JP3477053B2 - 受信機と通信システム - Google Patents
受信機と通信システムInfo
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/28—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information
- H04H20/30—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel
- H04H20/31—Arrangements for simultaneous broadcast of plural pieces of information by a single channel using in-band signals, e.g. subsonic or cue signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アナログ信号とデ
ジタル変調信号を用いる通信のシステムと方法に関し、
特にＦＭ周波数バンドに亘ってデジタル変調信号とアナ
ログ周波数変調（ＦＭ）信号を同時に送信するシステム
と方法に関する。
ジタル変調信号を用いる通信のシステムと方法に関し、
特にＦＭ周波数バンドに亘ってデジタル変調信号とアナ
ログ周波数変調（ＦＭ）信号を同時に送信するシステム
と方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル通信技術の爆発的な成長は、デ
ジタルデータを通信するバンド幅を必要としている。デ
ジタル通信をさらに行うために利用可能なバンド幅が少
なくなっているために、産業界はデジタル通信を可能と
するために、既に存在しているアナログＦＭバンドをよ
り効率的に利用しようとしている。しかし、ＦＭバンド
を利用するために、アナログＦＭ通信の性能に影響を及
ぼしてはならない。
ジタルデータを通信するバンド幅を必要としている。デ
ジタル通信をさらに行うために利用可能なバンド幅が少
なくなっているために、産業界はデジタル通信を可能と
するために、既に存在しているアナログＦＭバンドをよ
り効率的に利用しようとしている。しかし、ＦＭバンド
を利用するために、アナログＦＭ通信の性能に影響を及
ぼしてはならない。
【０００３】ＦＭ認可局（郵政省）は、異なるキャリア
周波数に基づいて放送する権利をＦＭ放送局に与えてい
る。これらのキャリア周波数間の分離は２００ＫＨｚで
あり、それらは別の場所で再使用されている。しかし、
アナログＦＭ信号のスペクトラムの端部において、徐々
にパワーが減衰するようにするためには、近接した局は
少なくとも８００ＫＨｚだけ離れた周波数バンドを使用
することを条件にライセンスが与えられている。次にア
ナログＦＭ放送の背景について述べる。
周波数に基づいて放送する権利をＦＭ放送局に与えてい
る。これらのキャリア周波数間の分離は２００ＫＨｚで
あり、それらは別の場所で再使用されている。しかし、
アナログＦＭ信号のスペクトラムの端部において、徐々
にパワーが減衰するようにするためには、近接した局は
少なくとも８００ＫＨｚだけ離れた周波数バンドを使用
することを条件にライセンスが与えられている。次にア
ナログＦＭ放送の背景について述べる。
【０００４】アナログＦＭの背景技術
ｍ（ｔ）は、ＦＭ変調におけるアナログ変調信号を表す
ものとする。ｍ（ｔ）により変調された後のＦＭキャリ
ア（搬送波）のｆc は、以下のＦＭ変調信号ｘFMとな
る。
ものとする。ｍ（ｔ）により変調された後のＦＭキャリ
ア（搬送波）のｆc は、以下のＦＭ変調信号ｘFMとな
る。
【数１】
ここでθ（ｔ）は、次式で与えられる位相角を表す。
【数２】
ただし以下を仮定している。
【数３】
ここでｆd は、最大周波数偏差を表すのもとする。
【０００５】商業用のＦＭ周波数設定においては、ｆd
は通常７５ＫＨｚで、ｍ（ｔ）はそれぞれＬ（ｔ）とＲ
（ｔ）により表される左チャネル情報信号と右チャネル
情報信号から得られたステレオ信号である。このＬ
（ｔ）とＲ（ｔ）はプリエンファシスフィルタにより処
理され、それぞれＬp（ｔ）とＲp（ｔ）を生成する。こ
のフィルタの周波数応答Ｈp（ｆ）は、次式で表され
る。
は通常７５ＫＨｚで、ｍ（ｔ）はそれぞれＬ（ｔ）とＲ
（ｔ）により表される左チャネル情報信号と右チャネル
情報信号から得られたステレオ信号である。このＬ
（ｔ）とＲ（ｔ）はプリエンファシスフィルタにより処
理され、それぞれＬp（ｔ）とＲp（ｔ）を生成する。こ
のフィルタの周波数応答Ｈp（ｆ）は、次式で表され
る。
【数４】
通常ｆ1＝２．１ＫＨｚで、ｆ2＝２５ＫＨｚである。
【０００６】ステレオ信号ｍ（ｔ）が次式によりその後
生成される。
生成される。
【数５】
通常２ｆp＝３８ＫＨｚで、ａ1＝ａ2＝０．４で、ａ3＝
０．１である。上記の式の最も右側の項であるａ3ｃｏ
ｓ（２Πｆpｔ）は、キャリア周波数ｆp を有する「パ
イロット信号」と称する。この項をＦＭ受信機が用いて
左信号と右信号の間の差に関するパスバンド項をコヒー
レントに復調する。
０．１である。上記の式の最も右側の項であるａ3ｃｏ
ｓ（２Πｆpｔ）は、キャリア周波数ｆp を有する「パ
イロット信号」と称する。この項をＦＭ受信機が用いて
左信号と右信号の間の差に関するパスバンド項をコヒー
レントに復調する。
【０００７】従来のＦＭ受信機は、ｘFM（ｔ）の受信バ
ージョンから角度信号を取り出すデバイスを有してい
る。この角度信号に対し数学的な微分操作を行うことに
より、ｍ（ｔ）（即ちｍ（ｔ）の推定値）を与える。モ
ノラルの受信機においては、ローパスフィルタを用いて
［Ｌp（ｔ）＋Ｒp（ｔ）］の推定値を得ている。ステレ
オ受信機はパイロット信号を用いて［Ｌp（ｔ）−Ｒ
p（ｔ）］を復調し、その後これをＬp（ｔ）とＲ
p（ｔ）の推定値と組み合わせることにより、それぞれ
Ｌp（ｔ）とＲp（ｔ）の推定値を得ている。これらの推
定値をその後以下の周波数応答Ｈd（ｆ）を有するディ
エンファシスフィルタで処理し、送信器の左側信号と右
側信号の推定値を得ている。
ージョンから角度信号を取り出すデバイスを有してい
る。この角度信号に対し数学的な微分操作を行うことに
より、ｍ（ｔ）（即ちｍ（ｔ）の推定値）を与える。モ
ノラルの受信機においては、ローパスフィルタを用いて
［Ｌp（ｔ）＋Ｒp（ｔ）］の推定値を得ている。ステレ
オ受信機はパイロット信号を用いて［Ｌp（ｔ）−Ｒ
p（ｔ）］を復調し、その後これをＬp（ｔ）とＲ
p（ｔ）の推定値と組み合わせることにより、それぞれ
Ｌp（ｔ）とＲp（ｔ）の推定値を得ている。これらの推
定値をその後以下の周波数応答Ｈd（ｆ）を有するディ
エンファシスフィルタで処理し、送信器の左側信号と右
側信号の推定値を得ている。
【数６】
【０００８】従来技術
既存のＦＭバンドを用いて、デジタルデータ信号とアナ
ログＦＭ信号を同時に放送する上記の目的を達成するた
めに、様々な技術が提案されている。このような技術
は、インバンド隣接チャネル（In Band Adjacent Chann
el（ＩＢＡＣ））と称し、これはデジタルデータを送信
するために隣接するバンドを使用している。図１は、上
記のＩＢＡＣ系によりデジタル放送用のＩＢＡＣの位置
と周波数領域のホストアナログＦＭ信号のパワースペク
トラムとの関係を表す。
ログＦＭ信号を同時に放送する上記の目的を達成するた
めに、様々な技術が提案されている。このような技術
は、インバンド隣接チャネル（In Band Adjacent Chann
el（ＩＢＡＣ））と称し、これはデジタルデータを送信
するために隣接するバンドを使用している。図１は、上
記のＩＢＡＣ系によりデジタル放送用のＩＢＡＣの位置
と周波数領域のホストアナログＦＭ信号のパワースペク
トラムとの関係を表す。
【０００９】図１に示すように、ＩＢＡＣとホスト信号
の中心周波数は、例えば４００ＫＨｚ離れている。しか
し、このＩＢＡＣ系を実行するためには、新たな許可を
所轄官庁から取る必要がある。さらに米国内の大都市の
ような混雑した市場においては、ＩＢＡＣ系を用いた伝
送パワーレベルは、低く維持して他のチャネルとの干渉
を最小にしなければならない。
の中心周波数は、例えば４００ＫＨｚ離れている。しか
し、このＩＢＡＣ系を実行するためには、新たな許可を
所轄官庁から取る必要がある。さらに米国内の大都市の
ような混雑した市場においては、ＩＢＡＣ系を用いた伝
送パワーレベルは、低く維持して他のチャネルとの干渉
を最小にしなければならない。
【００１０】その結果、ＩＢＡＣ系はデジタル変調信号
を幅広く地理的にカバーすることはできない。しかし、
デジタル伝送はアナログＦＭ伝送よりもより頑強であり
（ノイズに強い）、このため２つの伝送のパワーレベル
が等しい場合には、デジタル伝送の方がより広い領域を
カバーできる。実際のカバーできる領域は、送信器の場
所と干渉環境に依存している。
を幅広く地理的にカバーすることはできない。しかし、
デジタル伝送はアナログＦＭ伝送よりもより頑強であり
（ノイズに強い）、このため２つの伝送のパワーレベル
が等しい場合には、デジタル伝送の方がより広い領域を
カバーできる。実際のカバーできる領域は、送信器の場
所と干渉環境に依存している。
【００１１】ＩＢＡＣ系を既存のアナログＦＭ送信器を
除去して用いる場合には、インバンドリザーブチャネル
（ＩＢＲＣ）系が出現する。このＩＢＲＣ系によれば、
デジタル伝送のパワーレベルは、アナログＦＭ伝送のそ
れと同等であり、その結果ＦＭのＦＭカバレッジと同等
の広さのデジタルカバレッジを得ることができる。アナ
ログＦＭ送信器をＩＢＡＣ／ＩＢＲＣ送信装置で置換す
ることにより、ＦＭバンドでオーディオ情報の１００％
のアナログ伝送から１００％のデジタル伝送への移行が
実現できる。
除去して用いる場合には、インバンドリザーブチャネル
（ＩＢＲＣ）系が出現する。このＩＢＲＣ系によれば、
デジタル伝送のパワーレベルは、アナログＦＭ伝送のそ
れと同等であり、その結果ＦＭのＦＭカバレッジと同等
の広さのデジタルカバレッジを得ることができる。アナ
ログＦＭ送信器をＩＢＡＣ／ＩＢＲＣ送信装置で置換す
ることにより、ＦＭバンドでオーディオ情報の１００％
のアナログ伝送から１００％のデジタル伝送への移行が
実現できる。
【００１２】別の従来技術は、インバンドオンチャネル
（ＩＢＯＣ）系と称する。このＩＢＯＣ系によれば、デ
ジタルデータはホストアナログＦＭ信号のパワースペク
トラムの片側あるいは両側の隣接するバンドでもって送
信され、このデジタル変調信号の伝送パワーレベルは、
ＦＭ信号のそれよりもはるかに低い。図２に示すよう
に、ＩＢＯＣにおけるデジタル変調信号のパワーは、ホ
ストアナログＦＭ信号に比較して通常２５ｄＢだけ低
い。
（ＩＢＯＣ）系と称する。このＩＢＯＣ系によれば、デ
ジタルデータはホストアナログＦＭ信号のパワースペク
トラムの片側あるいは両側の隣接するバンドでもって送
信され、このデジタル変調信号の伝送パワーレベルは、
ＦＭ信号のそれよりもはるかに低い。図２に示すよう
に、ＩＢＯＣにおけるデジタル変調信号のパワーは、ホ
ストアナログＦＭ信号に比較して通常２５ｄＢだけ低
い。
【００１３】ＩＢＡＣ系とは異なり、現在のＦＭ認可は
ＩＢＯＣ系を実行するのに適用可能であるが、ただしデ
ジタル変調信号の伝送パワーレベルが認可要件を満たす
ことが前提とされる。デジタル変調信号は低いパワー伝
送レベルを要件としているために、このＩＢＯＣ系はＩ
ＢＡＣ系と同等あるいはそれ以上の広い領域をカバーす
ることはできない。以下に説明するようにアナログホス
トなしにＩＢＯＣ系により幅広い伝送のカバレッジは、
高い伝送パワーレベルを用いることにより達成される。
かくしてＦＭバンドにおけるオーディオ情報の１００％
アナログから１００％デジタルへの伝送の変換が実現可
能である。
ＩＢＯＣ系を実行するのに適用可能であるが、ただしデ
ジタル変調信号の伝送パワーレベルが認可要件を満たす
ことが前提とされる。デジタル変調信号は低いパワー伝
送レベルを要件としているために、このＩＢＯＣ系はＩ
ＢＡＣ系と同等あるいはそれ以上の広い領域をカバーす
ることはできない。以下に説明するようにアナログホス
トなしにＩＢＯＣ系により幅広い伝送のカバレッジは、
高い伝送パワーレベルを用いることにより達成される。
かくしてＦＭバンドにおけるオーディオ情報の１００％
アナログから１００％デジタルへの伝送の変換が実現可
能である。
【００１４】他の従来技術は、デジタル変調の中心周波
数がホストＦＭ波の瞬時周波数に追従するよう、連続的
に調整するような周波数スライド系を用いるものであ
る。この技術によれば、アナログ波形とデジタル波形の
スペクトラムはオーバラップしているが、生成された信
号は同一の瞬時周波数を占有せず、これによりデジタル
変調信号とホストアナログＦＭ信号の干渉を回避でき
る。
数がホストＦＭ波の瞬時周波数に追従するよう、連続的
に調整するような周波数スライド系を用いるものであ
る。この技術によれば、アナログ波形とデジタル波形の
スペクトラムはオーバラップしているが、生成された信
号は同一の瞬時周波数を占有せず、これによりデジタル
変調信号とホストアナログＦＭ信号の干渉を回避でき
る。
【００１５】この技術の詳細については、“FM-2 Syste
m Description”, U.S.A. DigitalRadio, 1990-1995.
を参照のこと。しかし、この技術を実現するシステムの
コストは、その設計が複雑になるにつれて極めて高くな
り、このシステムは、ホストＦＭ波の常に変化する瞬時
周波数に反応するために極めて高速である必要がある。
m Description”, U.S.A. DigitalRadio, 1990-1995.
を参照のこと。しかし、この技術を実現するシステムの
コストは、その設計が複雑になるにつれて極めて高くな
り、このシステムは、ホストＦＭ波の常に変化する瞬時
周波数に反応するために極めて高速である必要がある。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、ホストアナログＦＭ信号と同時に送信でき、かつ
幅広いカバレッジが達成できるデジタル変調信号を生成
する装置と方法を提供することである。
的は、ホストアナログＦＭ信号と同時に送信でき、かつ
幅広いカバレッジが達成できるデジタル変調信号を生成
する装置と方法を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ホスト
アナログＦＭ信号とデジタル変調信号を含む合成信号
は、割り当てられたＦＭ周波数バンドで送信され、そし
てデジタル変調信号のパワースペクトラムは、アナログ
ＦＭ信号のそれと少なくとも一部でオーバーラップして
いる。この合成信号を受信した後、拡張カルマンフィル
タを用いて、少なくとも合成信号のバージョンに応じて
アナログＦＭ信号を表すバージョンを生成する。デジタ
ル変調信号により表された情報は、合成信号のバージョ
ンとアナログＦＭ信号バージョンとの間の差分として再
生される。ここで、用語「バージョン」は、元の信号の情
報を含むが、元の信号に対して幾分変形された信号を表
現するために用いられている（以下同じ）。
アナログＦＭ信号とデジタル変調信号を含む合成信号
は、割り当てられたＦＭ周波数バンドで送信され、そし
てデジタル変調信号のパワースペクトラムは、アナログ
ＦＭ信号のそれと少なくとも一部でオーバーラップして
いる。この合成信号を受信した後、拡張カルマンフィル
タを用いて、少なくとも合成信号のバージョンに応じて
アナログＦＭ信号を表すバージョンを生成する。デジタ
ル変調信号により表された情報は、合成信号のバージョ
ンとアナログＦＭ信号バージョンとの間の差分として再
生される。ここで、用語「バージョン」は、元の信号の情
報を含むが、元の信号に対して幾分変形された信号を表
現するために用いられている（以下同じ）。
【００１８】
【発明の実施の形態】図３は本発明により、デジタル変
調信号とアナログＦＭ信号とを同時に送信する送信器３
００を表す。ＦＭ局内にあるＦＭ変調器３０１は、標準
の方法でアナログ入力信号ｍ（ｔ）に応じてステレオＦ
Ｍ信号を生成する。このＦＭ信号は、ＦＭ放送に割り当
てられた周波数バンド（この例では２００ＫＨｚ幅）で
もって伝送される。
調信号とアナログＦＭ信号とを同時に送信する送信器３
００を表す。ＦＭ局内にあるＦＭ変調器３０１は、標準
の方法でアナログ入力信号ｍ（ｔ）に応じてステレオＦ
Ｍ信号を生成する。このＦＭ信号は、ＦＭ放送に割り当
てられた周波数バンド（この例では２００ＫＨｚ幅）で
もって伝送される。
【００１９】本発明によれば、同一のＦＭバンドを用い
てデジタルデータも伝送する。伝送されるべきデジタル
データは、従来の方法によりインタリーブされ、かつチ
ャネル符号化されてチャネルノイズに対しより耐性を有
するようになる。このプロセスにおいて、データシンボ
ルのシーケンスを用いてデジタルデータを表す。このデ
ータシンボルに応答して、デジタル変調器３０５は例え
ば従来の直交周波数分割多重化（orthogonal frequency
division multiplexing（ＯＦＤＭ））のマルチキャリ
ア系、あるいはシングルキャリア系、あるいはスペクト
ル拡散直交信号系によりデジタル変調信号を生成する。
てデジタルデータも伝送する。伝送されるべきデジタル
データは、従来の方法によりインタリーブされ、かつチ
ャネル符号化されてチャネルノイズに対しより耐性を有
するようになる。このプロセスにおいて、データシンボ
ルのシーケンスを用いてデジタルデータを表す。このデ
ータシンボルに応答して、デジタル変調器３０５は例え
ば従来の直交周波数分割多重化（orthogonal frequency
division multiplexing（ＯＦＤＭ））のマルチキャリ
ア系、あるいはシングルキャリア系、あるいはスペクト
ル拡散直交信号系によりデジタル変調信号を生成する。
【００２０】本発明の１つの目的は、ＦＭ受信機が従来
方法によりホストアナログＦＭ信号を処理し、このアナ
ログＦＭ信号がデジタル変調信号と同一の周波数バンド
を共有した場合でも、事実上劣化しないＦＭ品質を与え
るようにすることである。このためデジタル変調信号の
振幅は、線形増幅器３０７により換算され、デジタル変
調信号のホストアナログＦＭ信号に対する相対的なパワ
ーをできるだけ高くし、ＦＭ受信機においてデジタル変
調信号によるアナログＦＭ信号への共通チャネル干渉の
許容度を可能な限り最大にすることである。
方法によりホストアナログＦＭ信号を処理し、このアナ
ログＦＭ信号がデジタル変調信号と同一の周波数バンド
を共有した場合でも、事実上劣化しないＦＭ品質を与え
るようにすることである。このためデジタル変調信号の
振幅は、線形増幅器３０７により換算され、デジタル変
調信号のホストアナログＦＭ信号に対する相対的なパワ
ーをできるだけ高くし、ＦＭ受信機においてデジタル変
調信号によるアナログＦＭ信号への共通チャネル干渉の
許容度を可能な限り最大にすることである。
【００２１】このようにして換算されたデジタル変調信
号は、加算器３０９に加えられ、そこでＦＭ変換器３０
１により生成されたアナログＦＭ信号に加算される。加
算器３０９の出力は、従来設計の線形パワー増幅器３１
１に加えられる。この線形パワー増幅器３１１は、割り
当てられたＦＭ周波数バンドを介してｘ（ｔ）で表され
る合成ＦＭとデジタル変調信号の増幅バージョンを伝送
する。上記のことは次式で表される。
号は、加算器３０９に加えられ、そこでＦＭ変換器３０
１により生成されたアナログＦＭ信号に加算される。加
算器３０９の出力は、従来設計の線形パワー増幅器３１
１に加えられる。この線形パワー増幅器３１１は、割り
当てられたＦＭ周波数バンドを介してｘ（ｔ）で表され
る合成ＦＭとデジタル変調信号の増幅バージョンを伝送
する。上記のことは次式で表される。
【数７】
ここでｄ（ｔ）は伝送されたデジタル変調信号を表す。
【００２２】図４は、８８−１０８ＭＨｚのＦＭ放送バ
ンドのｘ（ｔ）のパワースペクトラムを表し、ｄ（ｔ）
のスペクトラムの大部分がｘFM（ｔ）のそれとオーバラ
ップしている。このため本発明によれば、デジタルデー
タは従来技術と同様に、ホストＦＭ信号スペクトラムの
外側のみならずその内側でも伝送される。
ンドのｘ（ｔ）のパワースペクトラムを表し、ｄ（ｔ）
のスペクトラムの大部分がｘFM（ｔ）のそれとオーバラ
ップしている。このため本発明によれば、デジタルデー
タは従来技術と同様に、ホストＦＭ信号スペクトラムの
外側のみならずその内側でも伝送される。
【００２３】図４に示すように、伝送されたデジタル変
調信号のパワーレベルは、伝送されたＦＭ信号のそれと
比較して低く、前述したようにアナログＦＭ信号への共
通チャネル干渉を最小にしている。このような低いパワ
ーレベルで伝送されたデジタル変調信号のカバレッジ
は、通常制限されておりかつ高いデータレートが与えら
れる。しかし、本発明はポストキャンセル系でもってこ
の信号カバレッジを改良している。
調信号のパワーレベルは、伝送されたＦＭ信号のそれと
比較して低く、前述したようにアナログＦＭ信号への共
通チャネル干渉を最小にしている。このような低いパワ
ーレベルで伝送されたデジタル変調信号のカバレッジ
は、通常制限されておりかつ高いデータレートが与えら
れる。しかし、本発明はポストキャンセル系でもってこ
の信号カバレッジを改良している。
【００２４】このポストキャンセル系によれば、後述す
る受信機は、受信信号から再生されたアナログＦＭ信号
をキャンセル（相殺）して、その中にある弱いデジタル
変調信号を獲得する。本発明の系は次に述べるデジタル
受信機において、アナログＦＭ信号のキャンセルを必要
とするため（即ち合成信号の伝送後キャンセルを必要と
するため）、本発明の系は以下「ポストキャンセリング
系」（PostcancelingScheme）と称する。
る受信機は、受信信号から再生されたアナログＦＭ信号
をキャンセル（相殺）して、その中にある弱いデジタル
変調信号を獲得する。本発明の系は次に述べるデジタル
受信機において、アナログＦＭ信号のキャンセルを必要
とするため（即ち合成信号の伝送後キャンセルを必要と
するため）、本発明の系は以下「ポストキャンセリング
系」（PostcancelingScheme）と称する。
【００２５】具体的に説明すると、このアナログＦＭ信
号は、合成信号伝送を支配しているため、公知のＦＭ捕
獲効果の利点を利用し、高品質のＦＭ復調を達成して、
従来のＦＭ受信機を用いてベースバンドアナログ信号を
再生することができる。本発明によれば、受信合成信号
のアナログＦＭ信号成分は、後述する拡張カルマンフィ
ルタを用いてデジタル受信機で再生される。このように
して再生されたアナログＦＭ信号は、受信信号からその
後減算され、それにより弱いデジタル変調信号を再生す
る。
号は、合成信号伝送を支配しているため、公知のＦＭ捕
獲効果の利点を利用し、高品質のＦＭ復調を達成して、
従来のＦＭ受信機を用いてベースバンドアナログ信号を
再生することができる。本発明によれば、受信合成信号
のアナログＦＭ信号成分は、後述する拡張カルマンフィ
ルタを用いてデジタル受信機で再生される。このように
して再生されたアナログＦＭ信号は、受信信号からその
後減算され、それにより弱いデジタル変調信号を再生す
る。
【００２６】次に図５において本発明の受信機５００は
ＦＭバンドから伝送信号ｘ（ｔ）に対応する合成信号
ｘ′（ｔ）を受信する。この実施例においては、次のよ
うに表される。 ｘ′（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｗ（ｔ） ここでｗ（ｔ）は、ＦＭチャネルからの追加ノイズを表
す。
ＦＭバンドから伝送信号ｘ（ｔ）に対応する合成信号
ｘ′（ｔ）を受信する。この実施例においては、次のよ
うに表される。 ｘ′（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｗ（ｔ） ここでｗ（ｔ）は、ＦＭチャネルからの追加ノイズを表
す。
【００２７】図５に示すように、受信機５００はＦＭ受
信機５１０とデジタル受信機５２０とを有する。ｘ′
（ｔ）に応答して、従来のＦＭ受信機５１０は、公知の
捕獲機能を用いて元のアナログ信号を再生する。この受
信した合成信号ｘ′（ｔ）は、デジタル受信機５２０に
も入力され、そこで中間周波数プロセッサ５０３は標準
的方法により８８−１０８ＭＨｚのＦＭ放送バンドから
のｘ′（ｔ）のスペクトラムを中間周波数バンドに変換
する。
信機５１０とデジタル受信機５２０とを有する。ｘ′
（ｔ）に応答して、従来のＦＭ受信機５１０は、公知の
捕獲機能を用いて元のアナログ信号を再生する。この受
信した合成信号ｘ′（ｔ）は、デジタル受信機５２０に
も入力され、そこで中間周波数プロセッサ５０３は標準
的方法により８８−１０８ＭＨｚのＦＭ放送バンドから
のｘ′（ｔ）のスペクトラムを中間周波数バンドに変換
する。
【００２８】中間周波数プロセッサ５０３の出力ｙ
（ｔ）は、従来のＡ／Ｄコンバータ５２３に入力され
る。このＡ／Ｄコンバータ５２３は、ｙ［ｔ］を均一に
サンプル化したバージョンｙ（ｎ）を本発明により拡張
カルマンフィルタ５３１に与える。ここでｔ＝ｎＴで、
ｎ＝整数、Ｔはコンバータのサンプリング周期を表す。
公知の方法によりＦＭ受信機５１０はアナログ信号の推
定値を生成し、この山付きｍ（ｔ）は再生アナログ信号
のプリディエンファシスバージョンである。この推定値
は、Ａ／Ｄコンバータ５２７に与えられ、そこでｍ
［ｔ］の換算した均一にサンプル化したバージョン山付
きｍ（ｎ）を与える。離散信号山付きｍ［ｎ］は、また
本発明により拡張カルマンフィルタ５３１に与えられ
る。
（ｔ）は、従来のＡ／Ｄコンバータ５２３に入力され
る。このＡ／Ｄコンバータ５２３は、ｙ［ｔ］を均一に
サンプル化したバージョンｙ（ｎ）を本発明により拡張
カルマンフィルタ５３１に与える。ここでｔ＝ｎＴで、
ｎ＝整数、Ｔはコンバータのサンプリング周期を表す。
公知の方法によりＦＭ受信機５１０はアナログ信号の推
定値を生成し、この山付きｍ（ｔ）は再生アナログ信号
のプリディエンファシスバージョンである。この推定値
は、Ａ／Ｄコンバータ５２７に与えられ、そこでｍ
［ｔ］の換算した均一にサンプル化したバージョン山付
きｍ（ｎ）を与える。離散信号山付きｍ［ｎ］は、また
本発明により拡張カルマンフィルタ５３１に与えられ
る。
【００２９】上記の入力ｙ［ｎ］と山付きｍ［ｎ］に基
づいて、拡張カルマンフィルタ５３１はアナログＦＭ信
号の均一にサンプル化したバージョンを表すｘFM［ｎ］
を推定する。このようにして得られた推定値を山付きｘ
FM［ｎ］として表す。次に、ｘFM［ｎ］を計算する方法
を述べる。山付きｘFM［ｎ］は、加算器５３３に加えら
れ、そこでｙ［ｎ］から減算されてデジタル変調信号の
推測され均一にサンプル化されたバージョン山付きｄ
［ｎ］を生成する。デジタル復調器５２９はデジタル変
調器３０５の逆機能を実行し、ｄ［ｎ］からチャネル符
号化され、インタリーブされたものではあるが伝送デジ
タルデータを再生する。
づいて、拡張カルマンフィルタ５３１はアナログＦＭ信
号の均一にサンプル化したバージョンを表すｘFM［ｎ］
を推定する。このようにして得られた推定値を山付きｘ
FM［ｎ］として表す。次に、ｘFM［ｎ］を計算する方法
を述べる。山付きｘFM［ｎ］は、加算器５３３に加えら
れ、そこでｙ［ｎ］から減算されてデジタル変調信号の
推測され均一にサンプル化されたバージョン山付きｄ
［ｎ］を生成する。デジタル復調器５２９はデジタル変
調器３０５の逆機能を実行し、ｄ［ｎ］からチャネル符
号化され、インタリーブされたものではあるが伝送デジ
タルデータを再生する。
【００３０】山付きｘFM［ｎ］を拡張カルマンフィルタ
５３１により計算する方法を次に説明する。θ［ｎ］を
アナログ信号位相θ（ｔ）の均一にサンプル化したバー
ジョンとすると、次式で表される。
５３１により計算する方法を次に説明する。θ［ｎ］を
アナログ信号位相θ（ｔ）の均一にサンプル化したバー
ジョンとすると、次式で表される。
【数８】
ここでω0 は等価離散時間中間サブキャリア角度周波数
で、ｍ［ｎ］はｍ（ｔ）を換算した均一にサンプル化さ
れたバージョンを表す。拡張カルマンフィルタ５３１に
よる拡張カルマンフィルタ解析用に、θ［ｎ］を推測す
るステート−スペースモデルは、次式で表される。
で、ｍ［ｎ］はｍ（ｔ）を換算した均一にサンプル化さ
れたバージョンを表す。拡張カルマンフィルタ５３１に
よる拡張カルマンフィルタ解析用に、θ［ｎ］を推測す
るステート−スペースモデルは、次式で表される。
【数９】
【００３１】ここでシーケンスζ［ｎ］は、ある偏差の
ホワイトノイズと仮定する。実際にはζ［ｎ］がホワイ
トではない可能性が大きい（分散の選択が正確でない）
場合でも、この仮定は拡張カルマンフィルタ５３１によ
る標準的な拡張カルマンフィルタ解析に対する基礎的事
項を与える。具体的に説明する。θ［ｎ］がこのような
解析における状態変数（state variable）を表し、ｍ
［ｎ］が決定論的駆動入力（deterministic driving in
put）を表し、ζ［ｎ］が状態ノイズを表し、ｙ［ｎ］
が必要とされる測定値を表し、ｖ［ｎ］が測定ノイズを
表す。
ホワイトノイズと仮定する。実際にはζ［ｎ］がホワイ
トではない可能性が大きい（分散の選択が正確でない）
場合でも、この仮定は拡張カルマンフィルタ５３１によ
る標準的な拡張カルマンフィルタ解析に対する基礎的事
項を与える。具体的に説明する。θ［ｎ］がこのような
解析における状態変数（state variable）を表し、ｍ
［ｎ］が決定論的駆動入力（deterministic driving in
put）を表し、ζ［ｎ］が状態ノイズを表し、ｙ［ｎ］
が必要とされる測定値を表し、ｖ［ｎ］が測定ノイズを
表す。
【００３２】上記のステート−スペースモデル（state-
space model）に従った拡張カルマンフィルタ５３１に
よる拡張カルマンフィルタ解析は、公知の方法で初期化
ステップと予測ステップと測定値更新ステップを実行す
ることを含む。各ステップを次に説明する。
space model）に従った拡張カルマンフィルタ５３１に
よる拡張カルマンフィルタ解析は、公知の方法で初期化
ステップと予測ステップと測定値更新ステップを実行す
ることを含む。各ステップを次に説明する。
【００３３】初期化ステップ
【数１０】
ここでθ［０｜−１］は、ｎ＝０のときのθ［ｎ］の推
定値を表し、ｎ＝−１のサンプルはこの実施例では仮想
（fictitious）である。線形ステートスペースモデルに
対応するカルマンフィルタにおいては、Ｐ［ｎ｜ｋ］は
推定値θ［ｎ｜ｋ］の偏差に対応する（即ち、ｎ＝ｋの
サンプルまですべての観測が与えられた時のθ［ｎ］の
推定値）。これに関しては、B. Anderson と J. Moore
著の“Optimal Filtering,”Prentice Hall, New York,
1979.を参照のこと。拡張カルマンフィルタの設定にお
いては、Ｐ［ｎ｜ｋ］はθ［ｎ］の推定値の計算におけ
る中間変数である。
定値を表し、ｎ＝−１のサンプルはこの実施例では仮想
（fictitious）である。線形ステートスペースモデルに
対応するカルマンフィルタにおいては、Ｐ［ｎ｜ｋ］は
推定値θ［ｎ｜ｋ］の偏差に対応する（即ち、ｎ＝ｋの
サンプルまですべての観測が与えられた時のθ［ｎ］の
推定値）。これに関しては、B. Anderson と J. Moore
著の“Optimal Filtering,”Prentice Hall, New York,
1979.を参照のこと。拡張カルマンフィルタの設定にお
いては、Ｐ［ｎ｜ｋ］はθ［ｎ］の推定値の計算におけ
る中間変数である。
【００３４】予測ステップ
【数１１】
ここでＱは、ζ［ｎ］の分散を表す。
【００３５】測定更新ステップ
【数１２】
ここでＲは、ｖ［ｎ］の分散を表す。
【００３６】上記のステップを実施することにより、拡
張カルマンフィルタ５３１は、ｎ＝０，１，２，・・・
に対するθ［ｎ］の推定値を得る。その後拡張カルマン
フィルタ５３１は、上記の式（１）に従って、推定され
たｘFM［ｎ］を計算する。上記のモデルが線形の場合に
は、拡張カルマンフィルタ５３１はθ［ｎ］を推定する
際にエラー、即ちθ［ｎ］とθ［ｎ］との差が最小にな
る。
張カルマンフィルタ５３１は、ｎ＝０，１，２，・・・
に対するθ［ｎ］の推定値を得る。その後拡張カルマン
フィルタ５３１は、上記の式（１）に従って、推定され
たｘFM［ｎ］を計算する。上記のモデルが線形の場合に
は、拡張カルマンフィルタ５３１はθ［ｎ］を推定する
際にエラー、即ちθ［ｎ］とθ［ｎ］との差が最小にな
る。
【００３７】しかし、その代わりに、拡張カルマンフィ
ルタ解析によりｘFM［ｎ］の推定値を直接得る方が興味
のあるところである。かくして別の実施例においては、
ｘFM［ｎ］を推定する際の二次元のステート−スペース
モデルを拡張カルマンフィルタ解析を実行する際に拡張
カルマンフィルタ５３１が利用する。このモデルは次式
で表される。
ルタ解析によりｘFM［ｎ］の推定値を直接得る方が興味
のあるところである。かくして別の実施例においては、
ｘFM［ｎ］を推定する際の二次元のステート−スペース
モデルを拡張カルマンフィルタ解析を実行する際に拡張
カルマンフィルタ５３１が利用する。このモデルは次式
で表される。
【数１３】
【００３８】第２の実施例においては、拡張カルマンフ
ィルタ５３１は公知の固定ラグ平滑化アプローチを用い
て拡張カルマンフィルタ解析を実行してθ［ｎ］の推定
値を与える。具体的に説明すると、この実施例における
拡張カルマンフィルタ５３１は、その固定ラグ平滑化推
定値を与え、これはθ［ｎ−Ｎ｜ｎ］で表す、ここでＮ
はこのようなアプローチにおける選択されたタイムラグ
サイズである。
ィルタ５３１は公知の固定ラグ平滑化アプローチを用い
て拡張カルマンフィルタ解析を実行してθ［ｎ］の推定
値を与える。具体的に説明すると、この実施例における
拡張カルマンフィルタ５３１は、その固定ラグ平滑化推
定値を与え、これはθ［ｎ−Ｎ｜ｎ］で表す、ここでＮ
はこのようなアプローチにおける選択されたタイムラグ
サイズである。
【００３９】θ［ｎ−Ｎ｜ｎ］は現在の推定位相値が与
えられた場合、Ｎ個のサンプリング間隔（Ｔ）の前の推
定位相の値を表す。言い換えると、固定ラグの現在の位
相推定値は、過去から将来のＮ個のサンプルまでの全て
のサンプルを考慮にいれて現在の推定値を生成する。か
くして平滑化された位相推定値は、式（２），（３）に
より規定された前のモデルによる位相推定値よりもより
正確である。
えられた場合、Ｎ個のサンプリング間隔（Ｔ）の前の推
定位相の値を表す。言い換えると、固定ラグの現在の位
相推定値は、過去から将来のＮ個のサンプルまでの全て
のサンプルを考慮にいれて現在の推定値を生成する。か
くして平滑化された位相推定値は、式（２），（３）に
より規定された前のモデルによる位相推定値よりもより
正確である。
【００４０】固定ラグ平滑化アプローチに基づくステー
ト−スペースモデルを次に説明する。マトリックスｚ
［ｎ］を以下のように定義する。
ト−スペースモデルを次に説明する。マトリックスｚ
［ｎ］を以下のように定義する。
【数１４】
ここで添え字「Ｔ」は、標準のマトリックスの転置（tr
ansposition） 操作を表す。ｚ［ｎ］が定義されると、
問題となっているステート−スペースモデルは、次式で
表される。
ansposition） 操作を表す。ｚ［ｎ］が定義されると、
問題となっているステート−スペースモデルは、次式で
表される。
【数１５】
【００４１】上記のステート−スペースモデルにおいて
は、拡張カルマンフィルタ５３１は公知の方法で対応す
る初期化ステップ，予測ステップ，測定更新ステップを
実行する。具体的に説明すると、測定更新ステップにお
けるベクトル更新推定値ｚ［ｎ｜ｎ］は次式で表され
る。 ｚ［ｎ｜ｎ］＝［θ［ｎ｜ｎ］θ［ｎ−１｜ｎ］・・・
θ［ｎ−Ｎ｜ｎ］］T そしてこの測定更新ステップは、必要により平滑化推定
値θ［ｎ−Ｎ｜ｎ］を含む。
は、拡張カルマンフィルタ５３１は公知の方法で対応す
る初期化ステップ，予測ステップ，測定更新ステップを
実行する。具体的に説明すると、測定更新ステップにお
けるベクトル更新推定値ｚ［ｎ｜ｎ］は次式で表され
る。 ｚ［ｎ｜ｎ］＝［θ［ｎ｜ｎ］θ［ｎ−１｜ｎ］・・・
θ［ｎ−Ｎ｜ｎ］］T そしてこの測定更新ステップは、必要により平滑化推定
値θ［ｎ−Ｎ｜ｎ］を含む。
【００４２】上記の変形例として、例えば図４に示すよ
うにデジタル変調信号のパワースペクトラムは、通常２
００ＫＨｚの幅のアナログＦＭバンドよりも広い。そし
て必要によっては、これはＦＭバンドよりも狭くするこ
とができる。デジタル変調信号のパワースペクトラム
は、アナログＦＭキャリアの左側と右側のキャリアの周
囲に中心を有し、各側でＦＭパワースペクトラムの一部
とオーバラップしている（図６を参照）。別の例として
は、デジタル変調信号のパワースペクトラムは、図４の
それの選択された部分分割でもよい（図７を参照のこ
と）。
うにデジタル変調信号のパワースペクトラムは、通常２
００ＫＨｚの幅のアナログＦＭバンドよりも広い。そし
て必要によっては、これはＦＭバンドよりも狭くするこ
とができる。デジタル変調信号のパワースペクトラム
は、アナログＦＭキャリアの左側と右側のキャリアの周
囲に中心を有し、各側でＦＭパワースペクトラムの一部
とオーバラップしている（図６を参照）。別の例として
は、デジタル変調信号のパワースペクトラムは、図４の
それの選択された部分分割でもよい（図７を参照のこ
と）。
【００４３】さらにまたここに説明したポストキャンセ
ル技術は、他の技術例えば米国特許出願０８／７０４，
４７０（１９９６年８月２６日出願）、発明の名称「Te
chnique for Simultaneous Communications of Analog
Frequency-modulated and Digitally Modulated Signal
s using Precanceling Scheme」 に記載されたプレキャ
ンセル技術、あるいはアナログＦＭ信号がダイナミック
なものであれば、制御チャネルを用いた技術と組み合わ
せて用いることもできる。ここに本明細書に説明したポ
ストキャンセル技術は、繰り返し用いてさらに推定され
た加算器５３３の出力点での推定されたデジタル変調信
号からのＦＭ成分をキャンセルしてデジタル変調信号の
正確さを改善することもできる。
ル技術は、他の技術例えば米国特許出願０８／７０４，
４７０（１９９６年８月２６日出願）、発明の名称「Te
chnique for Simultaneous Communications of Analog
Frequency-modulated and Digitally Modulated Signal
s using Precanceling Scheme」 に記載されたプレキャ
ンセル技術、あるいはアナログＦＭ信号がダイナミック
なものであれば、制御チャネルを用いた技術と組み合わ
せて用いることもできる。ここに本明細書に説明したポ
ストキャンセル技術は、繰り返し用いてさらに推定され
た加算器５３３の出力点での推定されたデジタル変調信
号からのＦＭ成分をキャンセルしてデジタル変調信号の
正確さを改善することもできる。
【図１】従来技術における周波数領域でのインバンド隣
接チャネル（ＩＢＡＣ）系とアナログＦＭキャリアのパ
ワーと周波数位置との関係を表す図
接チャネル（ＩＢＡＣ）系とアナログＦＭキャリアのパ
ワーと周波数位置との関係を表す図
【図２】従来技術における周波数領域でのインバンドオ
ンチャネル（ＩＢＯＣ）系とホストアナログＦＭキャリ
アのパワーと周波数位置との関係を表す図
ンチャネル（ＩＢＯＣ）系とホストアナログＦＭキャリ
アのパワーと周波数位置との関係を表す図
【図３】本発明によるアナログＦＭ信号とデジタル変調
信号を同時に通信する送信器のブロック図
信号を同時に通信する送信器のブロック図
【図４】図３の送信器により通信された合成信号のパワ
ースペクトラムを表す図
ースペクトラムを表す図
【図５】本発明により合成信号から伝送されたアナログ
信号とデジタルデータとを再生する受信機のブロック図
信号とデジタルデータとを再生する受信機のブロック図
【図６】図３の送信器により通信された合成信号の二次
パワースペクトラムを表す図
パワースペクトラムを表す図
【図７】図３の送信器により通信された合成信号の三次
パワースペクトラムを表す図
パワースペクトラムを表す図
３００ 送信器
３０１ ＦＭ変調器
３０５ デジタル変調器
３０７ 線形増幅器
３０９ 加算器
３１１ 線形パワー増幅器
５００ 受信機
５０３ 中間周波数プロセッサ
５１０ ＦＭ受信機
５２０ デジタル受信機
５２３，５２７ Ａ／Ｄコンバータ
５２９ デジタル復調器
５３１ 拡張カルマンフィルタ
５３３ 加算器
図１ （従来技術） パワー アナログＦＭ 周波数
図２ （従来技術） パワー ホストアナログＦＭ 周
波数 図３ アナログ信号 デジタルデータ（チャネル符号化
とインタリーブド） 図４ パワー 送信デジタル変調信号 ホストアナログ
ＦＭ 周波数 図５ アナログ信号 デジタルデータ（インタリーブド
とチャネル符号化） 図６ パワー デジタル変調信号 ホストアナログＦＭ
周波数 図７ パワー デジタル変調信号 ホストアナログＦＭ
周波数 数８，９，１０ ここで ここで ここで
波数 図３ アナログ信号 デジタルデータ（チャネル符号化
とインタリーブド） 図４ パワー 送信デジタル変調信号 ホストアナログ
ＦＭ 周波数 図５ アナログ信号 デジタルデータ（インタリーブド
とチャネル符号化） 図６ パワー デジタル変調信号 ホストアナログＦＭ
周波数 図７ パワー デジタル変調信号 ホストアナログＦＭ
周波数 数８，９，１０ ここで ここで ここで
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フロントページの続き
(72)発明者 カール−エリック ウィルヘルム サン
ドバーグ
アメリカ合衆国、07928 ニュージャー
ジー、チャサム、ヒッコリー プレイス
25、エー11
(56)参考文献 特開 平８−149166（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−292156（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−235485（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−141141（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−28249（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−93516（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−77720（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−232773（ＪＰ，Ａ)
国際公開95／022209（ＷＯ，Ａ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 9/00
H03C 3/00
Claims (10)
- 【請求項１】 アナログ変調された信号およびデジタル
変調された信号を含む合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））
を、周波数バンドを介して受信するための受信要素と、 該合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））に応答して、元のア
ナログ信号を復元し、およびこの元のアナログ信号の推
定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）を生成するための
第１のプロセッサ（例えば、５１０）と、 該合成信号に応答して、該合成信号（例えば、Ｘ’
（ｔ））のサンプルされた合成信号（例えば、Ｙ
［ｎ］）を生成するための第２のプロセッサ（例えば、
５０３）と、 該サンプルされた合成信号（例えば、Ｙ［ｎ］）および
該推定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）に応答して、
サンプルされたアナログ信号（例えば、Ｘ＾
ＦＭ［ｎ］）を生成し、このサンプルされたアナログ信
号（例えば、Ｘ＾ＦＭ［ｎ］）を該サンプルされた合成
信号（例えば、Ｙ［ｎ］）から減算して、元のデジタル
信号を復元するためのフィルタ（例えば、５３１）と、
を含むことを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 請求項１に記載の受信機において、 該周波数バンドが，ＦＭバンドである受信機。
- 【請求項３】 アナログ変調された信号およびデジタル
変調された信号を含む合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））
を、周波数バンドを介して送信するための送信要素と、 該合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））に応答して、元のア
ナログ信号を復元し、およびこの元のアナログ信号の推
定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）を生成するための
第１のプロセッサ（例えば、５１０）と、 該合成信号に応答して、該合成信号（例えば、Ｘ’
（ｔ））のサンプルされた合成信号（例えば、Ｙ
［ｎ］）を生成するための第２のプロセッサ（例えば、
５０３）と、 該サンプルされた合成信号（例えば、Ｙ［ｎ］）および
該推定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）に応答して、
サンプルされたアナログ信号（例えばＸＦＭ［ｎ］）を
生成し、このサンプルされたアナログ信号（例えば、Ｘ
＾ＦＭ［ｎ］）を該サンプルされた合成信号（例えば、
Ｙ［ｎ］）から減算して、元のデジタル信号を復元する
ためのフィルタ（例えば、５３１）と、を含むことを特
徴とする通信システム。 - 【請求項４】 請求項３に記載の通信システムにおい
て、 該周波数バンドが、ＦＭバンドである通信システム。 - 【請求項５】 請求項３に記載の通信システムにおい
て、 該第２の信号のパワースペクトルが、該第１の信号のパ
ワースペクトルの少なくとも一部分と重複している通信
システム。 - 【請求項６】 受信機において用いる方法であって、 アナログ変調された信号およびデジタル変調された信号
を含む合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））を、周波数バン
ドを介して受信するステップと、 該合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））に応答して、元のア
ナログ信号を復元し、およびこの元のアナログ信号の推
定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）を生成するステッ
プと、 該合成信号に応答して、該合成信号（例えば、Ｘ’
（ｔ））のサンプルされた合成信号（例えば、Ｘ’
（ｔ））のサンプルされた合成信号（例えば、Ｙ
［ｎ］）を生成するステップと、 該サンプルされた合成信号（例えば、Ｙ［ｎ］）および
該推定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）に応答して、
サンプルされたアナログ信号（例えば、Ｘ＾
ＦＭ［ｎ］）を生成し、このサンプルされたアナログ信
号（例えば、Ｘ＾ＦＭ［ｎ］）を該サンプルされた合成
信号（例えば、Ｙ［ｎ］）から減算して、元のデジタル
信号を復元するステップと、を含むことを特徴とする方
法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の方法において、 該周波数バンドがＦＭバンドを含む方法。
- 【請求項８】 通信システムにおいて用いる方法であっ
て、 アナログ変調された信号およびデジタル変調された信号
を含む合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））を、周波数バン
ドを介して送信するステップと、 該合成信号（例えば、Ｘ’（ｔ））に応答して、元のア
ナログ信号を復元し、およびこの元のアナログ信号の推
定された信号（例えば、ｍ＾［ｎ］）を生成するステッ
プと、 該合成信号に応答して、該合成信号（例えば、Ｘ’
（ｔ））のサンプルされた合成信号（例えば、Ｙ
［ｎ］）を生成するステップと、 該サンプルされた合成信号（例えば、Ｙ［ｎ］）および
該推定された信号（ｍ＾［ｎ］）に応答して、サンプル
されたアナログ信号（例えば、Ｘ＾ＦＭ［ｎ］）を生成
し、このサンプルされたアナログ信号（例えば、Ｘ＾
ＦＭ［ｎ］）を該サンプルされた合成信号（例えば、Ｙ
［ｎ］）から減算して、元のデジタル信号を復元するス
テップと、を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項９】 請求項８に記載の方法において、 該周波数バンドがＦＭバンドである方法。
- 【請求項１０】 請求項８に記載の方法において、 該第２の信号のパワースペクトルが、該第１の信号のパ
ワースペクトルの少なくとも一部分と重複している方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/748043 | 1996-11-12 | ||
| US08/748,043 US5991334A (en) | 1996-11-12 | 1996-11-12 | Technique for simultaneous communications of analog frequency-modulated and digitally modulated signals using postcanceling scheme |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10163994A JPH10163994A (ja) | 1998-06-19 |
| JP3477053B2 true JP3477053B2 (ja) | 2003-12-10 |
Family
ID=25007753
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30318997A Expired - Fee Related JP3477053B2 (ja) | 1996-11-12 | 1997-11-05 | 受信機と通信システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5991334A (ja) |
| EP (1) | EP0843430A3 (ja) |
| JP (1) | JP3477053B2 (ja) |
| CA (1) | CA2217429C (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5955992A (en) * | 1998-02-12 | 1999-09-21 | Shattil; Steve J. | Frequency-shifted feedback cavity used as a phased array antenna controller and carrier interference multiple access spread-spectrum transmitter |
| US7430257B1 (en) * | 1998-02-12 | 2008-09-30 | Lot 41 Acquisition Foundation, Llc | Multicarrier sub-layer for direct sequence channel and multiple-access coding |
| US6259893B1 (en) | 1998-11-03 | 2001-07-10 | Ibiquity Digital Corporation | Method and apparatus for reduction of FM interference for FM in-band on-channel digital audio broadcasting system |
| US7369824B1 (en) | 1999-02-04 | 2008-05-06 | Chan Hark C | Receiver storage system for audio program |
| US6600908B1 (en) | 1999-02-04 | 2003-07-29 | Hark C. Chan | Method and system for broadcasting and receiving audio information and associated audio indexes |
| US7245707B1 (en) | 1999-03-26 | 2007-07-17 | Chan Hark C | Data network based telephone messaging system |
| JP2001086086A (ja) * | 1999-09-17 | 2001-03-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線送受信装置及び無線通信方法 |
| US6577688B1 (en) * | 1999-11-01 | 2003-06-10 | Lucent Technologies Inc. | Host rejection filtering in a digital audio broadcasting system |
| KR20010064229A (ko) * | 1999-12-27 | 2001-07-09 | 오길록 | 에프엠 대역에서의 디지털 오디오 방송 시스템 |
| US8670390B2 (en) | 2000-11-22 | 2014-03-11 | Genghiscomm Holdings, LLC | Cooperative beam-forming in wireless networks |
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| AU2002235217A1 (en) | 2000-12-15 | 2002-06-24 | Broadstorm Telecommunications, Inc. | Multi-carrier communications with adaptive cluster configuration and switching |
| US10425135B2 (en) | 2001-04-26 | 2019-09-24 | Genghiscomm Holdings, LLC | Coordinated multipoint systems |
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