JP3464246B2 - 安定化システム - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H17/04—Recursive filters
- H03H17/0461—Quantisation; Rounding; Truncation; Overflow oscillations or limit cycles eliminating measures
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- H03H17/0211—Frequency selective networks using specific transformation algorithms, e.g. WALSH functions, Fermat transforms, Mersenne transforms, polynomial transforms, Hilbert transforms
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- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H2017/0072—Theoretical filter design
- H03H2017/009—Theoretical filter design of IIR filters
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、フィルタ係数の大きさ
の和が１よりも大きいＩＩＲ（無限インパルス応答）デ
ィジタルフィルタが不安定であるか否かを判定するシス
テムに関する。もし不安定であれば、フィルタを安定化
するために、フィルタの位相応答は選択的に平坦化され
る。特に、このシステムは、受信された伝送テレビジョ
ン信号の多重通路信号成分を減少させるために、ディジ
タル的に実現されるテレビジョン受像機に使用されるゴ
ースト除去装置のＩＩＲディジタルフィルタを安定化さ
せるのに利用できる。
の和が１よりも大きいＩＩＲ（無限インパルス応答）デ
ィジタルフィルタが不安定であるか否かを判定するシス
テムに関する。もし不安定であれば、フィルタを安定化
するために、フィルタの位相応答は選択的に平坦化され
る。特に、このシステムは、受信された伝送テレビジョ
ン信号の多重通路信号成分を減少させるために、ディジ
タル的に実現されるテレビジョン受像機に使用されるゴ
ースト除去装置のＩＩＲディジタルフィルタを安定化さ
せるのに利用できる。
【０００２】
【発明の背景】この技術分野で知られているのは、いわ
ゆるゴースト除去装置であり、これはテレビジョン受像
機内で一定の場所に置かれ、受信される放送用テレビジ
ョンチャンネルから得られるビデオ信号から多重通路ひ
ずみを除去しあるいは少なくとも相当に減少させる。こ
のようなゴースト除去装置の一例は、ディジタル形式で
実施されており、１９９１年１１月１１日に付与された
米国特許第５，０６５，２４２号に開示されている。こ
の形式のゴースト除去装置は、標準（ＮＴＳＣ）または
高品位（ＨＤＴＶ）のディジタルテレビジョン受像機で
使用するために提案されており、受像機が受信する同時
放送のＮＴＳＣまたはＨＤＴＶのテレビジョン信号を受
信してその中の適当な１つの信号に応答する。
ゆるゴースト除去装置であり、これはテレビジョン受像
機内で一定の場所に置かれ、受信される放送用テレビジ
ョンチャンネルから得られるビデオ信号から多重通路ひ
ずみを除去しあるいは少なくとも相当に減少させる。こ
のようなゴースト除去装置の一例は、ディジタル形式で
実施されており、１９９１年１１月１１日に付与された
米国特許第５，０６５，２４２号に開示されている。こ
の形式のゴースト除去装置は、標準（ＮＴＳＣ）または
高品位（ＨＤＴＶ）のディジタルテレビジョン受像機で
使用するために提案されており、受像機が受信する同時
放送のＮＴＳＣまたはＨＤＴＶのテレビジョン信号を受
信してその中の適当な１つの信号に応答する。
【０００３】特に米国特許第５，０６５，２４２号に開
示されているゴースト除去装置は、トレーニング信号を
組み込んでおり、この信号は、２n−１擬似ランダムシ
ーケンスの繰り返しから成る有限期間のシーケンスであ
る。２n−１擬似ランダムシーケンスは、高速フーリエ
変換処理を容易にするために、送信機または受像機にお
いて２rのサンプル期間の中に変換（マッピング）され
る。受信され変換（マッピング）されたトレーニング信
号および蓄積されたトレーニング信号の電力スペクトル
は、対数の形で発生される逆畳込み係数を使用して逆畳
込みされる。この対数は逆フーリエ変換され、多重通路
信号の発生時に関連する遅延係数を発生する。この係数
は、多重通路信号成分を打ち消すために適応型フィルタ
内の可変遅延回路をプログラムするのに利用される。こ
のようなプログラムが必要とされる理由は、多重通路信
号成分は個々のディジタルテレビジョン受像機の個々の
位置に依存するからである。
示されているゴースト除去装置は、トレーニング信号を
組み込んでおり、この信号は、２n−１擬似ランダムシ
ーケンスの繰り返しから成る有限期間のシーケンスであ
る。２n−１擬似ランダムシーケンスは、高速フーリエ
変換処理を容易にするために、送信機または受像機にお
いて２rのサンプル期間の中に変換（マッピング）され
る。受信され変換（マッピング）されたトレーニング信
号および蓄積されたトレーニング信号の電力スペクトル
は、対数の形で発生される逆畳込み係数を使用して逆畳
込みされる。この対数は逆フーリエ変換され、多重通路
信号の発生時に関連する遅延係数を発生する。この係数
は、多重通路信号成分を打ち消すために適応型フィルタ
内の可変遅延回路をプログラムするのに利用される。こ
のようなプログラムが必要とされる理由は、多重通路信
号成分は個々のディジタルテレビジョン受像機の個々の
位置に依存するからである。
【０００４】この適応型フィルタはＩＩＲディジタルト
ランスバーサルフィルタを含み、トランスバーサルフィ
ルタは比較的大きなシフトレジスタ（例えば、２５６な
いし５１２段のシフトレジスタ）で実現されるタップ付
き遅延ラインから成り、これらの段の中で、そのタップ
に関連する実数または複素数の非ゼロ値乗算係数を有す
るものは比較的少数（例えば、２５〜１２７段）にすぎ
ない。しかしながら、このシフトレジスタの段の中で非
ゼロ値乗算係数を有する個々の段、および各係数の量子
化された値は、ＩＩＲフィルタ自体を（過度の正帰還が
原因で）不安定にさせることなく、その個々のディジタ
ルテレビジョン受像機で受信される多重通路信号成分を
最大限に打ち消すために、プログラム可能である。
ランスバーサルフィルタを含み、トランスバーサルフィ
ルタは比較的大きなシフトレジスタ（例えば、２５６な
いし５１２段のシフトレジスタ）で実現されるタップ付
き遅延ラインから成り、これらの段の中で、そのタップ
に関連する実数または複素数の非ゼロ値乗算係数を有す
るものは比較的少数（例えば、２５〜１２７段）にすぎ
ない。しかしながら、このシフトレジスタの段の中で非
ゼロ値乗算係数を有する個々の段、および各係数の量子
化された値は、ＩＩＲフィルタ自体を（過度の正帰還が
原因で）不安定にさせることなく、その個々のディジタ
ルテレビジョン受像機で受信される多重通路信号成分を
最大限に打ち消すために、プログラム可能である。
【０００５】ＩＩＲフィルタは、その各々の乗算係数の
大きさの和が１以下である限り、常に安定していること
が知られている。このＩＩＲフィルタの各乗算係数の大
きさの和が１以上になるとＩＩＲフィルタは、どのよう
な場合においても、安定していることもあれば安定して
いないこともある。従って、あらゆる場合にＩＩＲフィ
ルタの安定性を確保するために従来の方法では、スケー
ル化されていない各乗算係数の和が１を超える時はいつ
でも、各乗算係数の絶対値を同じ分数値でスケール化す
る（それによって各係数の相対値を変えない）ので、ス
ケール化された値の大きさの和は１以下になる。しかし
ながら、このようなスケーリングでは、ゴースト除去装
置が多重通路ひずみを打ち消すことのできる程度が減少
する。
大きさの和が１以下である限り、常に安定していること
が知られている。このＩＩＲフィルタの各乗算係数の大
きさの和が１以上になるとＩＩＲフィルタは、どのよう
な場合においても、安定していることもあれば安定して
いないこともある。従って、あらゆる場合にＩＩＲフィ
ルタの安定性を確保するために従来の方法では、スケー
ル化されていない各乗算係数の和が１を超える時はいつ
でも、各乗算係数の絶対値を同じ分数値でスケール化す
る（それによって各係数の相対値を変えない）ので、ス
ケール化された値の大きさの和は１以下になる。しかし
ながら、このようなスケーリングでは、ゴースト除去装
置が多重通路ひずみを打ち消すことのできる程度が減少
する。
【０００６】本発明の方法では、ＩＩＲディジタルフィ
ルタが不安定にならずに、１よりも大きいＩＩＲフィル
タの乗算係数の大きさの和を、ほとんどすべての場合に
使用することができる。本発明の方法をゴースト除去装
置に使用すると、多重通路ひずみを打ち消す程度が最大
となる。本発明の方法の利点は、個別の使用にかかわり
なく、任意のＩＩＲディジタルフィルタの設計に応用で
きる。
ルタが不安定にならずに、１よりも大きいＩＩＲフィル
タの乗算係数の大きさの和を、ほとんどすべての場合に
使用することができる。本発明の方法をゴースト除去装
置に使用すると、多重通路ひずみを打ち消す程度が最大
となる。本発明の方法の利点は、個別の使用にかかわり
なく、任意のＩＩＲディジタルフィルタの設計に応用で
きる。
【０００７】
【発明の概要】本発明はＮ個のタップを有する遅延ライ
ンを含んでいるＩＩＲディジタルフィルタを組み込んだ
システムの改良を目指している。Ｎは一定の整数であっ
て、個々の非ゼロ値の乗算係数はＮ個のタップの中の或
るものだけに関連し、ゼロ値の係数は残りのタップに関
連している。この改良は、時間領域における前記乗算係
数値の大きさの和が１よりも大きい時にＩＩＲフィルタ
が安定であるかどうかを判定するために、同相（Ｉ）、
直交（Ｑ）周波数領域複素平面の１つまたはそれ以上の
選択された局所区域内で時間領域の乗算係数値のチャー
プ（ｃｈｉｒｐ）Ｚ変換の大きさのそれぞれの勾配に応
答する手段を含んでいる。周波数領域平面の選択された
局所区域内のチャープＺ変換の大きさの勾配により、周
波数領域平面内に不安定な極が存在することが示される
時はいつも、フィルタが不安定であるとの判定が行われ
る。
ンを含んでいるＩＩＲディジタルフィルタを組み込んだ
システムの改良を目指している。Ｎは一定の整数であっ
て、個々の非ゼロ値の乗算係数はＮ個のタップの中の或
るものだけに関連し、ゼロ値の係数は残りのタップに関
連している。この改良は、時間領域における前記乗算係
数値の大きさの和が１よりも大きい時にＩＩＲフィルタ
が安定であるかどうかを判定するために、同相（Ｉ）、
直交（Ｑ）周波数領域複素平面の１つまたはそれ以上の
選択された局所区域内で時間領域の乗算係数値のチャー
プ（ｃｈｉｒｐ）Ｚ変換の大きさのそれぞれの勾配に応
答する手段を含んでいる。周波数領域平面の選択された
局所区域内のチャープＺ変換の大きさの勾配により、周
波数領域平面内に不安定な極が存在することが示される
時はいつも、フィルタが不安定であるとの判定が行われ
る。
【０００８】選択的実施例に従って、不安定なフィルタ
を修復するために、時間領域に戻る前に周波数領域の選
択された局所区域内で位相応答を平坦化することによ
り、種々の非ゼロ値乗算係数を得る。
を修復するために、時間領域に戻る前に周波数領域の選
択された局所区域内で位相応答を平坦化することによ
り、種々の非ゼロ値乗算係数を得る。
【０００９】
【実施例】ディジタルテレビジョン受像機は、その動作
を制御するために、コンピュータ処理ユニット（ＣＰ
Ｕ）および蓄積されたプログラムを含んでいることが知
られている。とりわけ、ＣＰＵおよび蓄積されたプログ
ラムは受信されたトレーニング信号と共に、受信された
テレビジョン信号の中に含まれている多重通路信号成分
を打ち消す目的で受像機に使用されるＩＩＲディジタル
ゴースト除去フィルタの周波数応答特性を自動的に定め
るために使用される。
を制御するために、コンピュータ処理ユニット（ＣＰ
Ｕ）および蓄積されたプログラムを含んでいることが知
られている。とりわけ、ＣＰＵおよび蓄積されたプログ
ラムは受信されたトレーニング信号と共に、受信された
テレビジョン信号の中に含まれている多重通路信号成分
を打ち消す目的で受像機に使用されるＩＩＲディジタル
ゴースト除去フィルタの周波数応答特性を自動的に定め
るために使用される。
【００１０】このようなＩＩＲディジタルゴースト除去
フィルタは、従来技術として知られており、図１に示さ
れているように、適応型タップ付きディジタル遅延ライ
ン１００、複数（２５〜１２７）の個々の非ゼロ係数乗
算器１０２1〜１０２25-127および代数加算器１０４か
ら成る。適応型タップ付きディジタル遅延ライン１００
は多数の段（例えば、２５６段ないし５１２段）を有す
るシフトレジスタから成る。複数の個々の非ゼロ係数乗
算器は図１では２５個から１２７個までとして示されて
いるが、ディジタルテレビジョン受像機のゴースト除去
装置に用いられる典型的な５１２タップディジタル遅延
ライン１００が有する個々の非ゼロ係数乗算器の数は通
常６０位いにすぎない。シフトレジスタ段のおのおのは
それ自体の別個のタップを備えており、このタップはゼ
ロ値係数タップであるか、あるいは非ゼロ値係数タップ
であり、乗算器１０２1〜１０２25-127の中の１つに選
択的に結合される。ＩＩＲディジタルゴースト除去フィ
ルタの周波数応答特性は、乗算器１０２1〜１０２
25-127の非ゼロ係数ｘ1〜ｘ25-127のそれぞれの値と、
乗算器１０２1〜１０２25-127が接続されている選択さ
れた１組のシフトレジスタ段のタップに従って定められ
る。更に、多重通路信号成分を打ち消すのに望ましい周
波数応答特性を得るために、１組のタップを選択し乗算
器１０２1〜１０２25-127のすべての非ゼロ係数ｘ1〜ｘ
25-127の個々の値を選択するためにプログラミングが行
われる。これらの係数ｘ1〜ｘ25-127のすべての値は実
数（すなわち、同相（Ｉ））値に限られるが、係数ｘ１
〜ｘ２５−１２７は実数値と虚数（すなわち、直交位相
（Ｑ））値の両方を持つことが好ましい。ＩＩＲフィル
タの入力信号は、全ての乗算器の出力と共に代数加算器
１０４に入力として供給される。代数加算器１０４から
の出力は、ＩＩＲフィルタからの出力信号を形成し、適
応型タップ付きディジタル遅延ライン１００を構成する
シフトレジスタにその入力として帰還される。
フィルタは、従来技術として知られており、図１に示さ
れているように、適応型タップ付きディジタル遅延ライ
ン１００、複数（２５〜１２７）の個々の非ゼロ係数乗
算器１０２1〜１０２25-127および代数加算器１０４か
ら成る。適応型タップ付きディジタル遅延ライン１００
は多数の段（例えば、２５６段ないし５１２段）を有す
るシフトレジスタから成る。複数の個々の非ゼロ係数乗
算器は図１では２５個から１２７個までとして示されて
いるが、ディジタルテレビジョン受像機のゴースト除去
装置に用いられる典型的な５１２タップディジタル遅延
ライン１００が有する個々の非ゼロ係数乗算器の数は通
常６０位いにすぎない。シフトレジスタ段のおのおのは
それ自体の別個のタップを備えており、このタップはゼ
ロ値係数タップであるか、あるいは非ゼロ値係数タップ
であり、乗算器１０２1〜１０２25-127の中の１つに選
択的に結合される。ＩＩＲディジタルゴースト除去フィ
ルタの周波数応答特性は、乗算器１０２1〜１０２
25-127の非ゼロ係数ｘ1〜ｘ25-127のそれぞれの値と、
乗算器１０２1〜１０２25-127が接続されている選択さ
れた１組のシフトレジスタ段のタップに従って定められ
る。更に、多重通路信号成分を打ち消すのに望ましい周
波数応答特性を得るために、１組のタップを選択し乗算
器１０２1〜１０２25-127のすべての非ゼロ係数ｘ1〜ｘ
25-127の個々の値を選択するためにプログラミングが行
われる。これらの係数ｘ1〜ｘ25-127のすべての値は実
数（すなわち、同相（Ｉ））値に限られるが、係数ｘ１
〜ｘ２５−１２７は実数値と虚数（すなわち、直交位相
（Ｑ））値の両方を持つことが好ましい。ＩＩＲフィル
タの入力信号は、全ての乗算器の出力と共に代数加算器
１０４に入力として供給される。代数加算器１０４から
の出力は、ＩＩＲフィルタからの出力信号を形成し、適
応型タップ付きディジタル遅延ライン１００を構成する
シフトレジスタにその入力として帰還される。
【００１１】図１に示すように、代数加算器１０４から
の出力信号の値は、実数または複素数の入力信号と、係
数ｘ1〜ｘ25-127の実数値または複素数値の和との差に
等しい。その結果、この差の実数値の成分はＩＩＲフィ
ルタを不安定にさせるのに十分な負の値を有する。この
技術分野で知られているのはいわゆるチャオ（Ｃｈａ
ｏ）テストであり、これは、もしディジタルＩＩＲフィ
ルタのすべての係数の大きさの和が１以下であれば、こ
のフィルタは安定していることを示す。しかしながら、
もしディジタルＩＩＲフィルタのすべての係数の大きさ
の和が１よりも大きければ、このフィルタは安定である
かも知れないし安定でないかも知れない。全ての係数の
大きさの和が１よりも大きいディジタルＩＩＲフィルタ
が安定しているかどうかを判定するために、従来はシフ
トレジスタのすべてのタップから供給されるすべての係
数（ゼロ値係数を含む）を含む１組の多項式を解く必要
があった。２５６個ないし５１２個のタップを含んでい
るＩＩＲゴースト除去フィルタの場合、この１組の多項
式を解くのに要する計算のために、この方法は実行不可
能となる。この理由により、従来技術が用いる方法では
各係数の値を、Ｃｈａｏテストに合格するのに必要とさ
れるのと同じ分数でスケールバックする。この方法の欠
点は、多重通路信号成分を打ち消すＩＩＲディジタルゴ
ースト除去フィルタの性能が比較的に減少することであ
る。
の出力信号の値は、実数または複素数の入力信号と、係
数ｘ1〜ｘ25-127の実数値または複素数値の和との差に
等しい。その結果、この差の実数値の成分はＩＩＲフィ
ルタを不安定にさせるのに十分な負の値を有する。この
技術分野で知られているのはいわゆるチャオ（Ｃｈａ
ｏ）テストであり、これは、もしディジタルＩＩＲフィ
ルタのすべての係数の大きさの和が１以下であれば、こ
のフィルタは安定していることを示す。しかしながら、
もしディジタルＩＩＲフィルタのすべての係数の大きさ
の和が１よりも大きければ、このフィルタは安定である
かも知れないし安定でないかも知れない。全ての係数の
大きさの和が１よりも大きいディジタルＩＩＲフィルタ
が安定しているかどうかを判定するために、従来はシフ
トレジスタのすべてのタップから供給されるすべての係
数（ゼロ値係数を含む）を含む１組の多項式を解く必要
があった。２５６個ないし５１２個のタップを含んでい
るＩＩＲゴースト除去フィルタの場合、この１組の多項
式を解くのに要する計算のために、この方法は実行不可
能となる。この理由により、従来技術が用いる方法では
各係数の値を、Ｃｈａｏテストに合格するのに必要とさ
れるのと同じ分数でスケールバックする。この方法の欠
点は、多重通路信号成分を打ち消すＩＩＲディジタルゴ
ースト除去フィルタの性能が比較的に減少することであ
る。
【００１２】本発明は新しい方法を目指しており、この
方法では、全ての係数の大きさの和が１よりも大きいデ
ィジタルＩＩＲフィルタが安定しているかどうかを判定
し、もし不安定であれば大抵の場合それを安定化するの
に、過多な計算を必要としない。従って、この新しい方
法では、すべての係数の大きさの和が１よりも大きい係
数値を使用することができ、それによって、多重通路信
号成分を打ち消すＩＩＲディジタルゴースト除去フィル
タの性能は最大限となる。
方法では、全ての係数の大きさの和が１よりも大きいデ
ィジタルＩＩＲフィルタが安定しているかどうかを判定
し、もし不安定であれば大抵の場合それを安定化するの
に、過多な計算を必要としない。従って、この新しい方
法では、すべての係数の大きさの和が１よりも大きい係
数値を使用することができ、それによって、多重通路信
号成分を打ち消すＩＩＲディジタルゴースト除去フィル
タの性能は最大限となる。
【００１３】時間領域のサンプルデータを周波数領域の
サンプルデータに変換するための、知られている１つの
タイプは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）であり、通常、こ
れは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムにより実
現される。以下に示す方程式（１）は、ＦＦＴに従っ
て、複素Ｉ，Ｑ平面における各周波数領域サンプル点の
関係を時間領域サンプル点の関数として示す。時間領域
のサンプルデータを周波数領域のサンプルデータに変換
するための、知られているもう１つのタイプはチャープ
Ｚ変換である。以下に示す方程式（２）は、チャープ変
換に従って、複素Ｉ，Ｑ平面における各周波数領域サン
プル点を時間領域サンプル点の関数として示す。
サンプルデータに変換するための、知られている１つの
タイプは離散フーリエ変換（ＤＦＴ）であり、通常、こ
れは高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムにより実
現される。以下に示す方程式（１）は、ＦＦＴに従っ
て、複素Ｉ，Ｑ平面における各周波数領域サンプル点の
関係を時間領域サンプル点の関数として示す。時間領域
のサンプルデータを周波数領域のサンプルデータに変換
するための、知られているもう１つのタイプはチャープ
Ｚ変換である。以下に示す方程式（２）は、チャープ変
換に従って、複素Ｉ，Ｑ平面における各周波数領域サン
プル点を時間領域サンプル点の関数として示す。
【００１４】
【数１】
【００１５】ここでｋは周波数領域の複素Ｉ，Ｑ平面に
おける選択された大きさと位相を有する極座標ベクトル
のサンプル点の位置であり、ＦFFTkは周波数領域の複素
Ｉ，Ｑ平面内の位置ｋにおけるＦＦＴの大きさの値であ
り、ＦCZkは周波数領域の複素Ｉ，Ｑ平面内の位置ｋに
おけるチャープＺ変換の大きさの値であり、ｎはゼロ値
または非ゼロ値を有するＮ個の時間領域サンプル点の中
の任意の１つの序数であり、ｘnはｎ番目の時間領域サ
ンプル点であり、ｒは周波数領域の複素Ｉ，Ｑ平面内の
位置ｋにおける極座標ベクトルのサンプル点の大きさで
ある。
おける選択された大きさと位相を有する極座標ベクトル
のサンプル点の位置であり、ＦFFTkは周波数領域の複素
Ｉ，Ｑ平面内の位置ｋにおけるＦＦＴの大きさの値であ
り、ＦCZkは周波数領域の複素Ｉ，Ｑ平面内の位置ｋに
おけるチャープＺ変換の大きさの値であり、ｎはゼロ値
または非ゼロ値を有するＮ個の時間領域サンプル点の中
の任意の１つの序数であり、ｘnはｎ番目の時間領域サ
ンプル点であり、ｒは周波数領域の複素Ｉ，Ｑ平面内の
位置ｋにおける極座標ベクトルのサンプル点の大きさで
ある。
【００１６】方程式（２）と方程式（１）を比較する
と、方程式（１）におけるｘｎの代りに方程式（２）で
はｘｎｒｎが使用されている点だけが異なることが分
る。従って、ｒの値が１である特殊な場合では、方程式
（２）のチャープＺ変換と方程式（１）のＦＦＴ変換と
は全く同じとなるので、単位円上の任意のサンプル点に
関してＦＦＴ変換はチャープＺ変換となる。図２に例示
する本発明の原理はこの事実を利用している。
と、方程式（１）におけるｘｎの代りに方程式（２）で
はｘｎｒｎが使用されている点だけが異なることが分
る。従って、ｒの値が１である特殊な場合では、方程式
（２）のチャープＺ変換と方程式（１）のＦＦＴ変換と
は全く同じとなるので、単位円上の任意のサンプル点に
関してＦＦＴ変換はチャープＺ変換となる。図２に例示
する本発明の原理はこの事実を利用している。
【００１７】図２に関して述べると、単位円２００、少
し小さい内側円２０２、少し大きい外側円２０４はすべ
て周波数領域の複素平面内に位置しており、それによっ
て単位円２００と内側円２０２との間に内側環帯を形成
すると共に単位円２００と外側円２０４との間に外側環
帯を形成する。単位円２００はすべての位相において１
に等しい大きさ（ｒ＝１）を有する極座標ベクトル点の
軌跡である。内側円２０２はすべての位相において１よ
りも小さい大きさ（ｒｉｎ＜１）を有する極座標ベクト
ル点の軌跡である。外側円２０４はすべての位相におい
て１よりも大きい（ｒｏｕｔ＞１）値を有する極座標ベ
クトル点の軌跡である。これらの円（紙面と同じ平面内
における）の円周上の各ｋ位置サンプル点におけるＦ
FFTkおよびＦCZk（図示せず）の大きさの値は、これら
の各ｋ位置サンプル点におけるＺ座標（紙面に対して垂
直な）の値によって表わされる。方程式（１）または方
程式（２）の分母がゼロの値に近づく複素平面内の任意
の点で、ＦFFTkおよびＦCZkの局部的大きさの値が無限
大の最大値に向って上昇する極（例えばＰ１，Ｐ２，Ｐ
３，Ｐ４）が発生される。図２に示すように、内側円２
０２の内部に位置しているＰ１のような極は安定なＩＩ
Ｒフィルタと本質的に適合するが、内側環帯の内部に位
置する（すなわち、やはり単位円２００の中にある）Ｐ
３のような極は安定なＩＩＲフィルタとかろうじて適合
する。しかしながら、単位円２００の外部に位置してい
る極（例えばＰ２，Ｐ４）は不安定なＩＩＲフィルタを
表わしている。本発明はこれらの関係を利用して、最初
に、フィルタの不安定性を生じる極を識別してから、そ
のような極を排除する手段を提供する。このようにし
て、フィルタの時間領域の係数の大きさの和のが１より
も大きい、安定なＩＩＲゴースト除去フィルタを実現す
ることができる。
し小さい内側円２０２、少し大きい外側円２０４はすべ
て周波数領域の複素平面内に位置しており、それによっ
て単位円２００と内側円２０２との間に内側環帯を形成
すると共に単位円２００と外側円２０４との間に外側環
帯を形成する。単位円２００はすべての位相において１
に等しい大きさ（ｒ＝１）を有する極座標ベクトル点の
軌跡である。内側円２０２はすべての位相において１よ
りも小さい大きさ（ｒｉｎ＜１）を有する極座標ベクト
ル点の軌跡である。外側円２０４はすべての位相におい
て１よりも大きい（ｒｏｕｔ＞１）値を有する極座標ベ
クトル点の軌跡である。これらの円（紙面と同じ平面内
における）の円周上の各ｋ位置サンプル点におけるＦ
FFTkおよびＦCZk（図示せず）の大きさの値は、これら
の各ｋ位置サンプル点におけるＺ座標（紙面に対して垂
直な）の値によって表わされる。方程式（１）または方
程式（２）の分母がゼロの値に近づく複素平面内の任意
の点で、ＦFFTkおよびＦCZkの局部的大きさの値が無限
大の最大値に向って上昇する極（例えばＰ１，Ｐ２，Ｐ
３，Ｐ４）が発生される。図２に示すように、内側円２
０２の内部に位置しているＰ１のような極は安定なＩＩ
Ｒフィルタと本質的に適合するが、内側環帯の内部に位
置する（すなわち、やはり単位円２００の中にある）Ｐ
３のような極は安定なＩＩＲフィルタとかろうじて適合
する。しかしながら、単位円２００の外部に位置してい
る極（例えばＰ２，Ｐ４）は不安定なＩＩＲフィルタを
表わしている。本発明はこれらの関係を利用して、最初
に、フィルタの不安定性を生じる極を識別してから、そ
のような極を排除する手段を提供する。このようにし
て、フィルタの時間領域の係数の大きさの和のが１より
も大きい、安定なＩＩＲゴースト除去フィルタを実現す
ることができる。
【００１８】最初の１組の、周波数領域のオーバサンプ
リングされたサンプル点ｋが内側円２０２の円周全体に
等間隔の位相角をなして設定される。第２の組の、周波
数領域のオーバサンプリングされたサンプル点ｋは単位
円２００の円周全体に同じ等間隔の位相角をなして設定
される。そして第３の組の、周波数領域のオーバサンプ
ルされたサンプル点ｋは外側円２０４の円周全体に同じ
等間隔の位相角をなして設定される。
リングされたサンプル点ｋが内側円２０２の円周全体に
等間隔の位相角をなして設定される。第２の組の、周波
数領域のオーバサンプリングされたサンプル点ｋは単位
円２００の円周全体に同じ等間隔の位相角をなして設定
される。そして第３の組の、周波数領域のオーバサンプ
ルされたサンプル点ｋは外側円２０４の円周全体に同じ
等間隔の位相角をなして設定される。
【００１９】３つのすべての円で同じ位相角をなすサン
プル点のチャープＺ変換の３つの値の勾配は、以下の６
つの状態の中の１つにおいて互いに関係している。
プル点のチャープＺ変換の３つの値の勾配は、以下の６
つの状態の中の１つにおいて互いに関係している。
【００２０】関係１は内側円２０２の中にある安定な極
Ｐ１を表わす。関係２は外側円２０４の外部にある不安
定な極Ｐ２を表わす。関係３〜関係６は内側環帯または
外側環帯の中にあるＰ３またはＰ４のような極を表わ
す。関係６は不安定な極Ｐ４を表わす。関係３，４，５
は何れもかろうじて安定な極Ｐ３を表わす。前述の３つ
の組について周波数領域のサンプル点ｋのすべてに対す
るチャープＺ変換の大きさの値を決めて、前述の６つの
勾配関係を各サンプル点の位相角に当てはめることによ
り、不安定な極の局所区域内にある位相角を判定するこ
とができる。更に、周波数領域の平面内で同じベクトル
値を維持しながら、周波数領域の平面のこのような局所
区域内の不安定な極の一方の側と他方の側でチャープＺ
変換値の間に各オーバサンプリングされたサンプル点に
おける値を線形的に補間することにより、この局所区域
内の最大チャープＺ変換値は平坦化され、それによっ
て、その不安定な極は排除される。特に、ｍ回オーバサ
ンプリングされたスペクトルの場合、排除しようとする
不安定な極に最も近い周波数領域内の＋／−ｍサンプル
点の間で補間が行われる。次に逆変換を計算して、新し
い時間領域の係数Ｘｎを作り出す。この逆変換は周波数
領域内で位相変更されたサンプルについてのみ計算する
必要がある。都合の悪いことに、周波数応答を変更し逆
変換を行うと、図１に示すゴースト除去フィルタの疎の
度合いが減少する。何故ならば周波数領域の変更は、フ
ィルタの２５６個ないし５１２個の係数ｘｎのすべて
に、これらが最初ゼロ係数であったのか非ゼロ係数であ
ったのかにかかわりなく、影響するからである。しかし
ながら、実験では大抵の場合、最初の非ゼロ係数の位置
で新しい時間領域の係数の逆変換を計算することによ
り、安定なゴースト除去ＩＩＲフィルタを達成すること
ができることが示されている。ひどく不安定なフィルタ
の場合、上述した処理を１回またはそれ以上繰り返す必
要があるかも知れない。更に、フィルタの安定性を得る
ためのこれらの周波数領域の変更はこのフィルタのゴー
スト消去特性をほとんど損わないことが判明している。
Ｐ１を表わす。関係２は外側円２０４の外部にある不安
定な極Ｐ２を表わす。関係３〜関係６は内側環帯または
外側環帯の中にあるＰ３またはＰ４のような極を表わ
す。関係６は不安定な極Ｐ４を表わす。関係３，４，５
は何れもかろうじて安定な極Ｐ３を表わす。前述の３つ
の組について周波数領域のサンプル点ｋのすべてに対す
るチャープＺ変換の大きさの値を決めて、前述の６つの
勾配関係を各サンプル点の位相角に当てはめることによ
り、不安定な極の局所区域内にある位相角を判定するこ
とができる。更に、周波数領域の平面内で同じベクトル
値を維持しながら、周波数領域の平面のこのような局所
区域内の不安定な極の一方の側と他方の側でチャープＺ
変換値の間に各オーバサンプリングされたサンプル点に
おける値を線形的に補間することにより、この局所区域
内の最大チャープＺ変換値は平坦化され、それによっ
て、その不安定な極は排除される。特に、ｍ回オーバサ
ンプリングされたスペクトルの場合、排除しようとする
不安定な極に最も近い周波数領域内の＋／−ｍサンプル
点の間で補間が行われる。次に逆変換を計算して、新し
い時間領域の係数Ｘｎを作り出す。この逆変換は周波数
領域内で位相変更されたサンプルについてのみ計算する
必要がある。都合の悪いことに、周波数応答を変更し逆
変換を行うと、図１に示すゴースト除去フィルタの疎の
度合いが減少する。何故ならば周波数領域の変更は、フ
ィルタの２５６個ないし５１２個の係数ｘｎのすべて
に、これらが最初ゼロ係数であったのか非ゼロ係数であ
ったのかにかかわりなく、影響するからである。しかし
ながら、実験では大抵の場合、最初の非ゼロ係数の位置
で新しい時間領域の係数の逆変換を計算することによ
り、安定なゴースト除去ＩＩＲフィルタを達成すること
ができることが示されている。ひどく不安定なフィルタ
の場合、上述した処理を１回またはそれ以上繰り返す必
要があるかも知れない。更に、フィルタの安定性を得る
ためのこれらの周波数領域の変更はこのフィルタのゴー
スト消去特性をほとんど損わないことが判明している。
【００２１】図３、図４および図５は、まとめて図２に
関して上述した方法を使用するシステムのフローチャー
トを示し、図１に示すＩＩＲゴースト除去フィルタのよ
うなＩＩＲディジタルフィルタが安定であるかどうかを
テストし、もし安定でなければ、係数を変更してフィル
タを安定化する。
関して上述した方法を使用するシステムのフローチャー
トを示し、図１に示すＩＩＲゴースト除去フィルタのよ
うなＩＩＲディジタルフィルタが安定であるかどうかを
テストし、もし安定でなければ、係数を変更してフィル
タを安定化する。
【００２２】図５に示すように、複素データは太い実線
で示し、実数データは細い実線で示し、オプション（虚
数）データは点線で示し、境界データは破線で示す。実
際には、データは実数かまたは複素数であるが、説明の
ために、データはすべて複素数であると仮定する。この
場合、システムはメモリ内のデータで開始する。メモリ
内のデータには、入力実数フィルタ係数のスカラーアレ
イ３００ａおよび入力虚数フィルタ係数のスカラーアレ
イ３０２ａが含まれており、これらは合成されて、時間
領域において複素入力フィルタ係数ｘｎを発生する。図
面全体にわたって、四角形内の記号｜×｜は、複素入力
フィルタ係数のような複素数量の大きさを表わす。｜×
｜は複素数量の実数成分と虚数成分の平方の和の平方根
の絶対値に等しい。境界条件として、複素入力フィルタ
係数に関してＣｈａｏテスト３０４ａが行われる。もし
Ｃｈａｏテスト３０４ａに合格すると、ＩＩＲフィルタ
は安定しており、それ以上のテストは必要とされない。
で示し、実数データは細い実線で示し、オプション（虚
数）データは点線で示し、境界データは破線で示す。実
際には、データは実数かまたは複素数であるが、説明の
ために、データはすべて複素数であると仮定する。この
場合、システムはメモリ内のデータで開始する。メモリ
内のデータには、入力実数フィルタ係数のスカラーアレ
イ３００ａおよび入力虚数フィルタ係数のスカラーアレ
イ３０２ａが含まれており、これらは合成されて、時間
領域において複素入力フィルタ係数ｘｎを発生する。図
面全体にわたって、四角形内の記号｜×｜は、複素入力
フィルタ係数のような複素数量の大きさを表わす。｜×
｜は複素数量の実数成分と虚数成分の平方の和の平方根
の絶対値に等しい。境界条件として、複素入力フィルタ
係数に関してＣｈａｏテスト３０４ａが行われる。もし
Ｃｈａｏテスト３０４ａに合格すると、ＩＩＲフィルタ
は安定しており、それ以上のテストは必要とされない。
【００２３】もしＣｈａｏテスト３０４ａに失敗すると
複素入力フィルタ係数は：（１）単位円２００に対して
は、データ選択器３０６ａの第１の入力に直接供給さ
れ、（２）乗算器３１０ａにより、内側円２０２に対す
るｒｎベクトル（ｒｉｎ＾ｎとして図示する）のスカラ
ー定数アレイ３０８ａを掛けた後に、データ選択器３０
６ａの第２の入力に供給されそして、（３）乗算器３１
４ａにより、外側内２０４に対するｒｎベクトル（ｒｏ
ｕｔ＾ｎとして図示する）のスカラー定数アレイ３１２
ａを掛けた後に、データ選択器３０６ａの第３の入力に
供給される。データ選択器３０６ａからの、おのおのの
選択された出力はＦＦＴ手段３１６ａに入力として順番
に供給される。その結果、ＦＦＴ手段３１６ａの出力に
おいて、単位円２００（方程式２のチャープＺ変換Ｆ
ｃｚｋは方程式１のＦＦＴ変換ＦＦＦＴｋに等しくな
る）に対しては上述の第２の組の、内側円２０２に対し
ては上述の第１の組の、そして外側内に対しては上述の
第３の組の、周波数領域にあるすべてのサンプル点ｋに
関してチャープＺ変換が順次に発生される。ＦＦＴ手段
３１６ａからの複素数出力は図４に送られる。更に、手
段３１８ａからの出力は、任意の係数ｘｎの複素数値が
ゼロであるかどうかを決定し、図４を通して図５に送ら
れるが、これについては図５に関連して以下に述べる。
複素入力フィルタ係数は：（１）単位円２００に対して
は、データ選択器３０６ａの第１の入力に直接供給さ
れ、（２）乗算器３１０ａにより、内側円２０２に対す
るｒｎベクトル（ｒｉｎ＾ｎとして図示する）のスカラ
ー定数アレイ３０８ａを掛けた後に、データ選択器３０
６ａの第２の入力に供給されそして、（３）乗算器３１
４ａにより、外側内２０４に対するｒｎベクトル（ｒｏ
ｕｔ＾ｎとして図示する）のスカラー定数アレイ３１２
ａを掛けた後に、データ選択器３０６ａの第３の入力に
供給される。データ選択器３０６ａからの、おのおのの
選択された出力はＦＦＴ手段３１６ａに入力として順番
に供給される。その結果、ＦＦＴ手段３１６ａの出力に
おいて、単位円２００（方程式２のチャープＺ変換Ｆ
ｃｚｋは方程式１のＦＦＴ変換ＦＦＦＴｋに等しくな
る）に対しては上述の第２の組の、内側円２０２に対し
ては上述の第１の組の、そして外側内に対しては上述の
第３の組の、周波数領域にあるすべてのサンプル点ｋに
関してチャープＺ変換が順次に発生される。ＦＦＴ手段
３１６ａからの複素数出力は図４に送られる。更に、手
段３１８ａからの出力は、任意の係数ｘｎの複素数値が
ゼロであるかどうかを決定し、図４を通して図５に送ら
れるが、これについては図５に関連して以下に述べる。
【００２４】図４に関して述べると、ＦＦＴ手段３１６
ａの出力において順次に発生され、（上述した）そして
図３から送られてくる３つの結果は複素アレイ３２０
ｂ，３２２ｂ，３２４ｂにそれぞれ貯えられる。おのお
のの連続的サンプル点ｋにおけるこの３つの結果の貯え
られた複素数値は複素アレイ３２０ｂ，３２２ｂ，３２
４ｂから同時に読み出され、これらの貯えられた複素数
値の大きさは、手段３２６ｂ，３２８ｂおよび３３０ｂ
により計算された後に、比較器３３２ｂ，３３４ｂおよ
び３３６ｂ、アンドゲート３３８ｂおよび３４０ｂ、そ
してオアゲート３４２ｂから成る論理手段に入力として
供給される。この論理手段の論理出力（オアゲート３４
２ｂの出力に現れる）は、先に述べた関係２または関係
６が存在する（周波数領域の複素平面内に不安定な極が
存在することを示す）場合にのみ“１”であり、それ以
外の場合には“０”である。
ａの出力において順次に発生され、（上述した）そして
図３から送られてくる３つの結果は複素アレイ３２０
ｂ，３２２ｂ，３２４ｂにそれぞれ貯えられる。おのお
のの連続的サンプル点ｋにおけるこの３つの結果の貯え
られた複素数値は複素アレイ３２０ｂ，３２２ｂ，３２
４ｂから同時に読み出され、これらの貯えられた複素数
値の大きさは、手段３２６ｂ，３２８ｂおよび３３０ｂ
により計算された後に、比較器３３２ｂ，３３４ｂおよ
び３３６ｂ、アンドゲート３３８ｂおよび３４０ｂ、そ
してオアゲート３４２ｂから成る論理手段に入力として
供給される。この論理手段の論理出力（オアゲート３４
２ｂの出力に現れる）は、先に述べた関係２または関係
６が存在する（周波数領域の複素平面内に不安定な極が
存在することを示す）場合にのみ“１”であり、それ以
外の場合には“０”である。
【００２５】手段３４４ｂは最初“０”の状態に設定さ
れ、そしてオアゲート３４２ｂからの論理出力“１”に
応答して“１”の状態に切り換えられる。従って、もし
複素アレイ３２０ｂ、３２２ｂ、３２４ｂに貯えられた
すべての複素数値のそれぞれの大きさが論理手段によっ
てテストされた後に、手段３４４ｂが依然として“０”
の状態にあるならば、不安定な極の存在は示されず、従
ってフィルタは安定している。従って、この場合、ブロ
ック３４６ｂに記載されるように、それ以上の処理は必
要とされない。
れ、そしてオアゲート３４２ｂからの論理出力“１”に
応答して“１”の状態に切り換えられる。従って、もし
複素アレイ３２０ｂ、３２２ｂ、３２４ｂに貯えられた
すべての複素数値のそれぞれの大きさが論理手段によっ
てテストされた後に、手段３４４ｂが依然として“０”
の状態にあるならば、不安定な極の存在は示されず、従
ってフィルタは安定している。従って、この場合、ブロ
ック３４６ｂに記載されるように、それ以上の処理は必
要とされない。
【００２６】手段３４８ｂは、入力として供給されるオ
アゲート３４２ｂからの論理出力“１”が発生する毎
に、それを発生させた論理手段に入力として手段３２６
ｂ，３２８ｂおよび３３０ｂを通して送られる、複素ア
レイ３２０ｂ，３２２ｂおよび３２４ｂから順次に読み
出される出力の序数値に対応する位置に、論理“１”を
貯える。手段３５０ｂは、すでに知られている技術（例
えば、重心あるいは最小２乗誤差）を使用して、手段３
４８ｂに貯えられた論理“１”のクラスターの中心の位
置を計算する。更に、複素アレイ３２０ｂからの出力
（単位円２００に対応する）は、手段３５２ｂにより直
交座標から極座標に変換され、手段３５２ｂの出力は、
手段３５０ｂの出力と共に、図５に送られる。
アゲート３４２ｂからの論理出力“１”が発生する毎
に、それを発生させた論理手段に入力として手段３２６
ｂ，３２８ｂおよび３３０ｂを通して送られる、複素ア
レイ３２０ｂ，３２２ｂおよび３２４ｂから順次に読み
出される出力の序数値に対応する位置に、論理“１”を
貯える。手段３５０ｂは、すでに知られている技術（例
えば、重心あるいは最小２乗誤差）を使用して、手段３
４８ｂに貯えられた論理“１”のクラスターの中心の位
置を計算する。更に、複素アレイ３２０ｂからの出力
（単位円２００に対応する）は、手段３５２ｂにより直
交座標から極座標に変換され、手段３５２ｂの出力は、
手段３５０ｂの出力と共に、図５に送られる。
【００２７】以上の説明から、もしフィルタがその最初
の１組のゼロ値および非ゼロ値係数で安定しているなら
ば、この事実は図３のＣｈａｏテストに合格することに
よりあるいは図４の手段３４４ｂの論理テストに合格す
ることにより、確立されることは明らかである。しかし
ながら、もしフィルタがこれらのテストの両方に失敗
し、従って、不安定であることが判明するならば、安定
にするために、（図５に示すような方法で）修復する必
要がある。
の１組のゼロ値および非ゼロ値係数で安定しているなら
ば、この事実は図３のＣｈａｏテストに合格することに
よりあるいは図４の手段３４４ｂの論理テストに合格す
ることにより、確立されることは明らかである。しかし
ながら、もしフィルタがこれらのテストの両方に失敗
し、従って、不安定であることが判明するならば、安定
にするために、（図５に示すような方法で）修復する必
要がある。
【００２８】図５に関して述べると、図４の手段３５２
ｂの出力におけるすべての複素極座標サンプルデータの
大きさと位相成分は、図５に送られ、大きさデータのス
カラーアレイとして手段３５４ｃの中にそして位相デー
タのスカラーアレイとして手段３５６ｃの中にそれぞれ
貯えられる。図４の手段３５０ｂの出力（不安定な極を
排除するために、位相値を平坦化する必要のある周波数
領域内の各局所区域の中央の位置を表わす）は制御入力
として手段３５８ｃに送られる。手段３５６ｃに貯えら
れるすべての位相データは順次に読み出され、信号入力
として手段３５８ｃに供給される。手段３５８ｃは、局
所区域内の２つの読み出された位相値に応答して、これ
ら２つの読み出された位相値の間に線形的に位相値を補
間する。２つの読み出された位相値はそれぞれ、その局
所区域の中央からｍ個のサンプル点だけ下にそしてｍ個
のサンプル点だけ上にある（従って、不安定な極を表わ
している、その局所区域の最大チャープＺ変換の大きさ
の値よりも著しく小さいチャープＺ変換の大きさの値に
対応する）。次に手段３５８ｃはこれらの補間された位
相値を、信号入力の一部として供給された、対応する最
初のサンプル点位相値の代りに入れる。手段３５８ｃの
出力におけるサンプル点の位相値は、位相データのスカ
ラーアレイとして手段３６０ｃの中に貯えられる。この
サンプル点の位相値には、図４において不安定な極を表
わしていることが判明した、全ての局所区域の代用され
た補間位相値と、不安定な極を表わす局所区域の一部で
ない、入力された最初の位相値とが含まれる。
ｂの出力におけるすべての複素極座標サンプルデータの
大きさと位相成分は、図５に送られ、大きさデータのス
カラーアレイとして手段３５４ｃの中にそして位相デー
タのスカラーアレイとして手段３５６ｃの中にそれぞれ
貯えられる。図４の手段３５０ｂの出力（不安定な極を
排除するために、位相値を平坦化する必要のある周波数
領域内の各局所区域の中央の位置を表わす）は制御入力
として手段３５８ｃに送られる。手段３５６ｃに貯えら
れるすべての位相データは順次に読み出され、信号入力
として手段３５８ｃに供給される。手段３５８ｃは、局
所区域内の２つの読み出された位相値に応答して、これ
ら２つの読み出された位相値の間に線形的に位相値を補
間する。２つの読み出された位相値はそれぞれ、その局
所区域の中央からｍ個のサンプル点だけ下にそしてｍ個
のサンプル点だけ上にある（従って、不安定な極を表わ
している、その局所区域の最大チャープＺ変換の大きさ
の値よりも著しく小さいチャープＺ変換の大きさの値に
対応する）。次に手段３５８ｃはこれらの補間された位
相値を、信号入力の一部として供給された、対応する最
初のサンプル点位相値の代りに入れる。手段３５８ｃの
出力におけるサンプル点の位相値は、位相データのスカ
ラーアレイとして手段３６０ｃの中に貯えられる。この
サンプル点の位相値には、図４において不安定な極を表
わしていることが判明した、全ての局所区域の代用され
た補間位相値と、不安定な極を表わす局所区域の一部で
ない、入力された最初の位相値とが含まれる。
【００２９】手段３５４ｃからの大きさのデータおよび
手段３６０ｃからの位相データは読み出され、手段３６
２ｃにより極座標から元の直交座標に変換され、周波数
領域データの複素アレイとして手段３６４ｃに貯えられ
る。チャープＺ変換とＦＦＴ変換は周波数領域の単位円
に関しては全く同じなので、手段３６４ｃから読み出さ
れた周波数領域のデータは逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）手段３
６６ｃにより時間領域内の新しい１組の複素係数に再び
変換することができる。この新しい１組は、最初の１組
が非ゼロ値の係数を含んでいた個々のフィルタタップに
おいて、周波数領域内に非ゼロ値の複素係数を含む可能
性がある。しかしながら、上述した不安定なフィルタの
修復では、周波数領域における不安定な極の局所区域で
のみ位相値が変えられ、周波数領域での大きさの値は少
しも変えられなかったので、それらの個々のフィルタタ
ップにおける時間領域内での、新しい１組の非ゼロ値複
素係数の値は通常は十分に小さいのでフィルタの安定性
に影響することはなく、無視することが許されるであろ
う。従って、時間領域における新しい１組のゼロ値およ
び非ゼロ値複素係数（これらはすべてＩＦＦＴ手段３６
６ｃの出力からゲート３６８ｃに入力として供給され
る）は、図３の手段３１８ａから図４を通って送られて
きたゲート３６８ｃへの制御入力の２進値に従って、ゲ
ート３６８ｃの出力において最初の１組のゼロ値および
非ゼロ値複素数に制限される。時間領域における新しい
１組の制限された複素係数の実数成分のスカラーアレイ
は手段３７０ｃに貯えられ、時間領域における新しい１
組の制限された複素係数の虚数成分のスカラーアレイは
手段３７２ｃに貯えられる。
手段３６０ｃからの位相データは読み出され、手段３６
２ｃにより極座標から元の直交座標に変換され、周波数
領域データの複素アレイとして手段３６４ｃに貯えられ
る。チャープＺ変換とＦＦＴ変換は周波数領域の単位円
に関しては全く同じなので、手段３６４ｃから読み出さ
れた周波数領域のデータは逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）手段３
６６ｃにより時間領域内の新しい１組の複素係数に再び
変換することができる。この新しい１組は、最初の１組
が非ゼロ値の係数を含んでいた個々のフィルタタップに
おいて、周波数領域内に非ゼロ値の複素係数を含む可能
性がある。しかしながら、上述した不安定なフィルタの
修復では、周波数領域における不安定な極の局所区域で
のみ位相値が変えられ、周波数領域での大きさの値は少
しも変えられなかったので、それらの個々のフィルタタ
ップにおける時間領域内での、新しい１組の非ゼロ値複
素係数の値は通常は十分に小さいのでフィルタの安定性
に影響することはなく、無視することが許されるであろ
う。従って、時間領域における新しい１組のゼロ値およ
び非ゼロ値複素係数（これらはすべてＩＦＦＴ手段３６
６ｃの出力からゲート３６８ｃに入力として供給され
る）は、図３の手段３１８ａから図４を通って送られて
きたゲート３６８ｃへの制御入力の２進値に従って、ゲ
ート３６８ｃの出力において最初の１組のゼロ値および
非ゼロ値複素数に制限される。時間領域における新しい
１組の制限された複素係数の実数成分のスカラーアレイ
は手段３７０ｃに貯えられ、時間領域における新しい１
組の制限された複素係数の虚数成分のスカラーアレイは
手段３７２ｃに貯えられる。
【００３０】手段３７０ｃと手段３７２ｃに貯えられた
新しい係数成分が、実際に安定したゴースト除去ＩＩＲ
フィルタを提供するかどうかを確かめるために、図３と
図４に関連して述べた原理を使用してこれらの新しい係
数による第２のテストを行うことが望ましい。もし新し
い係数がこの第２のテストに失敗するならば、図５に関
連して上述した原理を使用して、不安定なフィルタを修
復する第２の試みを行うこともできる。しかしながら、
フィルタの有する不安定な極が余りにも多過ぎるなら
ば、上述の原理はフィルタの意図した応答特性を相当変
えないかぎり安定な係数を供給することができないであ
ろう。従って、フィルタの不安定性を回復するには、限
られた数の試みだけが実現可能である。
新しい係数成分が、実際に安定したゴースト除去ＩＩＲ
フィルタを提供するかどうかを確かめるために、図３と
図４に関連して述べた原理を使用してこれらの新しい係
数による第２のテストを行うことが望ましい。もし新し
い係数がこの第２のテストに失敗するならば、図５に関
連して上述した原理を使用して、不安定なフィルタを修
復する第２の試みを行うこともできる。しかしながら、
フィルタの有する不安定な極が余りにも多過ぎるなら
ば、上述の原理はフィルタの意図した応答特性を相当変
えないかぎり安定な係数を供給することができないであ
ろう。従って、フィルタの不安定性を回復するには、限
られた数の試みだけが実現可能である。
【００３１】本発明の原理は、単位円、単位円の内側の
円および単位円の外側の円に関する周波数領域の複素平
面におけるチャープＺ変換サンプル点の大きさの勾配が
使用される、ここに選択された実施例に限定されない。
例えば、安定なまたは不安定な極の位置を表示するため
に、円弧、ら旋形または他の幾何学的形状の周波数領域
複素平面内の望ましい位置にあるチャープＺ変換サンプ
ル点の大きさの勾配を使用することもできる。更に、選
択された幾何学的形状内に位置するチャープＺ変換サン
プル点の大きさの勾配を使用して、不安定な極を含んで
いる単位円の外側に位置する周波数領域複素平面の特定
区域を所望の程度に局限することもできる。
円および単位円の外側の円に関する周波数領域の複素平
面におけるチャープＺ変換サンプル点の大きさの勾配が
使用される、ここに選択された実施例に限定されない。
例えば、安定なまたは不安定な極の位置を表示するため
に、円弧、ら旋形または他の幾何学的形状の周波数領域
複素平面内の望ましい位置にあるチャープＺ変換サンプ
ル点の大きさの勾配を使用することもできる。更に、選
択された幾何学的形状内に位置するチャープＺ変換サン
プル点の大きさの勾配を使用して、不安定な極を含んで
いる単位円の外側に位置する周波数領域複素平面の特定
区域を所望の程度に局限することもできる。
【図１】ディジタルテレビジョン受像機のゴースト除去
装置に使用されるタイプのＩＩＲディジタルトランスバ
ーサルフィルタのブロック図である。
装置に使用されるタイプのＩＩＲディジタルトランスバ
ーサルフィルタのブロック図である。
【図２】本発明の原理を説明するのに役に立つ、単位
円、単位円の内側の円および単位円の外側の円の複素
Ｉ，Ｑ平面内の周波数領域の図である。
円、単位円の内側の円および単位円の外側の円の複素
Ｉ，Ｑ平面内の周波数領域の図である。
【図３】図１に示すタイプのＩＩＲフィルタの不安定性
を検査しそして修復するために本発明で使用される手順
を示すフローチャートを構成する。
を検査しそして修復するために本発明で使用される手順
を示すフローチャートを構成する。
【図４】図１に示すタイプのＩＩＲフィルタの不安定性
を検査しそして修復するために本発明で使用される手順
を示すフローチャートを構成する。
を検査しそして修復するために本発明で使用される手順
を示すフローチャートを構成する。
【図５】図１に示すタイプのＩＩＲフィルタの不安定性
を検査しそして修復するために本発明で使用される手順
を示すフローチャートを構成する。
を検査しそして修復するために本発明で使用される手順
を示すフローチャートを構成する。
１００ 適応型タップ付きディジタル遅延ライン
１０２１〜１０２２５−１２７ 非ゼロ係数乗算器
１０４ 代数加算器
Ｘ１〜Ｘ２５−１２７ 乗算器（１０２１〜１０２
２５−１２７）の非ゼロ値係数 ２００ 単位円 ２０２ 内側円 ２０４ 外側円 ３０６ａ データ選択器 ３１６ｂ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）手段 Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４ 極
２５−１２７）の非ゼロ値係数 ２００ 単位円 ２０２ 内側円 ２０４ 外側円 ３０６ａ データ選択器 ３１６ｂ 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）手段 Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４ 極
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ポール ガザード ナツトソン
アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン
デイアナポリス サウス・エマーソン・
アベニユー 148
(72)発明者 デイビツド ローエル マクニーリイ
アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン
デイアナポリス ウオーブラー・コート
7832
(56)参考文献 特開 昭64−32577（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−62240（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04N 5/14 - 5/217
H03H 15/00
Claims (6)
- 【請求項１】 Ｎ個のタップ（Ｎは整数）を有する遅延
ラインを含んでいる無限インパルス応答（ＩＩＲ）ディ
ジタルトランスバーサルフィルタであって、個々の非ゼ
ロ値乗算係数は前記Ｎ個のタップの中の或るものだけと
関連し、ゼロ値係数は前記タップの残りのタップと関連
している前記ＩＩＲディジタルトランスバーサルフィル
タと、 時間領域における前記乗算係数値の大きさの和が１より
も大きい時に前記ＩＩＲディジタルトランスバーサルフ
ィルタが安定しているか否かを判定する判定装置とを含
み、 前記判定装置は、 複素数の同相（Ｉ）、直交（Ｑ）周波
数領域平面の１つまたはそれ以上の選択された局所区域
内で前記時間領域乗算係数値のチャープＺ変換の大きさ
のそれぞれの勾配に応答して、前記周波数領域平面にお
ける不安定な極の位置を表わす周波数領域平面の選択さ
れた局所区域内の前記勾配に従って前記判定を行う第１
の手段を含んでいる、 安定化システム。 - 【請求項２】 前記第１の手段が、さらに、前記ＩＩＲ
ディジタルトランスバーサルフィルタが不安定であると
判定すると、前記第１の手段に応答して、前記周波数領
域平面における不安定な極の位置を表わすと判定された
周波数領域平面の選択された局所区域内のチャープＺ変
換値に代えて補間値を置換使用し、これによって前記選
択された局所区域内の位相応答を平坦化する第２の手段
と、 前記周波数領域平面の前記選択された局所区域内の前記
置換使用された補間値の逆チャープＺ変換を実行して、
時間領域における前記乗算係数値を変更する第３の手段
とを含み、 以て、前記第１の手段、第２の手段および第３の手段を
１回あるいは必要があれば所定回数反復使用して処理す
ることにより、前記変更された乗算係数値の大きさの和
が１以上である時間区域における前記変更された乗算係
数値で前記ＩＩＲディジタルトランスバーサルフィルタ
を安定化する、請求項１に記載の安定化システム。 - 【請求項３】 前記第３の手段は、時間領域にある前記
変更された乗算係数値を、本来非０値乗算係数に関連す
る前記Ｎ個のタップの中の或るものだけに限定する第４
の手段を含むことを特徴とする請求項２に記載の安定化
システム。 - 【請求項４】 時間領域における前記乗算係数値は複素
数乗算係数値であることを特徴とする請求項１または２
に記載の安定化システム。 - 【請求項５】 前記ＩＩＲディジタルトランスバーサル
フィルタはディジタルテレビジョン受像機のゴースト除
去フィルタを構成し、前記遅延線の前記Ｎ個のタップの
中の前記或るものは選択可能であり、時間領域における
前記乗算係数の非０値はプログラム可能であることを特
徴とする請求項１または２に記載の安定化システム。 - 【請求項６】 前記選択された局所区域の各々は、
（１）前記周波数領域の平面における単位円上のサンプ
ル点、（２）前記周波数領域の平面における前記単位円
の内側の円上のサンプル点、および（３）前記周波数領
域の平面における前記単位円の外側の円上のサンプル
点、を含むことを特徴とする請求項５に記載の安定化シ
ステム。
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|---|---|---|---|
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| US07/891,582 US5282154A (en) | 1992-06-01 | 1992-06-01 | System for determining and repairing instability in an IIR filter suitable for use in deghosting apparatus |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0662282A JPH0662282A (ja) | 1994-03-04 |
| JP3464246B2 true JP3464246B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
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|---|---|---|---|
| JP16583893A Expired - Fee Related JP3464246B2 (ja) | 1992-06-01 | 1993-05-31 | 安定化システム |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5282154A (ja) |
| JP (1) | JP3464246B2 (ja) |
| KR (1) | KR100296659B1 (ja) |
| DE (1) | DE4317869B4 (ja) |
| GB (1) | GB2267619B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6300984B1 (en) * | 1998-01-13 | 2001-10-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Ghost-cancellation reference signals using spaced PN sequences |
| JP2002528778A (ja) * | 1998-10-27 | 2002-09-03 | シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト | 技術システムのパラメータをもとめるための方法及び装置 |
| GB9908813D0 (en) * | 1999-04-16 | 1999-06-09 | Sony Uk Ltd | Digital filtering |
| US6581080B1 (en) | 1999-04-16 | 2003-06-17 | Sony United Kingdom Limited | Digital filters |
| KR100923157B1 (ko) * | 2007-09-07 | 2009-10-23 | 한국전자통신연구원 | 중계기 수신채널의 역채널 추정 장치 및 그 방법 |
| KR20170000755U (ko) | 2015-08-20 | 2017-03-02 | 김인곤 | 바인더 |
| CN105629219B (zh) * | 2015-12-29 | 2018-03-06 | 大连楼兰科技股份有限公司 | 均衡测距精度与运算量的方法 |
| KR102338456B1 (ko) * | 2017-07-24 | 2021-12-13 | 아이오와 스테이트 유니버시티 리서치 파운데이션, 인코퍼레이티드 | 처프 Z-변환을 O(n log n) 시간 및 O(n) 메모리로 반전시키기 위한 시스템 및 방법 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06105867B2 (ja) * | 1987-12-18 | 1994-12-21 | 松下電器産業株式会社 | フィルタ係数演算装置 |
| US5058047A (en) * | 1989-05-30 | 1991-10-15 | Advanced Micro Devices, Inc. | System and method for providing digital filter coefficients |
| JP2647967B2 (ja) * | 1989-06-08 | 1997-08-27 | 株式会社 ケンウッド | ディジタルフィルタ |
| US5050119A (en) * | 1989-10-06 | 1991-09-17 | North American Philips Corporation | Optimized sparse transversal filter |
| DE59009293D1 (de) * | 1990-03-26 | 1995-07-27 | Siemens Ag | Adaptives rekursives Digitalfilter. |
| JPH0834407B2 (ja) * | 1990-06-28 | 1996-03-29 | 株式会社東芝 | 入力加重形トランスバーサルフィルタ |
| US5065242A (en) * | 1990-06-29 | 1991-11-12 | General Electric Company | Deghosting apparatus using pseudorandom sequences |
-
1992
- 1992-06-01 US US07/891,582 patent/US5282154A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-05-26 GB GB9310900A patent/GB2267619B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-05-28 DE DE4317869A patent/DE4317869B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-05-31 JP JP16583893A patent/JP3464246B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-06-01 KR KR1019930009778A patent/KR100296659B1/ko not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| JPH0662282A (ja) | 1994-03-04 |
| GB2267619B (en) | 1995-11-22 |
| GB2267619A (en) | 1993-12-08 |
| DE4317869B4 (de) | 2007-01-11 |
| GB9310900D0 (en) | 1993-07-14 |
| KR100296659B1 (ko) | 2001-10-22 |
| DE4317869A1 (de) | 1993-12-02 |
| US5282154A (en) | 1994-01-25 |
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