JP3244522B2 - 適応型フィルタリング方法及び適応型フィルタ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は適応型フィルターに関
し、より詳細には、周知のノイズ信号を有する連続的な
刺激に応じてかかるフィルターの特性を適応させる方法
と装置とに関する。

【０００２】

【従来の技術】適応型フィルターは当該技術分野におい
て周知であり、多くの応用に広く用いられている。通
常、このようなフィルターは有限インパルス応答（ＦＩ
Ｒ）の形態で実施され、ＦＩＲ係数はフィルター出力信
号の検出された特性に応じてダイナミックに変動可能で
ある。

【０００３】適応型フィルターの応用例としては、不完
全アナログエイリアス防止フィルター用のイコライザと
しての応用がある。フーリエ型スペクトラムアナライザ
等の多くの電子信号測定機器において、エイリアス防止
フィルターは、アナログ入力信号をそれがデジタルの形
態（この形態において信号は次の処理を受ける）に変換
される前に低域通過させるのに用いられる。このフイル
タリングは、変換処理によって対象となる測定帯域にエ
イリアスを発生させるイメージ項が生じないようにする
ために必要である。

【０００４】アナログエイリアス防止フィルターは（ま
た実際にはほとんどすべてのアナログフィルターは）、
遮断周波数以上の信号を減衰するのには有効であるが、
信号解析機器に要求される完全にフラットな通過帯域応
答と位相の直線性に欠けている。代わりに、通過帯域内
の信号の減衰度は小量から相当量まで増大し、位相特性
は不規則である。

【０００５】望ましくないスペクトル応答を補償する方
法の一つに、エイリアス防止フィルターとアナログ／デ
ジタル変換器の後段に、アナログフィルターのスペクト
ル応答と等しいが反対のスペクトル応答を有するデジタ
ルフィルターをカスケード接続し、信号成分を前に受け
た減衰に比例して遮断周波数の近くまで強調する方法が
ある。この構成によって、機器の応答のフラットさと位
相の直線性が維持される。

【０００６】前述の応用例のデジタルフィルターは、エ
イリアス防止フィルターの特性の変化に応じてその特性
を変えることができるように適応型とすることが望まし
い。（エイリアス防止フィルターの特性は、経過時間あ
るいは温度、あるいは別のエイリアスフィルターへの交
換によって変わることがある。）フィルター係数の更新
について、従来技術ではフィルターを既知の信号で刺激
し、フィルター係数を調整して所望の出力信号を得る方
法が提案されている。たとえば、アナログエイリアス防
止フィルターとデジタル均等化フィルターのカスケード
接続された組合せは、チャープ信号あるいは白色ノイズ
信号といった広帯域信号によって刺激することができ、
フィルター係数は、出力信号が入力信号と同じスペクト
ル成分を持つに至るまで調整することができる。

【０００７】前述の方法、また実際には適応型フィルタ
ーの係数をプログラムする従来の方法の多くにおける重
大な欠点は、通常の入力信号が中断され代わりに周知の
校正信号が印加される専用の校正サイクルを必要とする
ことである。そのフィルターが処理すべき信号をフィル
タリングしながら、同時にフィルター係数をダイナミッ
クにプログラムすることができればはるかに好適であ
る。これは、従来技術においては、入力データ信号の特
性の幾分かをたまたま前もって知っていることによって
達成された限られた例があるだけであり、一般にはこう
はならない。

【０００８】

【発明の目的】本発明は、フィルターの通常のフィルタ
リング動作中、フィルター係数を連続更新することので
きる適応型フィルター装置を提供することを目的とす
る。

【０００９】

【発明の概要】本発明によれば、適応型フィルターの係
数はフィルターの通常の動作中に連続的に更新される。
これは、入力データ信号上に周知のノイズ信号を重畳す
ることによって達成される。フイルターの出力では、こ
の周知のノイズ信号の対応分が差し引かれ、その結果得
られた信号が、ノイズ信号の過去のサンプルと相互相関
される。次に、フィルター係数が、この相関に応じて、
この信号とノイズ信号との相関が最小限となるように更
新される。本発明の以上の特徴および利点、また他の特
徴および利点は、添付図面を参照して行う以下の詳細な
説明からより明確になるであろう。

【００１０】

【実施例】図１において、本発明の一実施例による適応
型フィルターシステム１０は、入力１２、出力１４、ア
ナログエイリアス防止フィルター１６、アナログ／デジ
タル変換器（ＡＤＣ）１８、フィルター係数ｆ_O 〜ｆ_N
がＮ個の関連するアキュムレータ２２に記憶されたＮタ
ップのインパルス応答フィルター２０、デジタルノイズ
源２４、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）２６、Ｎ
タップのシフトレジスタ３０と一連の論理ユニット３２
とからなる相互相関器２８、疑似エイリアス防止フィル
ター３４、整形フィルター３６、アナログ総和器３８、
デジタル差分回路４０、およびデジタルスケーリング回
路４２を有する。

【００１１】入力端子１２に印加される信号は、デジタ
ルの形態に変換すべき任意のアナログ信号である。ここ
に図示する実施例では、この回路は、入力信号のスペク
トル成分を、当該測定帯域にわたって特徴付ける信号解
析装置の前段として設けられる。このような機器はデジ
タル信号処理技術を採用し、したがって入力信号をまず
デジタルの形態に変換することが必要となる。

【００１２】ＡＤＣ１８による変換に先立って、入力信
号はエイリアス防止フィルター１６によって帯域制限さ
れ、対象となる測定帯域にエイリアスを発生させる高周
波成分が減衰される。エイリアスとは信号周波数の２倍
以下の周波数Ｆ_sampleでサンプリングされた信号成分が
約ｆ_sample／２に関してスペクトル的に鏡映され、低周
波数信号として現れる、サンプリングデータシステムの
異常をいう。

【００１３】エイリアス防止フィルター１６は、ｆ
_sample／２以上に及ぶ入力信号の成分を減衰して、測定
帯域に反映されるそのエイリアスが無視できる程度にな
るようにするものである。通常、このようなフィルター
は、ｆ_sample／２以上の信号に対して８０ｄＢ以上の減
衰値を有する。

【００１４】入力信号はまだデジタルの形態に変換され
ていないため、エイリアス防止フィルター１６はアナロ
グ回路で実施しなければならない。アナログフィルター
技術を用いて遮断帯域内で所望の減衰を達成することが
可能であるが、通常帯域特性に問題がある。図２（Ａ）
に示すように、アナログエイリアス防止フィルターの振
幅応答は、一般に通過帯域中で周波数とともに低下す
る。ただし、この応答は不規則である。このフィルター
の位相関数はさらに悪く、特に、もっともフラットな振
幅応答を得るために最適化された多極フィルターの場
合、大きな位相ずれを起こす。対象となる測定帯域は数
オクターブにわたることがあるため、入力信号の異なる
スペクトル成分の相対的な振幅と位相に重大なひずみが
発生する可能性がある。

【００１５】このひずみを保証するために、デジタル均
等化フィルター２０がアナログフィルターとＡＤＣの後
にカスケード接続され、アキュムレータ２２に記憶され
た係数によってアナログフィルターの効果に等しいが反
対の効果を有するようにプログラムされる（図２
（Ｂ））。その効果（図２（Ｃ））は理想的な複合フィ
ルター応答、すなわち対象測定帯域中でフラットな振幅
応答と直線的な位相応答を得ることである。

【００１６】もちろん適正なイコライゼーションを行う
には、デジタルフィルターの係数を適正にプログラムす
ることが重要である。本発明の図示した実施例では、こ
れは入力信号に既知のノイズ信号を連続的に加え、複合
フィルター出力信号からこのノイズ信号を差し引き、出
力信号に残るノイズが０になるように係数を適合させる
ことによって実時間で達成される。

【００１７】この既知のノイズ信号は、ここでは単一ビ
ット疑似ランダムノイズ信号源２４によって提供され
る。このノイズ信号のアナログの相当分がＤＡＣ２６に
よって提供されアナログ総和器回路３８によって端子入
力１２に印加される入力信号と合計される。この複合信
号がカスケード接続されたフィルター１６、２０によっ
てフィルタリングされ、その結果得られる原出力信号が
デジタル差分回路４０の入力に印加される。この原出力
信号から、以下により詳細に説明する整形フィルター３
６から提供されるノイズ信号に対する第１のデジタルの
相当分が差し引かれる。この差し引きの結果が“得られ
る”信号であり、これが端子１４に出力され、また相関
器回路２８にフィードバックされる。

【００１８】フィルター２０の係数が適正に選択されれ
ば、原フィルター出力信号のノイズ成分は（少なくとも
対象帯域においては）元のノイズ信号と同じスペクトル
組成とならなければならない（すなわち、カスケード接
続されたフィルターの正味応答はノイズの位相あるいは
振幅特性を変えてはならない。）相当ノイズ信号がデジ
タル差分回路４０によって差し引かれた後、その結果得
られる信号は入力アナログ信号に対する帯域制限された
デジタルの相当分であり、そこからはノイズ成分が正確
に打ち消されていなければならない。

【００１９】以下にさらに詳細に説明するように、上記
のシステム１０はこの得られた信号のノイズ成分をゼロ
にするフィードバックループとして動作する。これはノ
イズ発生器２４から回路出力１４への伝達関数を（ａ）
カスケード接続されたフィルターを通る通路と（ｂ）整
形フィルターを通る通路３６の二つの通路で正確に同じ
になるようにすることによって行われる。カスケード接
続されたフイルター中の伝達関数は可変であり、整形フ
ィルター３６中の伝達関数は一定であるため、前者は収
れんして後者と一致する。

【００２０】次にこの収れんを行うためにフィルター２
０を適応させる方法を説明する。図示したシステムが動
作する基本的な前提はノイズ信号が相関されていないラ
ンダムな変数であり、これは入力信号に対して相関され
ていないことである。

【００２１】この非相関かつランダムという制約条件は
単にノイズ信号波形のいかなるポイントにおいても次の
サンプルが“０”である可能性が“１”である可能性に
等しいことを意味する。この前提の当然の帰結は、時が
たてばノイズ信号はこの二つの２値的な状態の中間の平
均値、あるいは０．５の値をとるということである。

【００２２】非相関という条件は単に入力信号はノイズ
信号の相関的要素（あるいはその逆）では全くないこと
を意味する。この前提の当然の帰結は、ノイズ信号が
“１”である時の入力信号の平均値はノイズ信号が
“０”である時の入力信号の平均値と全く同じであるこ
とである。

【００２３】以後の分析とハードウエアを簡略化するた
めに、それに対して相関性が判定されるノイズ信号は
“１”と“０”ではなく＋１と−１の２値的な状態を有
するものと考えられる。したがってこのノイズ信号の長
期的な平均値は０になる。

【００２４】これらの前提から各クロック周期のノイズ
信号と入力データ信号の積として定義される級数の合計
は、十分長い時間で見た場合、ほぼ０に等しくなる。す
なわち、 （ノイズ）＊（入力）≒０ ノイズ信号は（同じ確率で）＋１か−１のいずれかであ
るため、この総合計はノイズ信号が＋１であるか−１で
あるかに応じてアキュムレータに入力信号の値を加算す
るか減算するかのいずれかと言い換えることができる。
時間がたてば、アキュムレータに蓄積された値はゼロに
近づく。

【００２５】入力信号がノイズ信号に対して非相関であ
るのと同様に、カスケード接続されたフィルターによっ
て帯域制限された入力信号（すなわち、図１の“得られ
た”信号）も非相関でなければならない。したがって、
得られた信号が、ノイズ信号が“１”である各クロック
周期にあるアキュムレータに加算され、ノイズ信号が
“−１”である各クロック周期にこのアキュムレータか
ら減算される場合、このアキュムレータはゼロにならな
ければならない。

【００２６】このようなアキュムレータがゼロになら
ず、連続して増大する場合、これはこの得られた信号が
ノイズ信号が“＋１”である時のほうが“−１”である
時より平均して大きいことを意味する。逆に、アキュム
レータが連続して減少する場合、これはこの得られた信
号がノイズ信号が“−１”である時のほうが“＋１”で
ある時より平均して大きいことを意味する。いずれの状
態もこの得られた信号とノイズ信号の間に望ましくない
相関があることを意味する。

【００２７】説明を進める前にフィルター２０の動作と
この得られた信号とノイズ信号の間の相関が明らかにな
る過程を検討することが有益である。当該技術に精通す
る者には自明のことであるが、フィルター２０は記憶さ
れたフィルター係数で複数の遅延された信号サンプルを
重み付けし、重み付けされたサンプルを合計して各クロ
ック周期ごとに一つの出力データを生成することによっ
て動作する。このようなフィルターのブロック図を図３
に示す。ｆ_O 、ｆ₁、ｆ₂ 、…、ｆ_N は記憶された重み
付け係数である。図示した実施例においては、これらの
係数はアキュムレータ２２に記憶され、それらとともに
記憶される以下に説明するアキュムラントＣ₀ 、Ｃ₁ 、
Ｃ₂ 、…、Ｃ_N によって絶えず洗練される。

【００２８】得られた信号はこのように単に複合信号の
現在の値（この複合信号は入力信号とノイズ信号の合
計）の相関的要素であるばかりではなく、それに先立つ
いくつかの（Ｎ−１、Ｎはフィルター２０中のタップの
数）クロック周期における値の相関的要素でもある。し
たがって相関はこの得られた信号と現在のノイズサンプ
ルの間に存在するばかりではなく、この得られた信号と
Ｎ−１個の前のノイズサンプルとの間にも存在する。

【００２９】現在得られた信号と過去のいくつかのノイ
ズサンプルの間に存在する可能性のある相関を識別する
には上述したようなアキュムレータ技術が、過去のＮ個
のノイズサンプルのそれぞれについて１回ずつ、計Ｎ回
くり返される。シフトレジスタ３０が採用され、過去の
Ｎ個のサンプルが桁送りされ、Ｎ個の出力端子で使用可
能である。こらＮ個の出力端子はＮ個のアキュムレータ
２２とフィルター２０のＮ個のタップに対応する。各ク
ロックサイクルにおいて、論理ユニット３２が、シフト
レジスタのそれに対応する出力上の履歴ノイズ信号サン
プルが“１”であるアキュムレータからこの得られた信
号を減算し、それに対応する履歴ノイズ信号サンプルが
“−１”であるアキュムレータにこの得られた信号を加
算する。この加算／減算動作がここで入れ換えられてい
ることがわかる。これはアキュムレータ値の収れんのた
めに必要である。同じ基本原理がここでもあてはまる。
すなわち、 （ノイズ）＊（入力）＝（−１）＊（ノイズ）＊（入
力）≒０

【００３０】フィルターが適正にプログラムされている
場合、デジタル差分回路４０によって減算されたノイズ
信号は、フィルターの出力信号のノイズ成分を正確に打
ち消す。しかし、フィルターの重み付け係数の一つが大
きすぎるか小さ過ぎる場合、この打ち消しは不完全であ
り、得られる信号には小さなノイズ成分が含まれる。

【００３１】例としてフィルターの係数がｆ₂ を除いて
すべて正しく、ｆ₂ は正しい値より１０％大きい値を有
するものと仮定する。すると、各複合信号サンプルはフ
ィルター２０のＺ^-2番目の段（図３）で処理されるとき
フィルター出力信号に反比例してはたらき、フィルター
出力を（複合信号サンプルの値に応じた範囲で）正しい
値よりわずかに大きくする。Ｚ^-2番目の段で処理されて
いる複合信号サンプルが“０”のノイズ成分を有する場
合、このノイズ成分はフィルターの出力信号中では拡大
されない（０の１１０％は０である）。このようにして
デジタル差分回路４０中のノイズ信号の減算は正常に進
められる。しかし、Ｚ^-2番目の段で処理されている複合
信号サンプルが“１”のノイズサンプル成分を含む場
合、このノイズ成分は１０％拡大される。このノイズ信
号がデジタル差分回路４０のフィルター出力信号から減
算されるとき、‘１”のノイズ信号の存在によって加わ
るこの１０％の超過は出力信号中に打ち消されずに残
る。その効果は、得られる信号がＺ^-2番目の段で処理さ
れている複合信号サンプルのノイズ成分が“１”である
とき、それが“０”であるときよりごくわずかに大き
い。

【００３２】このわずかな差によってｆ₂ アキュムレー
タから減算される信号の値は、ｆ₂ アキュムレータに加
算される信号の値よりわずかに大きく、ｆ₂ アキュムレ
ータに記憶された係数の値は、正しい値に向かって下方
にドリフトする。正しい値に達すると、上述した現象は
なくなり、その後、アキュムレータは同量だけインクリ
メントおよびデクリメントされ、その値をほぼ一定に保
つ。

【００３３】上述の過程は、Ｎ個のアキュムレータのそ
れぞれについて連続的に実行され、各フィルター係数を
それぞれの係数に対応するノイズサンプルが“０”であ
るときと“１”であるときとの平均信号値の間の不均衡
に応じて上下に引く。

【００３４】“引く”というのは、全信号値が各クロッ
ク周期中に係数アキュムレータ２２をさまざまにインク
リメントおよびデクリメントするのに用いられる場合に
は誤った言い方である。なぜなら、この得られる信号は
非常に大きい場合があるためである。アキュムレータの
長期的平均値は、適切な係数を表すものであるが、瞬時
値は一般に大きくそれから外れたものとなる。

【００３５】この問題を解決するために、デジタルスケ
ーリング回路４２を採用してこの得られる信号をアキュ
ムレータをインクリメントあるいはデクリメントする前
に数１００あるいは数１０００分の１に減少させる。本
発明の好適な態様においては、このスケーリング回路は
プログラム可能なビットシフタである。まず、回路１０
の電源投入に続いて、このビットシフタが１２８で割る
（７ビット位置）といった粗いモードで動作する。この
レートで数１０００のサンプルが処理されたとき、アキ
ュムレータは全体として適切な係数に吸れんする。その
後、このビットシフタは、１０２８で割る（１０ビット
位置）といった細かいモードで動作して、このおおよそ
の係数値をさらに適切なものとする。

【００３６】以上説明したように、プログラム可能なフ
ィルター２０は、エイリアス防止フィルターのフラット
でない応答をあらゆる周波数にわたって補償するように
適応する。しかし、対象となる測定帯域を越える周波数
は、この応用では無関係である。さらに、プログラム可
能なフィルター２０が、エイリアス防止フィルター１６
によってフィルタリングされた信号のある特定のスペク
トル成分中の２０−３０ｄＢの相違を均等化するために
は、フィルター２０の係数自体に非常に小さい値から非
常に大きな値までのばらつきがある。この係数に１０
０，０００：１の比率のばらつきがある場合、最大の値
は最小の値より１６ビット長くなる。対象帯域中でフラ
ットな応答を確実とするために、すべての係数が小数点
以下数桁まで正確でなければならず、最小の係数はそれ
を表すのに１２以上のビットを要する場合がある。した
がって最大の係数は２４以上のビットを有する。この長
さの係数を有するフィルターは複雑な掛け算器を必要と
するため実施する場合コスト高となる。

【００３７】理想的なフィルター応答は、装置の対象と
する測定帯域においてのみ必要であるため、エイリアス
防止フィルターは、この帯域においてのみ均等化され
る。その結果、フィルター係数が簡略化され、フィルタ
ー内部の掛け算器回路がかなり簡略化される。

【００３８】帯域制限された均等化は、帯域制限伝達関
数を有する整形フィルター３６を設けることによって行
われる。カスケード接続されたフィルターの伝達関数
は、形状フィルター３６の伝達関数に一致するようにサ
ーボされるため、それによってカスケード接続されたフ
ィルター中の帯域制限された均等化が達成される。整形
フィルターはまた、ＤＡＣ２６のサンプルおよびホール
ド動作によって導入されるゼロオーダーホールド整形
（すなわち、ｓｉｎ（ｘ）／ｘロールオフ）の修正に採
用することができる。

【００３９】対象となる測定帯域中で所望のフラットな
振幅応答／フラットな位相対応を達成するには、整形フ
ィルター３６には厳しい要求が課せられる。なぜなら、
カスケード接続されたフィルターが一致するようにサー
ボされる基準となる“理想の”応答特性を、この整形フ
ィルターが提供するためである。しかし、整形フィルタ
ーは単一ビットのデータストリームをフィルタリングす
るだけであるため、フィルター３６は数１００のタップ
を有するＦＩＲフィルターとすることができ、またかな
り簡単に実施することができる。通常これを実施する場
合、シフトレジスタによってアドレス指定される一連の
読みだし専用記憶装置を用い、これを介してノイズ信号
はクロックされる。エイリアス防止フィルター１６（図
２（Ａ））とプログラム可能な均等化フィルター２０
（図２（Ｂ））の合計された応答を示す図２（Ｃ）はこ
の整形フィルター３６の図と一致する。

【００４０】上述したフィルタートポロジーはＨｏｎｉ
ｇその他のＡｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒｓ（１９８
４年）４９−５２ページに説明されているようなＬＭＳ
確率的勾配アルゴリズムを用いた適応型フィルターとあ
る種の共通性を有する。しかし、相違点の一つとして、
本発明では、得られた信号をエイリアス防止フィルター
の出力信号に対して相関させないことである。むしろ本
発明では、得られた信号を（以下により詳細に説明す
る）模擬エイリアス防止フィルター３４の出力信号に対
して相関させる。実際のエイリアス防止フィルターの出
力は、ノイズ項よりはるかに大きい回路入力１２からの
信号を含む。したがって、この回路入力１２からの信号
は、ノイズ項より優位であり、標準ＬＭＳ適応型フィル
ターにこのフィルターの出力信号中の固定項をゼロにさ
せ、これは望ましくない結果である。図示した実施例で
は、ノイズ信号だけが印加される模擬エイリアス防止フ
ィルター３４を用いてこの問題を防止している。次の分
析からわかるように、この模擬エイリアス防止フィルタ
ーによる実際のエイリアス防止フィルターの応答の近似
は、設計上はさほど正確である必要はない。

【００４１】入力端子１２（およびノイズ源２４）から
アナログエイリアスフィルター１６への（サンプリング
される時間領域での）伝達関数をＨ（ｚ）とすると、 Ｈ（ｚ）＝ｈ₀ ＋ｈ₁ ｚ ^-1 ＋ｈ₂ ｚ^-2＋…ｈ_N ｚ^-N …（１） であり、ｚ^-1は直前のクロック周期中にサンプリングさ
れた入力信号である。これは適応型フィルター２０が均
等化すべき理想的でない伝達関数である。

【００４２】適応型均等化フィルター２０の伝達関数を
Ｆ（ｚ）とすると、 Ｆ（ｚ）＝ｆ₀ ＋ｆ₁ ｚ^-1＋ｆ₂ ｚ^-2＋…ｆ_N ｚ^-N （２） であり、二つのカスケード接続されたフィルター１６、
２０の複合結果はＨ（ｚ）Ｆ（ｚ）あるいは、 ｈ₀ ｆ₀ ＋（ｈ₀ ｆ₁ ＋ｈ₁ ｆ₀ ）ｚ^-1＋（ｈ₀ ｆ₂ ＋
ｈ₁ ｆ₁ ＋ｈ₂ ｆ₀ ）ｚ^-2＋…（３） である。整形フィルター３６の伝達関数をＳ（ｚ）とす
ると、 Ｓ（ｚ）＝ｓ₀ ＋ｓ₁ ｚ^-1＋ｓ₂ ｚ^-2＋…ｓ_N ｚ^-N （４） ノイズ源２４から回路出力端子１４への伝達関数をＸ
（ｚ）とするとこれはＨ（ｚ）Ｆ（ｚ）とＳ（ｚ）の差
であり、最終的にはゼロになる。 Ｘ（ｚ）＝（ｈ₀ ｆ₀ −ｓ₀ ） ＋（ｈ₀ ｆ₁ ＋ｈ₁ ｆ₀ −ｓ₁）ｚ^-1 ＋（ｈ₀ ｆ₂ ＋ｈ₁ ｆ₁ ＋ｈ₂ｆ₀ −ｓ₂ ）ｚ^-2 ＋…（５）

【００４３】模擬エイリアス防止フィルター３４の伝達
関数をＡ（ｚ）とすると、 Ａ（ｚ）＝ａ₀ ＋ａ₁ ｚ^-1＋ａ₂ ｚ^-2＋…ａ_N Ｚ^-N （６） である。

【００４４】相関器２８はＡ（ｚ）とＸ（ｚ）の対応す
る項を乗算して以下の相関積を得る。これらは係数
ｆ₀ 、ｆ₁ 、ｆ₂ …、ｆ_N とともにアキュムレータ２２
に蓄積される。 ｃ₀ ：ａ₀ （ｈ₀ ｆ₀ −ｓ₀ ） ＋ａ₁ （ｈ₀ ｆ₁ ＋ｈ₁ ｆ₀ −ｓ₁ ） ＋ａ₂ （ｈ₀ ｆ₂ ＋ｈ₁ ｆ₁ ＋ｈ₂ ｆ₀ −ｓ₂ ） ＋… ｃ₁ ：ａ₀ （ｈ₀ ｆ₁ ＋ｈ₁ ｆ₀ −ｓ₁ ） ＋ａ₁ （ｈ₀ ｆ₂ ＋ｈ₁ ｆ₁ ＋ｈ₂ ｆ₀ −ｓ₂ ） ＋−… ｃ₂ ：ａ₀ （ｈ₀ ｆ₂ ＋ｈ₁ ｆ₁ ＋ｈ₂ ｆ₀ −ｓ₂ ） ＋ａ₁ （ｈ₀ ｆ₃ ＋ｈ₁ ｆ₂ ＋ｈ₂ ｆ₁ ＋ｈ₃ ｆ₀ −ｓ₃ ） ＋… （７）

【００４５】ノイズサンプルどうしは非相関であるとす
ると、同じ遅延を有する項だけが相関し、式（７）に表
す簡略化された積が得られる。相関器２８への入力が実
際のエイリアス防止フィルター１６の出力から直接取ら
れる場合、上式のＡ伝達関数（模擬フィルター３４）と
Ｈ伝達関数（アナログフィルター１６）の係数は等し
い。その結果、制御されているフィルター係数によって
決まる出力の部分は、常に同じ符号を有し、したがって
常に（利得が適切に選択される場合）収れんする。

【００４６】収れん条件の一例としてはｃ₀ 項の検討が
ある。ｃ₀ の結果はｆ₀ を制御するのに用いられ、（逆
の符号で）ｆ₀ に蓄積される。ｆ₀ が大きすぎる場合、
ｃ₀ の結果はｆ₀ アキュムレータから減算しうるように
増大しなければならない。ｃ ₀ 相関中のｆ₀ 項のみをグ
ループ化すると、 （ａ₀ ｈ₀ ＋ａ₁ ｈ₁ ＋ａ₂ ｈ₂ ＋…）ｆ₀ （８） となり、ａ₀ はｈ₀ と同符号、ａ₁ はｈ₁と同符号であ
ることは明らかである。同符号でない場合、フィードバ
ックは正であり、この級数は収れんするかわりに発散す
る。

【００４７】つまり、模擬エイリアス防止フィルター３
４の唯一の条件は、ａ₀ の符号がｈ₀ の符号と同じであ
り、ａ₁ の符号がｈ₁ の符号と同じであることである。
その大きさは、収れんに関しては重要ではない。実施を
容易にするために、ａ₀ 、ａ₁ …の大きさはすべて
“１”とすることができる。ａ₀ 、ａ₁ 、ａ₂ …項のす
べてを用いる必要がないため、実施はさらに容易であ
る。（それがシミュレートしているｈ₀ 項がゼロでない
限り）最小値はａ₀ である。ｈ₀ が正であればａ₀ は
“１”であり、ｈ₀ が負であればａ₀ は“−１”であ
る。ノイズでは“＋１”あるいは“−１”と考えられる
ため、一つの項をシミュレートしたフィルター３４の出
力は“＋１”か“−１”のいずれかである。

【００４８】２つあるいはそれ以上の項が用いられる場
合、収れんはより高速である。図４に示すローパスエイ
リアス防止フィルター１６のインパルス反応を考える
と、ここから二つの項ｈ₀ およびｈ₁ が取られる。ｈ₀
とｈ₁ はいずれも正であり、ａ₀ とａ₁はともに“＋
１”に等しい。模擬フィルター３４もまた“０／１”２
値ノイズ信号の“−１／＋１”形式への変換を行う場
合、模擬フィルターの入力と出力の関係は表１に示す通
りである。

【００４９】

【表１】

【００５０】この場合、＋２、０および−２の値は＋
１、０および−１にスケーリングすることができる。こ
の例の相関器２８の論理ユニット３２はシフトレジスタ
３０の対応する出力が＋１、０あるいは−１のいずれで
あったかに応じて係数アキュムレータ２２のそれぞれに
ついてこれら三つの動作のうちの一つを行う。シフトレ
ジスタ出力が＋１であった項に対しては、論理ユニット
３２は、スケーリングされた信号を対応するアキュムレ
ータから減算する。最後に、シフトレジスタ出力が０で
あった項に対しては、論理ユニット３２は、対応するア
キュムレータを変更しない。

【００５１】図５は前述の動作を行うことができる回路
の要部を示す。“０／１”２値ノイズ信号はシフトレジ
スタ３０に直接印加される。シフトレジスタ出力３０ａ
の隣接する対のそれぞれには、上述した論理を実施する
二つのゲート４６のネットワークが結合される。一つの
ゲートの出力は、スケーリングされた信号の関連のアキ
ュムレータへの追加を可能とする論理ユニット３２の端
子“Ａ”に接続される。他方のゲートの出力は、論理ユ
ニットの端子“Ｂ”に接続され、スケーリングされた信
号の関連のアキュムレータへの追加を可能とする。

【００５２】さらに精密に実施したい場合、ａ₀ 、
ａ₁ 、ａ₂ …の値を事前に計算し、電源投入時にハード
ウエアにロードすることができる。またこのシステム
は、回路の動作中に実際のフィルター１６のインパルス
応答係数ｈ₀ 、ｈ₁ 、ｈ₂ …を検知し、それにしたがっ
て模擬フィルターの係数ａ₀ 、ａ₁ 、ａ₂ …をプログラ
ムすることができる。エイリアス防止フィルター出力を
現在のノイズサンプルと相関させることによって、ｈ₀
の符号を判定することができる。なぜなら、ｈ₀ 項は同
じ遅延を有する唯一のものであるためである。同様に、
ｈ₁ の符号は、エイリアス防止フィルター出力を一サン
プル分遅延されたノイズと相関させることによって判定
することができる。符号だけではなく、ｈ₀ 、ｈ₁ 、ｈ
₂ …の大きさの値もまたこの技術によって概算すること
ができる。

【００５３】図示した実施例のハードウエア構成は、す
べての回路要素をサンプルレートでクロックしないこと
によって幾分簡略化することができる。ノイズ源２４、
模擬エイリアス防止フィルター３４、およびＮタップの
シフトレジスタ３０は、全サンプルレートで動作しなけ
ればならないが、相関器回路２８と整形フィルター３６
は、Ｍから外れたあるポイントで動作することができ
る。収れん速度の低下は、サンプルレートが十分速い場
合重要ではない。

【００５４】本発明の原理を実施例を参照して説明し図
示したが、本発明の構成や細部にかかる原理から離れる
ことなく変更を加えうることが理解されるであろう。た
とえば、本発明をノイズ刺激として単一ビット擬似ラン
ダムノイズ信号を採用したシステムを参照して説明した
が、入力信号と相関され、既知の平均値を有する他の信
号を代わりに用いることができることが理解されるであ
ろう。同様に、本発明をハードウエア構成を参照して説
明したが、ソフトウエアでこの方法を実行して他の応用
に最適に用いることもできることが理解されるであろ
う。混合構成では、必要に応じて再構成することのでき
るＸｉｌｉｎｘ，Ｉｎｃから入手可能なもののようなフ
ィールド・リプログラマブルゲートアレー装置が用いら
れる。最後に、本発明はエイリアス防止フィルター用の
均等化フィルターを参照して説明したが、これは本発明
を適用することのできる数多い応用の一つに過ぎないこ
とが理解されるであろう。

【００５５】Ｈｉｌｔｏｎの同時係属中の１９８９年１
１月２７日付け０７／４４２、３７９号においてノイズ
源２４に適したノイズ源の必要十分条件を詳細に論じて
いる。このＨｉｌｔｏｎの申請はここに参照している。
本発明の原理を応用することのできる他の多くの実施例
から、ここに説明した実施例は例示に過ぎず、本発明の
範囲を限定するものと見るべきではないことが理解され
ねばならない。

【００５６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、フィルタリング動作中でもフィルター係数を
連続的に更新することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す概略ブロック図であ
る。

【図２】エイリアス防止フィルターとプログラム可能な
均等化フィルターとの総和特性を説明するための図であ
る。

【図３】均等化フィルターとして使用できるデジタルフ
ィルターのブロック図である。

【図４】代表的な低域通過フィルターのインパルス応答
を示す図である。

【図５】図１のシステムで用いられる相関器の概略ブロ
ック図である。

【符号の説明】

２２：アキュムレータ、 ２８：相互相関器 ３２：論理ユニット、 ３８：アナログ総和器 ４０：デジタル差分回路、

フロントページの続き (73)特許権者 399117121 395 Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎ ｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ. (56)参考文献 特開 昭62−30415（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−244126（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−93211（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−242116（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−308120（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 21/00 G01R 23/16 H03H 17/06 635 H04B 3/10 H04B 3/14

Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】濾波される電子信号が所望の方式により変
   形されるように適応型フィルタの特性を調整する方法で
   あって、 （ａ）データ信号及び擬似ランダム信号を含む複合信号
   を適応型フィルタに提供するステップと、 （ｂ）前記信号を提供するステップの結果生じる濾波さ
   れた信号から帯域制限された均等化のためのフィルタを
   介した擬似ランダム信号を差し引いて得られた信号と既
   知の擬似ランダム信号との相互相関関係を求めるステッ
   プと、 （ｃ）前記相互相関関係に基づいて適応型フィルタの係
   数を変えるステップとが含まれ、相互相関関係に基づく
   前記適応型フィルタ係数の変更によって、前記適応型フ
   ィルタの特性が調整され、前記濾波されるデータ信号が
   所望の方式により変形されることを特徴とする方法。
2. 【請求項２】濾波される電子信号が所望の方式により変
   形されるように複数のフィルタ係数を有する適応型フィ
   ルタに適当な前記複数のフィルタ係数を選択して設定す
   る方法であって、 （ａ）前記フィルタに入力データ信号を提供するステッ
   プと、 （ｂ）前記入力データ信号に既知のノイズ信号を重畳す
   るステップと、 （ｃ）濾波された出力信号から既知のノイズ信号の相当
   信号を除去し、合成出力信号が得られるようにするステ
   ップと、 （ｄ）前記合成出力信号中における前記既知のノイズ信
   号による前記合成出力信号に及ぼす効果分を検知するス
   テップと、 （ｅ）前記効果分を最小限に抑えるように、前記フィル
   タ係数を適応させるステップであって、前記適応ステッ
   プが、専用の較正サイクルではなく、フィルタの通常動
   作中に連続して行なわれることを特徴とする方法。
3. 【請求項３】前記検出するステップに、前記合成出力信
   号と前記既知のノイズ信号の相当信号を相互相関させる
   ステップが含まれることを特徴とする、請求項２の方
   法。
4. 【請求項４】電気データ信号を所望の方式により変形す
   るために適応型フィルタを用いて濾波を施す方法であっ
   て、 （ａ）前記適応型フィルタの入力に加えられるデータ信
   号にノイズ信号を重畳するステップと、 （ｂ）前記適応型フィルタから出力される信号から前記
   ノイズ信号の相当信号を減算し、合成出力信号が得られ
   るようにするステップと、 （ｃ）前記合成出力信号とノイズ信号の過去のサンプル
   との相関関数を求めるステップと、 （ｄ）前記相関関数に応答して、前記適応型フィルタの
   係数を変更し、前記合成出力信号と前記ノイズ信号の相
   関を最小限に抑えることを特徴とする方法。
5. 【請求項５】濾波方法にして、 （ａ）所望のスペクトルを通すために、アナログ・フィ
   ルターでアナログ入力信号を濾波するステップであっ
   て、前記アナログ・フィルターは前記所望のスペクトル
   にわたって不完全な応答を示し、 （ｂ）各クロック周期毎に、前記濾波されたアナログ信
   号をデジタル形式に変換するステップと、 （ｃ）Ｎタップの有限インパルス応答フィルタによっ
   て、前記デジタル信号を濾波し、前記アナログ・フィル
   タの不完全な応答を補償する出力信号を送り出すステッ
   プであって、該ステップは、Ｎ個の記憶されているフィ
   ルタ係数に従って濾波するステップとを含み、Ｎタップ
   の有限インパルス応答フィルタのフィルタ係数を更新す
   るための改良された濾波方法であって、 （ｄ）第１の値と第２の値の間で変化するデジタル・ノ
   イズ信号を送り出すステップと、 （ｅ）アナログ濾波の前に、前記ノイズ信号のアナログ
   相当信号とアナログ入力信号の和を求めるステップと、 （ｆ）Ｎタップのシフト・レジスタに前記ノイズ信号の
   第１のデジタル相当信号を結合するステップにして、前
   記レジスタはＮ個の出力を有し、前記シフト・レジスタ
   が各クロック周期に１回ずつクロックされる毎に第１の
   相当信号をシフトするステップと、 （ｇ）前記Ｎタップの有限インパルス応答フィルタの出
   力信号から前記ノイズ信号の前記第２のデジタル相当信
   号を減算し、デジタル差分信号が得られるようにするス
   テップと、 （ｈ）前記デジタル差信号にスケーリングを施すステッ
   プと、 （ｉ）前記スケーリングを施したデジタル差分信号と前
   記Ｎタップのシフト・レジスタの前記Ｎ個の出力に処理
   を施して、前記Ｎ個のフィルタ係数に対応するＮ個の補
   正係数が得られるようにするステップと、 を有することを特徴とする、濾波方法。
6. 【請求項６】前記ノイズ信号の前記第１のデジタル相当
   信号が、前記ノイズ信号の前記第２デジタル相当信号と
   は異なることを特徴とする、請求項５に記載の濾波方
   法。
7. 【請求項７】前記処理ステップに、前記スケーリングを
   施したデジタル差分信号と前記ノイズ信号の前記第１の
   デジタル相当信号の相互相関が含まれることを特徴とす
   る、請求項５に記載の濾波方法。
8. 【請求項８】（ａ）前記Ｎビット・シフト・レジスタの
   対応する出力が、前記第１の値を有する前記フィルタ係
   数のそれぞれから、前記スケーリングを施した差分信号
   を減算するステップと、 （ｂ）前記スケーリングを施した差分信号と、前記Ｎビ
   ット・シフト・レジスタの対応する出力が前記第２の値
   を有する前記フィルタ係数のそれぞれとの和を求めるス
   テップとを更に有することを特徴とする、請求項５の濾
   波方法。
9. 【請求項９】さらに、所望の整形フィルタで前記デジタ
   ル・ノイズ信号を濾波することによって、前記第２のデ
   ジタル相当信号を発生するステップが含まれることを特
   徴とする、請求項５の濾波方法。
10. 【請求項１０】（ａ）少なくとも３つの可能性のある信
    号値を有する第１のデジタル相当信号を発生するステッ
    プであって、前記信号を定義する一連の値が、少なくと
    も部分的に、前記デジタル・ノイズ信号の先行値の関数
    とするステップと、 （ｂ）前記シフト・レジスタによって、前記第１のデジ
    タル相当信号をシフトするステップと、 （ｃ）前記シフト・レジスタの対応する出力が前記第１
    の値を有する前記フィルタ係数のそれぞれから、前記ス
    ケーリングを施した差分信号を減算するステップと、 （ｄ）前記スケーリングを施した差分信号と、前記シフ
    ト・レジスタの対応する出力が前記第２の値を有する前
    記フィルタ係数のそれぞれとの、和を求めるステップ
    と、 （ｅ）前記シフト・レジスタの対応する出力が前記第３
    の値を有するフィルタ係数を、変更を加えないままにし
    ておくステップとを更に有することを特徴とする、請求
    項５の濾波方法。
11. 【請求項１１】回路の位相及び振幅応答を調整するため
    の適応型フィルタであって、 （ａ）フィルタリング特性がメモリに記憶されているＮ
    個のフィルタ係数によって決まる、Ｎタップ有限インパ
    ルス応答フィルタであって、該フィルタは応答を調整す
    べき回路に直列に結合され、前記直列結合は入力と出力
    を有し、 （ｂ）出力を有するノイズ発生源が含まれており、 （ｃ）前記ノイズ発生源の前記出力が前記直列結合の前
    記入力に結合され、 （ｄ）前記ノイズ発生源の前記出力と前記直列結合の前
    記出力が、差分回路の入力に結合され、前記差分回路は
    出力を有し、 （ｅ）さらに、第１の入力が前記差分回路の前記出力に
    結合され、第２の入力が前記ノイズ発生源の前記出力に
    結合されている相互相関回路であって、該相互相関回路
    は、Ｎ個のフィルタ係数を記憶しているメモリに結合さ
    れている出力を有する、 ように構成されることを特徴とする、適応型フィルタ。
12. 【請求項１２】さらに、前記直列結合によって模倣すべ
    き特性を示すモデル・フィルタを含む、前記モデル・フ
    ィルタは、前記ノイズ発生源の前記出力と前記差分回路
    の前記入力の間に直列に挿入されることを特徴とする、
    請求項１１の適応型フィルタ。
13. 【請求項１３】さらに、前記ノイズ発生源と前記相互相
    関回路の前記第２の入力の間に直列に挿入された信号プ
    ロセッサが含まれることを特徴とする、請求項１１の適
    応型フィルタ。
14. 【請求項１４】さらに、前記差分回路の前記出力と前記
    相互相関回路の前記第１の入力の間に直列に挿入された
    スケーリング回路が含まれることを特徴とする、請求項
    １１の適応型フィルタ。