測距方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001056371A JP2001056371A (ja) | 2001-02-27 |
| JP3477403B2 true JP3477403B2 (ja) | 2003-12-10 |
Family
ID=16919533
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23117799A Expired - Fee Related JP3477403B2 (ja) | 1999-08-18 | 1999-08-18 | 電波測距方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3477403B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6950372B2 (en) * | 2002-12-05 | 2005-09-27 | Raymarine, Incorporated | Digital sounder module and method for detecting |
| JP4892177B2 (ja) * | 2003-11-12 | 2012-03-07 | レイマリン エルティーディー | デジタル測深機モジュール及び検知方法 |
| JP5440893B2 (ja) * | 2005-03-09 | 2014-03-12 | オムロン株式会社 | 情報処理装置、情報処理方法、反射体、および通信システム |
| WO2006095463A1 (ja) * | 2005-03-09 | 2006-09-14 | Omron Corporation | 距離測定装置、距離測定方法、反射体、および通信システム |
| JP4270299B2 (ja) * | 2006-03-28 | 2009-05-27 | オムロン株式会社 | Ｒｆｉｄタグ距離測定装置およびｒｆｉｄタグ距離測定システム |
| JP5611511B2 (ja) * | 2007-08-28 | 2014-10-22 | 日本信号株式会社 | リーダライタ、及び物品仕分システム |
| JP5458124B2 (ja) * | 2012-02-15 | 2014-04-02 | 日本電信電話株式会社 | 電磁波イメージング装置及び電磁波イメージング方法 |
| JP7074013B2 (ja) * | 2018-04-11 | 2022-05-24 | 日本製鉄株式会社 | 変位測定方法及び変位測定装置 |
-
1999
- 1999-08-18 JP JP23117799A patent/JP3477403B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001056371A (ja) | 2001-02-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7932855B2 (en) | Distance measuring device and distance measuring method | |
| US9817121B2 (en) | Radar apparatus and method of determining sign of velocity | |
| JP4093109B2 (ja) | 車両用レーダ装置 | |
| US4521778A (en) | High-resolution, coherent pulse radar | |
| CN100417951C (zh) | 雷达设备和雷达设备控制方法 | |
| JP2011209016A (ja) | 車載レーダ装置 | |
| NL1008087C2 (nl) | Dopplerradar-verkeersmeetsysteem. | |
| JP3477403B2 (ja) | 電波測距方式 | |
| EP0679906A1 (en) | Apparatus for measuring physical quantities related to relative movement between two objects | |
| JPH08220218A (ja) | 移動物体の速度の測定方法及びその方法を実施する遠隔検出装置 | |
| JP3516686B2 (ja) | ドップラー原理を利用した位置選択性速度測定装置 | |
| JP2000028714A (ja) | 車載用ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| US7084807B2 (en) | Method and apparatus for generating HF signals for determining a distance and/or a speed of an object | |
| US6269302B1 (en) | Simple mobile object position detecting system | |
| JPH11223673A (ja) | パルスドップラーレーダ装置 | |
| JPH09211114A (ja) | 移動体位置の測定方法および装置 | |
| JP2762143B2 (ja) | 間欠ｆｍ―ｃｗレーダ装置 | |
| JP3344880B2 (ja) | 車両速度検出装置 | |
| JPS6034707B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレ−ダ | |
| RU2205416C1 (ru) | Способ определения линии положения источника радиоизлучения | |
| JP2003156560A (ja) | 自動車用レーダ装置 | |
| JPH0419513B2 (ja) | ||
| JP3101635B2 (ja) | データ伝送装置の移動物体検知装置 | |
| JP2856614B2 (ja) | 速度計測装置 | |
| JP3600074B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030902 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080926 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |