JP3460145B2 - 周波数測定装置 - Google Patents
周波数測定装置Info
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- JP3460145B2 JP3460145B2 JP2000072058A JP2000072058A JP3460145B2 JP 3460145 B2 JP3460145 B2 JP 3460145B2 JP 2000072058 A JP2000072058 A JP 2000072058A JP 2000072058 A JP2000072058 A JP 2000072058A JP 3460145 B2 JP3460145 B2 JP 3460145B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アナログ信号の周
波数をディジタル信号処理によって測定するための技術
に関する。
波数をディジタル信号処理によって測定するための技術
に関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログ信号の周波数を測定する方法と
して、従来では、アナログ信号をパルス信号に波形整形
してカウンタに入力し、単位時間に入力されたパルス数
を計数する方法（直接計数法）や、所定数のパルスが入
力されるまでの時間を計測し、その時間で所定数を除算
する方法（レシプロカル測定法）があった。
して、従来では、アナログ信号をパルス信号に波形整形
してカウンタに入力し、単位時間に入力されたパルス数
を計数する方法（直接計数法）や、所定数のパルスが入
力されるまでの時間を計測し、その時間で所定数を除算
する方法（レシプロカル測定法）があった。
【０００３】これら直接計数法やレシプルカル測定法の
ようにパルスをカウンタで計数して周波数を測定するも
のは、一般的に高速でリアルタイム測定が行える。
ようにパルスをカウンタで計数して周波数を測定するも
のは、一般的に高速でリアルタイム測定が行える。
【０００４】また、アナログ信号をディジタル信号に変
換してから演算処理で周波数を求める方法として、ＦＦ
Ｔ（高速フーリエ変換）の演算によって信号のスペクト
ラムを解析してピーク周波数を求める方法や、入力され
るディジタル信号の位相を順次求めてその軌跡を算出し
て周波数を演算する位相軌跡法があった。
換してから演算処理で周波数を求める方法として、ＦＦ
Ｔ（高速フーリエ変換）の演算によって信号のスペクト
ラムを解析してピーク周波数を求める方法や、入力され
るディジタル信号の位相を順次求めてその軌跡を算出し
て周波数を演算する位相軌跡法があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年開発さ
れている各種の信号処理機器では、ＤＳＰ（ディジタル
シグナルプロセッサ）やＣＰＵによってアナログ信号に
対する各種の信号処理を行っているが、このような機器
に周波数測定機能を設ける場合、前記した直接計数方法
やレシプルカル測定法のようにアナログ信号をパルス信
号に波形整形して計数する方式のものでは、ディジタル
演算処理を行うためのハードウエアと全く別個のハード
ウエアを設けなればならない。
れている各種の信号処理機器では、ＤＳＰ（ディジタル
シグナルプロセッサ）やＣＰＵによってアナログ信号に
対する各種の信号処理を行っているが、このような機器
に周波数測定機能を設ける場合、前記した直接計数方法
やレシプルカル測定法のようにアナログ信号をパルス信
号に波形整形して計数する方式のものでは、ディジタル
演算処理を行うためのハードウエアと全く別個のハード
ウエアを設けなればならない。
【０００６】これに対し、前記ＦＦＴ演算による方法や
位相軌跡法は、ディジタル信号に対する演算処理である
ので、ハードウエアを別個に設ける必要がなく、機器の
ハード構成が簡単になるという利点がある。
位相軌跡法は、ディジタル信号に対する演算処理である
ので、ハードウエアを別個に設ける必要がなく、機器の
ハード構成が簡単になるという利点がある。
【０００７】しかしながら、ＦＦＴ演算を用いる方法で
は、ディジタル信号を解析に必要な数だけ蓄えてから演
算処理を行う必要があるため、直接計数法やレシプロカ
ル測定法のようなリアルタイム測定が行えない。
は、ディジタル信号を解析に必要な数だけ蓄えてから演
算処理を行う必要があるため、直接計数法やレシプロカ
ル測定法のようなリアルタイム測定が行えない。
【０００８】また、ＦＦＴの演算処理数が多いため、Ｆ
ＦＴの上限ポイント数が制限され、これによって測定帯
域が狭くなってしまう。例えば１０２４ポイントのＦＦ
Ｔ演算を行う場合、１秒の計数時間を実現するために
は、約１ｋＨｚのサンプリングレートにしなければなら
ず、測定可能な周波数帯域はその半分の５００Ｈｚまで
に制限されてしまう。
ＦＴの上限ポイント数が制限され、これによって測定帯
域が狭くなってしまう。例えば１０２４ポイントのＦＦ
Ｔ演算を行う場合、１秒の計数時間を実現するために
は、約１ｋＨｚのサンプリングレートにしなければなら
ず、測定可能な周波数帯域はその半分の５００Ｈｚまで
に制限されてしまう。
【０００９】一方、位相軌跡法では、測定期間中の各時
刻毎の位相を正確に求めなければならず、そのために演
算ステップ数が多くなり、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング
レートが大きくなるとリアルタイム測定ができなくなっ
てしまう。また、演算に必要なデータのビット数も多く
しなければならず、演算部の限られたレジスタビット長
やメモリ容量では、短時間の測定しか行えない。
刻毎の位相を正確に求めなければならず、そのために演
算ステップ数が多くなり、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング
レートが大きくなるとリアルタイム測定ができなくなっ
てしまう。また、演算に必要なデータのビット数も多く
しなければならず、演算部の限られたレジスタビット長
やメモリ容量では、短時間の測定しか行えない。
【００１０】本発明は、これらの問題を解決して、ディ
ジタル信号に対する演算処理を用いながら、直接計数法
やレシプロカル測定法のようなリアルタイム測定が高精
度に行える周波数測定装置を提供することを目的として
いる。
ジタル信号に対する演算処理を用いながら、直接計数法
やレシプロカル測定法のようなリアルタイム測定が高精
度に行える周波数測定装置を提供することを目的として
いる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の請求項１の周波数測定装置は、Ａ／Ｄ変換
器および直交復調器を含み、被測定信号を互いに位相が
直交するベースバンドのディジタル直交信号に変換して
出力する信号変換部と、所定の測定開始タイミングに前
記信号変換部から出力されたディジタル直交信号および
前記測定開始タイミングから所定の測定時間が経過した
測定終了タイミングに前記信号変換部から出力されたデ
ィジタル直交信号からそれぞれ初期位相値および終了位
相値を求める位相検出手段と、前記測定開始タイミング
から測定終了タイミングまでの間に前記信号変換部から
出力されるディジタル直交信号を監視してサイクルスリ
ップの有無および回数を検出するサイクルスリップ検出
手段と、前記位相検出手段によって検出された初期位相
値、終了位相値、前記サイクルスリップ検出手段によっ
て検出されたサイクルスリップ数、前記信号変換部にお
ける周波数変換量および前記測定時間に基づいて、前記
被測定信号の周波数を算出する演算手段とを備えた周波
数測定装置であって、 前記信号変換部は、出力する直交
ディジタル信号の周波数帯域を前記Ａ／Ｄ変換器のサン
プリング周波数の±１／４以内に制限するように構成さ
れ、 前記サイクルスリップ検出手段は、前記信号変換部
から出力されるディジタル直交信号の符号の変化に基づ
いてサイクルスリップの有無を判定することを特徴とし
ている。
に、本発明の請求項１の周波数測定装置は、Ａ／Ｄ変換
器および直交復調器を含み、被測定信号を互いに位相が
直交するベースバンドのディジタル直交信号に変換して
出力する信号変換部と、所定の測定開始タイミングに前
記信号変換部から出力されたディジタル直交信号および
前記測定開始タイミングから所定の測定時間が経過した
測定終了タイミングに前記信号変換部から出力されたデ
ィジタル直交信号からそれぞれ初期位相値および終了位
相値を求める位相検出手段と、前記測定開始タイミング
から測定終了タイミングまでの間に前記信号変換部から
出力されるディジタル直交信号を監視してサイクルスリ
ップの有無および回数を検出するサイクルスリップ検出
手段と、前記位相検出手段によって検出された初期位相
値、終了位相値、前記サイクルスリップ検出手段によっ
て検出されたサイクルスリップ数、前記信号変換部にお
ける周波数変換量および前記測定時間に基づいて、前記
被測定信号の周波数を算出する演算手段とを備えた周波
数測定装置であって、 前記信号変換部は、出力する直交
ディジタル信号の周波数帯域を前記Ａ／Ｄ変換器のサン
プリング周波数の±１／４以内に制限するように構成さ
れ、 前記サイクルスリップ検出手段は、前記信号変換部
から出力されるディジタル直交信号の符号の変化に基づ
いてサイクルスリップの有無を判定することを特徴とし
ている。
【００１２】また、本発明の請求項２の周波数測定装置
は、 Ａ／Ｄ変換器および直交復調器を含み、被測定信号
を互いに位相が直交するベースバンドのディジタル直交
信号に変換して出力する信号変換部と、 所定の測定開始
タイミングに前記信号変換部から出力されたディジタル
直交信号および前記測定開始タイミングから所定の測定
時間が経過した測定終了タイミングに前記信号変換部か
ら出力されたディジタル直交信号からそれぞれ初期位相
値および終了位相値を求める位相検出手段と、 前記測定
開始タイミングから測定終了タイミングまでの間に前記
信号変換部から出力されるディジタル直交信号を監視し
てサイクルスリップの有無および回数を検出するサイク
ルスリップ検出手段と、 前記位相検出手段によって検出
された初期位相値、終了位相値、前記サイクルスリップ
検出手段によって検出されたサイクルスリップ数、前記
信号変換部における周波数変換量および前記測定時間に
基づいて、前記被測定信号の周波数を算出する演算手段
とを備えた周波数測定装置であって、 前記サイクルスリ
ップ検出手段は、 前記信号変換部から出力されるディジ
タル直交信号のレベル比と位相値との関係を予め記憶し
ているメモリテーブルと、 前記信号変換部から出力され
るディジタル直交信号のレベル比を算出するレベル比算
出手段と、 前記レベル比算出手段によって算出されたレ
ベル比に対する位相値を前記メモリテーブルから順次読
み出す位相値読出手段と、 前記位相値読出手段が読み出
した位相値とその前に読み出した位相値との差を求める
位相差算出手段と、 前記位相差算出手段によって求めた
位相差と所定値とを比較してサイクルスリップの有無を
判定する判定手段とを備えていることを特徴としてい
る。
は、 Ａ／Ｄ変換器および直交復調器を含み、被測定信号
を互いに位相が直交するベースバンドのディジタル直交
信号に変換して出力する信号変換部と、 所定の測定開始
タイミングに前記信号変換部から出力されたディジタル
直交信号および前記測定開始タイミングから所定の測定
時間が経過した測定終了タイミングに前記信号変換部か
ら出力されたディジタル直交信号からそれぞれ初期位相
値および終了位相値を求める位相検出手段と、 前記測定
開始タイミングから測定終了タイミングまでの間に前記
信号変換部から出力されるディジタル直交信号を監視し
てサイクルスリップの有無および回数を検出するサイク
ルスリップ検出手段と、 前記位相検出手段によって検出
された初期位相値、終了位相値、前記サイクルスリップ
検出手段によって検出されたサイクルスリップ数、前記
信号変換部における周波数変換量および前記測定時間に
基づいて、前記被測定信号の周波数を算出する演算手段
とを備えた周波数測定装置であって、 前記サイクルスリ
ップ検出手段は、 前記信号変換部から出力されるディジ
タル直交信号のレベル比と位相値との関係を予め記憶し
ているメモリテーブルと、 前記信号変換部から出力され
るディジタル直交信号のレベル比を算出するレベル比算
出手段と、 前記レベル比算出手段によって算出されたレ
ベル比に対する位相値を前記メモリテーブルから順次読
み出す位相値読出手段と、 前記位相値読出手段が読み出
した位相値とその前に読み出した位相値との差を求める
位相差算出手段と、 前記位相差算出手段によって求めた
位相差と所定値とを比較してサイクルスリップの有無を
判定する判定手段とを備えていることを特徴としてい
る。
【００１３】
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施の形態を説明する。図１は、本発明の実施の形態の周
波数測定装置２０の構成を示している。
施の形態を説明する。図１は、本発明の実施の形態の周
波数測定装置２０の構成を示している。
【００１５】この周波数測定装置２０は、信号変換部２
１、バッファメモリ２５、測定条件設定手段２８および
周波数検出部３０によって構成されている。
１、バッファメモリ２５、測定条件設定手段２８および
周波数検出部３０によって構成されている。
【００１６】信号変換部２１は被測定信号Ｓを互いに位
相が直交するベースバンドのディジタル直交信号Ｉ、Ｑ
に変換して出力するためのものであり、図２に示してい
るように、周波数変換回路２２、Ａ／Ｄ変換器２３、直
交復調器２４によって構成されている。
相が直交するベースバンドのディジタル直交信号Ｉ、Ｑ
に変換して出力するためのものであり、図２に示してい
るように、周波数変換回路２２、Ａ／Ｄ変換器２３、直
交復調器２４によって構成されている。
【００１７】周波数変換回路２２は、ミキサ２２ａ、局
発回路２２ｂおよび中間周波フィルタ２２ｃからなり、
被測定信号Ｓと局発回路２２ｂからの周波数ｆ１の第１
ローカル信号Ｌ１とをミキサ２２ａに入力して、被測定
信号Ｓを中心周波数ｆ２の中間周波帯に変換して出力す
る。第１ローカル信号Ｌ１の周波数ｆ１は、測定条件設
定手段２８によって、被測定信号Ｓの周波数ｆｘに対し
てほぼ周波数ｆ２だけ低いあるいは高い値に設定されて
いる。
発回路２２ｂおよび中間周波フィルタ２２ｃからなり、
被測定信号Ｓと局発回路２２ｂからの周波数ｆ１の第１
ローカル信号Ｌ１とをミキサ２２ａに入力して、被測定
信号Ｓを中心周波数ｆ２の中間周波帯に変換して出力す
る。第１ローカル信号Ｌ１の周波数ｆ１は、測定条件設
定手段２８によって、被測定信号Ｓの周波数ｆｘに対し
てほぼ周波数ｆ２だけ低いあるいは高い値に設定されて
いる。
【００１８】なお、この周波数変換回路２２では１段の
周波数変換を行っているが、ミキサ２２ａ、局発回路２
２ｂおよび中間周波フィルタ２２ｃを複数段用いて、周
波数変換を複数段行ってもよい。
周波数変換を行っているが、ミキサ２２ａ、局発回路２
２ｂおよび中間周波フィルタ２２ｃを複数段用いて、周
波数変換を複数段行ってもよい。
【００１９】Ａ／Ｄ変換器２３は、周波数変換回路２２
から出力される中間周波帯の信号Ｓ′を所定のサンプリ
ング周波数ｆｓでサンプリングしてディジタル信号Ｄに
変換して、直交復調器２４へ出力する。このサンプリン
グ周波数ｆｓは、周波数変換回路２２から出力される信
号Ｓ′の上限周波数、即ち、中間周波フィルタ２２ｃの
通過帯域の上限周波数の２倍以上に設定されている。
から出力される中間周波帯の信号Ｓ′を所定のサンプリ
ング周波数ｆｓでサンプリングしてディジタル信号Ｄに
変換して、直交復調器２４へ出力する。このサンプリン
グ周波数ｆｓは、周波数変換回路２２から出力される信
号Ｓ′の上限周波数、即ち、中間周波フィルタ２２ｃの
通過帯域の上限周波数の２倍以上に設定されている。
【００２０】例えば、中間周波フィルタ２２ｃの中心周
波数ｆ２が１６ＭＨｚ、帯域幅が±２ＭＨｚの場合、サ
ンプリング周波数ｆｓは３６ＭＨｚ以上必要であるが、
ここでは中心周波数ｆ２の４倍の６４ＭＨｚに設定され
ているものとする。
波数ｆ２が１６ＭＨｚ、帯域幅が±２ＭＨｚの場合、サ
ンプリング周波数ｆｓは３６ＭＨｚ以上必要であるが、
ここでは中心周波数ｆ２の４倍の６４ＭＨｚに設定され
ているものとする。
【００２１】直交復調器２４は、周波変換回路２２の中
間周波数と等しい周波数ｆ２の正弦波データを第２ロー
カル信号Ｌ２として出力する数値データ発生器２４ａ、
第２ローカル信号Ｌ２の位相を９０度シフトする移相器
２４ｂ、Ａ／Ｄ変換器２３からのディジタル信号と第２
ローカル信号Ｌ２とを乗算する第１の乗算器２４ｃ、Ａ
／Ｄ変換器２３からのディジタル信号と移相器２４ｂか
らのローカル信号Ｌ２′とを乗算する第２の乗算器２４
ｄ、第１の乗算器２４ｃの出力からイメージ成分を除去
してベースバンド成分Ｉを抽出する第１のＬＰＦ２４
ｅ、第２の乗算器２４ｄの出力からイメージ成分を除去
してベースバンド成分Ｑを抽出する第２のＬＰＦ２４ｆ
とによって構成されており、Ａ／Ｄ変換器２３から出力
されるディジタル信号Ｄを直交復調して、互いに位相が
直交するベースバンドのディジタル直交信号Ｉ、Ｑを順
次出力する。
間周波数と等しい周波数ｆ２の正弦波データを第２ロー
カル信号Ｌ２として出力する数値データ発生器２４ａ、
第２ローカル信号Ｌ２の位相を９０度シフトする移相器
２４ｂ、Ａ／Ｄ変換器２３からのディジタル信号と第２
ローカル信号Ｌ２とを乗算する第１の乗算器２４ｃ、Ａ
／Ｄ変換器２３からのディジタル信号と移相器２４ｂか
らのローカル信号Ｌ２′とを乗算する第２の乗算器２４
ｄ、第１の乗算器２４ｃの出力からイメージ成分を除去
してベースバンド成分Ｉを抽出する第１のＬＰＦ２４
ｅ、第２の乗算器２４ｄの出力からイメージ成分を除去
してベースバンド成分Ｑを抽出する第２のＬＰＦ２４ｆ
とによって構成されており、Ａ／Ｄ変換器２３から出力
されるディジタル信号Ｄを直交復調して、互いに位相が
直交するベースバンドのディジタル直交信号Ｉ、Ｑを順
次出力する。
【００２２】なお、第１のＬＰＦ２４ｅおよび第２のＬ
ＰＦ２４ｆは、入力されるデータの間引きによる帯域可
変が可能なデシメーションフィルタであり、測定条件設
定手段２８から設定されたフィルタ係数Ｋに応じて帯域
および出力データレートが可変する。
ＰＦ２４ｆは、入力されるデータの間引きによる帯域可
変が可能なデシメーションフィルタであり、測定条件設
定手段２８から設定されたフィルタ係数Ｋに応じて帯域
および出力データレートが可変する。
【００２３】信号変換部２１から出力されるディジタル
直交信号Ｉ、Ｑは、図１に示しているように、バッファ
メモリ２５に一時的に記憶されてから、後述する周波数
検出部３０へ出力される。
直交信号Ｉ、Ｑは、図１に示しているように、バッファ
メモリ２５に一時的に記憶されてから、後述する周波数
検出部３０へ出力される。
【００２４】測定条件設定手段２８は、図示しない操作
部の操作によって指定された測定時間Ｔ、信号変換部２
１の各ローカル信号の周波数ｆ１、ｆ２および前記フィ
ルタ係数Ｋ等の測定条件を決定するパラメータを信号変
換部２１および周波検出部３０へ設定する。
部の操作によって指定された測定時間Ｔ、信号変換部２
１の各ローカル信号の周波数ｆ１、ｆ２および前記フィ
ルタ係数Ｋ等の測定条件を決定するパラメータを信号変
換部２１および周波検出部３０へ設定する。
【００２５】周波数検出部３０は、ＤＳＰによって構成
されており、信号変換部２１から出力されるディジタル
直交信号Ｉ、Ｑに基づいて被測定信号Ｓの周波数を検出
する。
されており、信号変換部２１から出力されるディジタル
直交信号Ｉ、Ｑに基づいて被測定信号Ｓの周波数を検出
する。
【００２６】この周波数検出部３０の周波数検出原理
は、信号の位相が所定時間Ｔ内にΦだけ累積変化したと
き、その信号の周波数ｆが、 ｆ＝Φ／（２πＴ） で表されることを利用したものである。
は、信号の位相が所定時間Ｔ内にΦだけ累積変化したと
き、その信号の周波数ｆが、 ｆ＝Φ／（２πＴ） で表されることを利用したものである。
【００２７】この累積位相変化量Φは、各サイクルの所
定位置（例えば振幅が負側から０に交差する位置）を基
準位相としたときの測定の開始タイミングにおける初期
位相値と測定の終了タイミングにおける最終位相値との
差をΔφとすれば、 Φ＝Δφ＋２πＮ と表すことができる。
定位置（例えば振幅が負側から０に交差する位置）を基
準位相としたときの測定の開始タイミングにおける初期
位相値と測定の終了タイミングにおける最終位相値との
差をΔφとすれば、 Φ＝Δφ＋２πＮ と表すことができる。
【００２８】ここで、初期位相値および最終位相値は基
準位相に対して−π〜＋πの範囲内の値であり、数Ｎは
測定時間内に信号が何サイクル入力されたかを表す数、
即ちサイクルスリップ数であり、０または正の整数であ
る。
準位相に対して−π〜＋πの範囲内の値であり、数Ｎは
測定時間内に信号が何サイクル入力されたかを表す数、
即ちサイクルスリップ数であり、０または正の整数であ
る。
【００２９】簡単な例で説明すると、図３に示すように
正弦波信号が入力されている場合、その振幅が負側から
０に交差した位置Ｒを基準位相としたときの測定開始タ
イミングｔ（１）における位相値φ（１）がπ／４、ｔ
（１）からＴ時間が経過するまでに振幅が正側から負側
に３回変化し（Ｎ＝３）、測定終了タイミングｔ（Ｍ）
の位相値φ（Ｍ）が−３π／４であったとすれば、この
測定時間Ｔにおける累積位相変化量Φは、 Φ＝φ（Ｍ）−φ（１）＋２πＮ ＝（−３π／４）−（π／４）＋６π＝５π となる。
正弦波信号が入力されている場合、その振幅が負側から
０に交差した位置Ｒを基準位相としたときの測定開始タ
イミングｔ（１）における位相値φ（１）がπ／４、ｔ
（１）からＴ時間が経過するまでに振幅が正側から負側
に３回変化し（Ｎ＝３）、測定終了タイミングｔ（Ｍ）
の位相値φ（Ｍ）が−３π／４であったとすれば、この
測定時間Ｔにおける累積位相変化量Φは、 Φ＝φ（Ｍ）−φ（１）＋２πＮ ＝（−３π／４）−（π／４）＋６π＝５π となる。
【００３０】したがって、この正弦波信号の周波数ｆ
は、 ｆ＝５π／（２πＴ）＝５／２Ｔ となり、測定時間Ｔが１秒であれば周波数ｆは２．５Ｈ
ｚとなる。
は、 ｆ＝５π／（２πＴ）＝５／２Ｔ となり、測定時間Ｔが１秒であれば周波数ｆは２．５Ｈ
ｚとなる。
【００３１】このように、測定開始タイミングおよび測
定終了タイミングにおける位相値とサイクルスリップ数
Ｎが判れば、信号の周波数を求めることができる。
定終了タイミングにおける位相値とサイクルスリップ数
Ｎが判れば、信号の周波数を求めることができる。
【００３２】上記原理による周波数検出を行うために、
周波数検出部３０は、図１に示しているように、位相検
出手段３１、サイクルスリップ検出手段３２、演算手段
３３によって構成されており、操作部の操作や周期的な
信号等に基づく測定開始指示を受けると、信号変換部２
１から順次出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑをバッ
ファメモリ２５を介して受け、測定条件設定手段２８か
ら設定されている測定時間Ｔ、周波数ｆ１、ｆ２等のパ
ラメータに基づいて周波数検出処理を実行する。
周波数検出部３０は、図１に示しているように、位相検
出手段３１、サイクルスリップ検出手段３２、演算手段
３３によって構成されており、操作部の操作や周期的な
信号等に基づく測定開始指示を受けると、信号変換部２
１から順次出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑをバッ
ファメモリ２５を介して受け、測定条件設定手段２８か
ら設定されている測定時間Ｔ、周波数ｆ１、ｆ２等のパ
ラメータに基づいて周波数検出処理を実行する。
【００３３】即ち、位相検出手段３１は、例えば、測定
の開始指示を受けた直後の測定開始タイミングｔ（１）
にバッファメモリ２５に記憶されたディジタル直交信号
Ｉ（１）、Ｑ（１）を用いて、 φ（１）＝ｔａｎ−１〔Ｑ（１）／Ｉ（１）〕 を演算し、初期位相値φ（１）を求める。
の開始指示を受けた直後の測定開始タイミングｔ（１）
にバッファメモリ２５に記憶されたディジタル直交信号
Ｉ（１）、Ｑ（１）を用いて、 φ（１）＝ｔａｎ−１〔Ｑ（１）／Ｉ（１）〕 を演算し、初期位相値φ（１）を求める。
【００３４】そして、測定開始タイミングｔ（１）から
測定時間Ｔが経過した測定終了タイミングｔ（Ｍ）にバ
ッファメモリ２５に記憶されたディジタル直交信号Ｉ
（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）を用いて、 φ（Ｍ）＝ｔａｎ−１〔Ｑ（Ｍ）／Ｉ（Ｍ）〕 を演算して、最終位相値φ（Ｍ）を求める。
測定時間Ｔが経過した測定終了タイミングｔ（Ｍ）にバ
ッファメモリ２５に記憶されたディジタル直交信号Ｉ
（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）を用いて、 φ（Ｍ）＝ｔａｎ−１〔Ｑ（Ｍ）／Ｉ（Ｍ）〕 を演算して、最終位相値φ（Ｍ）を求める。
【００３５】ここで、測定時間Ｔ内に信号変換部２１か
ら出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの数Ｍは信号変
換部２１の出力レートと測定時間Ｔによって決まる。
ら出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの数Ｍは信号変
換部２１の出力レートと測定時間Ｔによって決まる。
【００３６】なお、正接（ｔａｎ）関数は図４に示すよ
うに、位相が±π／２の範囲では連続しているが、±π
の範囲で不連続となり、一つのＱ／Ｉの値に対して２つ
の位相値φａ、φｂが得られ、Ｑ／Ｉの値だけでは位相
値を特定することができない。
うに、位相が±π／２の範囲では連続しているが、±π
の範囲で不連続となり、一つのＱ／Ｉの値に対して２つ
の位相値φａ、φｂが得られ、Ｑ／Ｉの値だけでは位相
値を特定することができない。
【００３７】したがって、ここでは、ディジタル直交信
号の比Ｑ／ＩとＩ、Ｑの符号に基づいて位相値を求め
る。
号の比Ｑ／ＩとＩ、Ｑの符号に基づいて位相値を求め
る。
【００３８】即ち、Ｉ成分、Ｑ成分がともに正ならば、
０〜π／２の範囲にある位相値を選択し、同様にＩ成
分、Ｑ成分がともに負ならば−π／２〜−πの範囲にあ
る位相値、Ｉ成分が正でＱ成分が負ならば０〜−π／２
の範囲にある位相値、Ｉ成分が負でＱ成分が正ならばπ
／２〜πの範囲にある位相値を選択する。
０〜π／２の範囲にある位相値を選択し、同様にＩ成
分、Ｑ成分がともに負ならば−π／２〜−πの範囲にあ
る位相値、Ｉ成分が正でＱ成分が負ならば０〜−π／２
の範囲にある位相値、Ｉ成分が負でＱ成分が正ならばπ
／２〜πの範囲にある位相値を選択する。
【００３９】一方、サイクルスリップ検出手段３１は、
測定の開始指示を受けた直後の測定開始タイミングｔ
（１）から測定終了タイミングｔ（Ｍ）までの間に信号
変換部２１から出力されるディジタル直交信号Ｉ
（１）、Ｑ（１）〜Ｉ（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）を監視してサイ
クルスリップの有無および回数Ｎを検出する。
測定の開始指示を受けた直後の測定開始タイミングｔ
（１）から測定終了タイミングｔ（Ｍ）までの間に信号
変換部２１から出力されるディジタル直交信号Ｉ
（１）、Ｑ（１）〜Ｉ（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）を監視してサイ
クルスリップの有無および回数Ｎを検出する。
【００４０】このサイクルスリップの検出は、信号変換
部２１から出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの帯域
がＡ／Ｄ変換器２３のサンプリング周波数ｆｓの±１／
４に制限されている場合、ディジタル直交信号Ｉ、Ｑの
符号変化を判定するだけで行える。
部２１から出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの帯域
がＡ／Ｄ変換器２３のサンプリング周波数ｆｓの±１／
４に制限されている場合、ディジタル直交信号Ｉ、Ｑの
符号変化を判定するだけで行える。
【００４１】即ち、ディジタル直交信号Ｉ、Ｑの帯域が
±ｆｓ／４の範囲内に制限されている場合、あるタイミ
ングで出力されたディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ
（ｉ）とその次のタイミングに出力されたディジタル直
交信号Ｉ（ｉ＋１）、Ｑ（ｉ＋１）との位相の変化量は
最大でも±π／２である。
±ｆｓ／４の範囲内に制限されている場合、あるタイミ
ングで出力されたディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ
（ｉ）とその次のタイミングに出力されたディジタル直
交信号Ｉ（ｉ＋１）、Ｑ（ｉ＋１）との位相の変化量は
最大でも±π／２である。
【００４２】したがって、図５に示しているように、信
号のある時点の位相φが例えば第１象限にあって位相が
左回りに進む場合（正の周波数成分）、その信号が帯域
内における最大周波数であっても、次の時点の位相は第
２象限内、さらに次の時点の位相は第３象限内、さらに
次の時点の位相は第４象限内に移ることになり、象限を
飛び越えることはなく、４つの象限を順番に移動する。
号のある時点の位相φが例えば第１象限にあって位相が
左回りに進む場合（正の周波数成分）、その信号が帯域
内における最大周波数であっても、次の時点の位相は第
２象限内、さらに次の時点の位相は第３象限内、さらに
次の時点の位相は第４象限内に移ることになり、象限を
飛び越えることはなく、４つの象限を順番に移動する。
【００４３】また、信号のある時点の位相φが第１象限
にあって位相が右回りに進む場合（負の周波数成分）、
その信号が帯域内における最大周波数であっても、次の
時点の位相は第４象限内、さらに次の時点の位相は第３
象限内、さらに次の時点の位相は第２象限内に移ること
になり、やはり象限を飛び越えることはない。
にあって位相が右回りに進む場合（負の周波数成分）、
その信号が帯域内における最大周波数であっても、次の
時点の位相は第４象限内、さらに次の時点の位相は第３
象限内、さらに次の時点の位相は第２象限内に移ること
になり、やはり象限を飛び越えることはない。
【００４４】前記図３で説明したように、信号の振幅が
負側から０に交差して正側に移るのは、図５において位
相が第２象限から第３象限に移るときであり、このとき
信号のＩ成分が負の状態でＱ成分が正から負に変化す
る。前記したように、この第２象限から第３象限への移
動は信号が１サイクル以上入力されれば必ず発生し、そ
の移動はＱ成分の符号変化として必ず現れる。
負側から０に交差して正側に移るのは、図５において位
相が第２象限から第３象限に移るときであり、このとき
信号のＩ成分が負の状態でＱ成分が正から負に変化す
る。前記したように、この第２象限から第３象限への移
動は信号が１サイクル以上入力されれば必ず発生し、そ
の移動はＱ成分の符号変化として必ず現れる。
【００４５】よって、Ｉ成分が負の状態においてＱ成分
の正から負への変化を検出し、その検出回数を計数すれ
ばサイクルスリップ数Ｎを求めることができる。
の正から負への変化を検出し、その検出回数を計数すれ
ばサイクルスリップ数Ｎを求めることができる。
【００４６】また、負の周波数の信号の場合には、位相
が第３象限から第２象限に移るときにＱ成分が負から正
に変化するので、Ｉ成分が負の状態においてＱ成分の負
から正への変化を検出し、その検出回数を計数すればサ
イクルスリップ数Ｎを求めることができる。
が第３象限から第２象限に移るときにＱ成分が負から正
に変化するので、Ｉ成分が負の状態においてＱ成分の負
から正への変化を検出し、その検出回数を計数すればサ
イクルスリップ数Ｎを求めることができる。
【００４７】つまり、信号のＩ成分が負の状態で、Ｑ成
分の符号が変化したときにサイクルスリップ発生と判定
することができる。
分の符号が変化したときにサイクルスリップ発生と判定
することができる。
【００４８】図６に上記位相検出手段３１およびサイク
ルスリップ手段３２の処理手順の一例を示す。
ルスリップ手段３２の処理手順の一例を示す。
【００４９】即ち、測定の開始指示を受けると変数ｉ
（サンプル番号）、Ｎ（サイクルスリップ数）を初期化
して、バッファメモリ２５からディジタル直交信号Ｉ
（ｉ）、Ｑ（ｉ）を読み出し、位相値φ（ｉ）、即ち初
期位相値φ（１）を求める（Ｓ１、Ｓ２）。
（サンプル番号）、Ｎ（サイクルスリップ数）を初期化
して、バッファメモリ２５からディジタル直交信号Ｉ
（ｉ）、Ｑ（ｉ）を読み出し、位相値φ（ｉ）、即ち初
期位相値φ（１）を求める（Ｓ１、Ｓ２）。
【００５０】そして、変数ｉを１だけ増加更新して次サ
ンプルのディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ（ｉ）を読み
出し、Ｑ（ｉ）成分とその前のＱ（ｉ−１）成分の符号
を比較し、符号変化があったときＩ成分が負のままか否
かを判定し、Ｉ成分が負のままであればサイクルスリッ
プが発生したものとし、その符号変化が正から負の場合
にはＮの値を１だけ増加更新し、符号変化が負から正の
場合にはＮの値を１だけ減少更新するという処理を、変
数ｉがＭに達するまで繰り返して、測定時間内Ｔに発生
したサイクルスリップの数Ｎを求めてから、最終位相値
φ（Ｍ）を求める（Ｓ３〜Ｓ１１）。
ンプルのディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ（ｉ）を読み
出し、Ｑ（ｉ）成分とその前のＱ（ｉ−１）成分の符号
を比較し、符号変化があったときＩ成分が負のままか否
かを判定し、Ｉ成分が負のままであればサイクルスリッ
プが発生したものとし、その符号変化が正から負の場合
にはＮの値を１だけ増加更新し、符号変化が負から正の
場合にはＮの値を１だけ減少更新するという処理を、変
数ｉがＭに達するまで繰り返して、測定時間内Ｔに発生
したサイクルスリップの数Ｎを求めてから、最終位相値
φ（Ｍ）を求める（Ｓ３〜Ｓ１１）。
【００５１】なお、この処理手順では、初期位相値φ
（１）を最初に求めていたが、ディジタル直交信号Ｉ
（１）、Ｑ（１）を最終のディジタル直交信号Ｉ
（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）が得られるまで保存しておいて、初期
位相値φ（１）と最終位相値φ（Ｍ）と最後に算出して
もよい。
（１）を最初に求めていたが、ディジタル直交信号Ｉ
（１）、Ｑ（１）を最終のディジタル直交信号Ｉ
（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）が得られるまで保存しておいて、初期
位相値φ（１）と最終位相値φ（Ｍ）と最後に算出して
もよい。
【００５２】このようにして得られた初期位相値φ
（１）、最終位相値φ（Ｍ）、サイクルスリップ数Ｎは
演算手段３３に出力される。
（１）、最終位相値φ（Ｍ）、サイクルスリップ数Ｎは
演算手段３３に出力される。
【００５３】演算手段３３は、位相検出手段３１によっ
て検出された初期位相値φ（１）、最終位相値φ
（Ｍ）、サイクルスリップ検出手段３２によって検出さ
れたサイクルスリップ数Ｎおよび測定条件設定手段２８
によって設定された測定時間Ｔ、周波数ｆ１、ｆ２に基
づいて、被測定信号Ｓの周波数ｆｘを算出する。
て検出された初期位相値φ（１）、最終位相値φ
（Ｍ）、サイクルスリップ検出手段３２によって検出さ
れたサイクルスリップ数Ｎおよび測定条件設定手段２８
によって設定された測定時間Ｔ、周波数ｆ１、ｆ２に基
づいて、被測定信号Ｓの周波数ｆｘを算出する。
【００５４】即ち、前記したように、信号変換部２１か
ら出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの基になるベー
スバンド成分の周波数ｆｘ１を、 ｆｘ１＝〔φ（Ｍ）−φ（１）＋２πＮ〕／２πＴ の演算によって求める。
ら出力されるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの基になるベー
スバンド成分の周波数ｆｘ１を、 ｆｘ１＝〔φ（Ｍ）−φ（１）＋２πＮ〕／２πＴ の演算によって求める。
【００５５】なお、実際の演算では有効桁維持のため
に、 ｆｘ１＝〔φ（Ｍ）−φ（１）〕／２πＴ＋Ｎ／Ｔ のように２つの項に分けて加算処理している。
に、 ｆｘ１＝〔φ（Ｍ）−φ（１）〕／２πＴ＋Ｎ／Ｔ のように２つの項に分けて加算処理している。
【００５６】そして、この周波数ｆｘ１に、信号変換部
２１における被測定信号Ｓに対する周波数変換量Ｆ＝ｆ
１＋ｆ２（周波数ｆ１が被測定信号Ｓの周波数ｆｘより
低い場合）またはＦ＝ｆ１−ｆ２（周波数ｆ１が被測定
信号Ｓの周波数ｆｘより高い場合）を加えて、被測定信
号Ｓの周波数ｆｘを算出する。
２１における被測定信号Ｓに対する周波数変換量Ｆ＝ｆ
１＋ｆ２（周波数ｆ１が被測定信号Ｓの周波数ｆｘより
低い場合）またはＦ＝ｆ１−ｆ２（周波数ｆ１が被測定
信号Ｓの周波数ｆｘより高い場合）を加えて、被測定信
号Ｓの周波数ｆｘを算出する。
【００５７】このように、実施形態の周波測定装置２０
では、測定開始時の初期位相値φ（１）、測定終了時の
最終位相値φ（Ｍ）およびその間のサイクルスリップ数
Ｎを検出し、それらについての単純な四則演算によって
被測定信号Ｓの周波数を求めているため、測定時間が終
了した段階で速やかに被測定信号Ｓの周波数を求めるこ
とができ、ＦＦＴ法や位相軌跡法に比べて演算待ちの時
間が格段に短くて済み、直接計数法やレシプルカル測定
法に近いリアルタイム測定が行える。
では、測定開始時の初期位相値φ（１）、測定終了時の
最終位相値φ（Ｍ）およびその間のサイクルスリップ数
Ｎを検出し、それらについての単純な四則演算によって
被測定信号Ｓの周波数を求めているため、測定時間が終
了した段階で速やかに被測定信号Ｓの周波数を求めるこ
とができ、ＦＦＴ法や位相軌跡法に比べて演算待ちの時
間が格段に短くて済み、直接計数法やレシプルカル測定
法に近いリアルタイム測定が行える。
【００５８】また、サイクルスリップ数だけでなく、位
相も演算に用いているので、高精度な測定が行える。
相も演算に用いているので、高精度な測定が行える。
【００５９】また、サイクルスリップの検出をディジタ
ル直交信号Ｉ、Ｑの符号判定のみで行っているので、こ
の検出処理に伴う演算処理の負担が非常に軽く、周波数
検出部３０をＤＳＰで構成している場合でも、他の信号
処理を並行して行うことができる。
ル直交信号Ｉ、Ｑの符号判定のみで行っているので、こ
の検出処理に伴う演算処理の負担が非常に軽く、周波数
検出部３０をＤＳＰで構成している場合でも、他の信号
処理を並行して行うことができる。
【００６０】前記説明では、信号変換部２１から出力さ
れるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの帯域がサンプリング周
波数ｆｓの±１／４に制限されている場合について説明
したが、信号変換部２１から出力されるディジタル直交
信号Ｉ、Ｑの帯域がサンプリング周波数ｆｓの±１／２
まで広げられている場合には、ある時点で出力されたデ
ィジタル直交信号Ｉ（ｉ＋１）、Ｑ（ｉ＋１）の位相
は、その前の時点のディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ
（ｉ）の位相に対して最大でπだけ進むか遅れることに
なり、この位相の進みまたは遅れがπ／２〜πの範囲で
は象限の飛び越しが発生するため、前記のような符号変
化の判定だけでは、サイクルスリップの検出を行うこと
ができない。
れるディジタル直交信号Ｉ、Ｑの帯域がサンプリング周
波数ｆｓの±１／４に制限されている場合について説明
したが、信号変換部２１から出力されるディジタル直交
信号Ｉ、Ｑの帯域がサンプリング周波数ｆｓの±１／２
まで広げられている場合には、ある時点で出力されたデ
ィジタル直交信号Ｉ（ｉ＋１）、Ｑ（ｉ＋１）の位相
は、その前の時点のディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ
（ｉ）の位相に対して最大でπだけ進むか遅れることに
なり、この位相の進みまたは遅れがπ／２〜πの範囲で
は象限の飛び越しが発生するため、前記のような符号変
化の判定だけでは、サイクルスリップの検出を行うこと
ができない。
【００６１】このような場合には、各時点の基準位相か
らの位相値φ（１）、φ（２）、…を−π〜πの範囲で
求め、連続して得られた２つの位相値の差Δφ＝φ（ｉ
＋１）−φ（ｉ）を順次検出し、その位相差Δφが±π
を超えたか否かを判定し、超えた場合にサイクルスリッ
プが発生したものとすればよい。
らの位相値φ（１）、φ（２）、…を−π〜πの範囲で
求め、連続して得られた２つの位相値の差Δφ＝φ（ｉ
＋１）−φ（ｉ）を順次検出し、その位相差Δφが±π
を超えたか否かを判定し、超えた場合にサイクルスリッ
プが発生したものとすればよい。
【００６２】ただし、各時点の位相値を前記したｔａｎ
−１（Ｑ／Ｉ）の演算で初期位相値および最終位相値と
同様に高精度に求めようとすると、その演算処理の負担
が大きくなって不利である。
−１（Ｑ／Ｉ）の演算で初期位相値および最終位相値と
同様に高精度に求めようとすると、その演算処理の負担
が大きくなって不利である。
【００６３】これを解決するために予めディジタル直交
信号の比Ｑ／Ｉの値に対する位相値をメモリテーブルに
記憶しておき、このメモリテーブルから読み出した位相
値の演算によってサイクルスリップを検出することがで
きる。
信号の比Ｑ／Ｉの値に対する位相値をメモリテーブルに
記憶しておき、このメモリテーブルから読み出した位相
値の演算によってサイクルスリップを検出することがで
きる。
【００６４】図７は、テーブルメモリを用いてサイクル
スリップを検出する場合の処理手順を示したものであ
り、前記図６の処理（Ｓ１、Ｓ２）と同様に、測定の開
始時に変数ｉ、Ｎを初期化してから、初期位相値φ
（１）を前記演算によって正確に求める（Ｓ２１、Ｓ２
２）。
スリップを検出する場合の処理手順を示したものであ
り、前記図６の処理（Ｓ１、Ｓ２）と同様に、測定の開
始時に変数ｉ、Ｎを初期化してから、初期位相値φ
（１）を前記演算によって正確に求める（Ｓ２１、Ｓ２
２）。
【００６５】次に、メモリテーブルを参照できる程度の
精度でディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ（ｉ）の比Ｑ
（ｉ）／Ｉ（ｉ）を求め（レベル比算出手段）、この比
に対応した位相値φ′（ｉ）をメモリテーブルから読み
出す（位相値読出手段）（Ｓ２３、Ｓ２４）。
精度でディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ（ｉ）の比Ｑ
（ｉ）／Ｉ（ｉ）を求め（レベル比算出手段）、この比
に対応した位相値φ′（ｉ）をメモリテーブルから読み
出す（位相値読出手段）（Ｓ２３、Ｓ２４）。
【００６６】続いて、変数ｉを１だけ増加してから次の
ディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ（ｉ）の比Ｑ（ｉ）／
Ｉ（ｉ）を求め、この比に対応した位相値φ′（ｉ）を
メモリテーブルから読み出して、前の位相値との差Δφ
を算出する（位相差算出手段）（Ｓ２５〜Ｓ２８）。
ディジタル直交信号Ｉ（ｉ）、Ｑ（ｉ）の比Ｑ（ｉ）／
Ｉ（ｉ）を求め、この比に対応した位相値φ′（ｉ）を
メモリテーブルから読み出して、前の位相値との差Δφ
を算出する（位相差算出手段）（Ｓ２５〜Ｓ２８）。
【００６７】そして、この位相差Δφと±πとを比較し
（判定手段）、位相差Δφが−πより小さい場合には、
サイクルスリップが発生したものとしてＮを１だけ増加
更新し、位相差Δφがπより大きい場合には、サイクル
スリップが発生したものとしてＮを１だけ減少更新する
（Ｓ２９〜Ｓ３２）。
（判定手段）、位相差Δφが−πより小さい場合には、
サイクルスリップが発生したものとしてＮを１だけ増加
更新し、位相差Δφがπより大きい場合には、サイクル
スリップが発生したものとしてＮを１だけ減少更新する
（Ｓ２９〜Ｓ３２）。
【００６８】以下Ｓ２５〜Ｓ３２までの処理を変数ｉが
Ｍに達するまで繰り返してから、最終位相値φ（Ｍ）を
前記演算によって正確に求める（Ｓ３３、Ｓ３４）。
Ｍに達するまで繰り返してから、最終位相値φ（Ｍ）を
前記演算によって正確に求める（Ｓ３３、Ｓ３４）。
【００６９】なお、この処理手順の場合でも初期位相値
φ（１）を最初に求めていたが、ディジタル直交信号Ｉ
（１）、Ｑ（１）を最終のディジタル直交信号Ｉ
（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）が得られるまで保存しておいて、初期
位相値φ（１）を最終位相値φ（Ｍ）とともに算出して
もよい。
φ（１）を最初に求めていたが、ディジタル直交信号Ｉ
（１）、Ｑ（１）を最終のディジタル直交信号Ｉ
（Ｍ）、Ｑ（Ｍ）が得られるまで保存しておいて、初期
位相値φ（１）を最終位相値φ（Ｍ）とともに算出して
もよい。
【００７０】また、前記した信号変換部２１では、被測
定信号Ｓを中間周波帯に周波数変換してからＡ／Ｄ変換
し、ディジタル型の直交復調器によってベースバンドの
ディジタル直交信号Ｉ、Ｑに変換していたが、これは本
発明を限定するものでなく、例えば、図８に示す信号変
換部２１′のように、被測定信号Ｓを、局発回路４１
ａ、移相器４１ｂ、乗算器４１ｃ、４１ｄおよび中間周
波フィルタ４１ｅ、４１ｆからなるアナログ型の直交復
調器４１によって互いに直交する２つの中間周波帯の信
号に変換し、この信号を第１のＡ／Ｄ変換器４２、第２
のＡ／Ｄ変換器４３によってディジタル信号に変換し、
前記同様の帯域可変可能な第１のローパスフィルタ４
４、第２のローパスフィルタ４５によって帯域制限し
て、ベースバンドのディジタル直交信号Ｉ、Ｑを出力す
るように構成してもよい。
定信号Ｓを中間周波帯に周波数変換してからＡ／Ｄ変換
し、ディジタル型の直交復調器によってベースバンドの
ディジタル直交信号Ｉ、Ｑに変換していたが、これは本
発明を限定するものでなく、例えば、図８に示す信号変
換部２１′のように、被測定信号Ｓを、局発回路４１
ａ、移相器４１ｂ、乗算器４１ｃ、４１ｄおよび中間周
波フィルタ４１ｅ、４１ｆからなるアナログ型の直交復
調器４１によって互いに直交する２つの中間周波帯の信
号に変換し、この信号を第１のＡ／Ｄ変換器４２、第２
のＡ／Ｄ変換器４３によってディジタル信号に変換し、
前記同様の帯域可変可能な第１のローパスフィルタ４
４、第２のローパスフィルタ４５によって帯域制限し
て、ベースバンドのディジタル直交信号Ｉ、Ｑを出力す
るように構成してもよい。
【００７１】この場合には、局発回路４１ａから出力さ
れるローカル信号Ｌ３の周波数ｆ３が、被測定信号Ｓに
対する信号変換部２１′における周波数変換量Ｆとな
る。
れるローカル信号Ｌ３の周波数ｆ３が、被測定信号Ｓに
対する信号変換部２１′における周波数変換量Ｆとな
る。
【００７２】また、前記した信号変換部２１において、
被測定信号Ｓの周波数がＡ／Ｄ変換器２３のサンプリン
グ周波数ｆｓの１／２以下の場合には、周波数変換回路
２２を省略することができる。この場合には、直交復調
器２４のローカル信号Ｌ２の周波数ｆ２が、被測定信号
Ｓに対する信号変換部２１における周波数変換量Ｆとな
る。
被測定信号Ｓの周波数がＡ／Ｄ変換器２３のサンプリン
グ周波数ｆｓの１／２以下の場合には、周波数変換回路
２２を省略することができる。この場合には、直交復調
器２４のローカル信号Ｌ２の周波数ｆ２が、被測定信号
Ｓに対する信号変換部２１における周波数変換量Ｆとな
る。
【００７３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の請求項１
の周波数測定装置は、Ａ／Ｄ変換器および直交復調器を
含み、被測定信号を互いに位相が直交するベースバンド
のディジタル直交信号に変換して出力する信号変換部
と、所定の測定開始タイミングに前記信号変換部から出
力されたディジタル直交信号および前記測定開始タイミ
ングから所定の測定時間が経過した測定終了タイミング
に前記信号変換部から出力されたディジタル直交信号か
らそれぞれ初期位相値および終了位相値を求める位相検
出手段と、前記測定開始タイミングから測定終了タイミ
ングまでの間に前記信号変換部から出力されるディジタ
ル直交信号を監視してサイクルスリップの有無および回
数を検出するサイクルスリップ検出手段と、前記位相検
出手段によって検出された初期位相値、終了位相値、前
記サイクルスリップ検出手段によって検出されたサイク
ルスリップ数、前記信号変換部における周波数変換量お
よび前記測定時間に基づいて、前記被測定信号の周波数
を算出する演算手段とによって構成されている。
の周波数測定装置は、Ａ／Ｄ変換器および直交復調器を
含み、被測定信号を互いに位相が直交するベースバンド
のディジタル直交信号に変換して出力する信号変換部
と、所定の測定開始タイミングに前記信号変換部から出
力されたディジタル直交信号および前記測定開始タイミ
ングから所定の測定時間が経過した測定終了タイミング
に前記信号変換部から出力されたディジタル直交信号か
らそれぞれ初期位相値および終了位相値を求める位相検
出手段と、前記測定開始タイミングから測定終了タイミ
ングまでの間に前記信号変換部から出力されるディジタ
ル直交信号を監視してサイクルスリップの有無および回
数を検出するサイクルスリップ検出手段と、前記位相検
出手段によって検出された初期位相値、終了位相値、前
記サイクルスリップ検出手段によって検出されたサイク
ルスリップ数、前記信号変換部における周波数変換量お
よび前記測定時間に基づいて、前記被測定信号の周波数
を算出する演算手段とによって構成されている。
【００７４】このため、測定開始時の初期位相値、測定
終了時の最終位相値およびその間のサイクルスリップ数
についての単純な四則演算によって被測定信号の周波数
を求めることができ、測定時間が終了した段階で速やか
に被測定信号の周波数を求めることができ、従来のＦＦ
Ｔ演算による方法や位相軌跡法に比べて演算待ちの時間
が格段に短くて済み、直接計数法やレシプルカル測定法
に近いリアルタイム測定が行える。
終了時の最終位相値およびその間のサイクルスリップ数
についての単純な四則演算によって被測定信号の周波数
を求めることができ、測定時間が終了した段階で速やか
に被測定信号の周波数を求めることができ、従来のＦＦ
Ｔ演算による方法や位相軌跡法に比べて演算待ちの時間
が格段に短くて済み、直接計数法やレシプルカル測定法
に近いリアルタイム測定が行える。
【００７５】また、サイクルスリップ数だけでなく、位
相も演算に用いているので高精度な測定が行える。
相も演算に用いているので高精度な測定が行える。
【００７６】また、前記信号変換部が、出力する直交デ
ィジタル信号の周波数帯域を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプ
リング周波数の±１／４以内に制限するように構成さ
れ、前記サイクルスリップ検出手段が、前記信号変換部
から出力されるディジタル直交信号の符号の変化に基づ
いてサイクルスリップの有無を判定している。
ィジタル信号の周波数帯域を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプ
リング周波数の±１／４以内に制限するように構成さ
れ、前記サイクルスリップ検出手段が、前記信号変換部
から出力されるディジタル直交信号の符号の変化に基づ
いてサイクルスリップの有無を判定している。
【００７７】このため、サイクルスリップの検出処理に
伴う演算処理の負担が非常に軽く、周波数検出処理をＤ
ＳＰ等で構成した場合、他の信号処理を並行して行うこ
とができる。
伴う演算処理の負担が非常に軽く、周波数検出処理をＤ
ＳＰ等で構成した場合、他の信号処理を並行して行うこ
とができる。
【００７８】また、本発明の請求項２の周波数測定装置
では、前記サイクルスリップ検出手段が、前記信号変換
部から出力されるディジタル直交信号のレベル比と位相
値との関係を予め記憶しているメモリテーブルと、前記
信号変換部から出力されるディジタル直交信号のレベル
比を算出するレベル比算出手段と、前記レベル比算出手
段によって算出されたレベル比に対する位相値を前記メ
モリテーブルから順次読み出す位相値読出手段と、前記
位相値読出手段が読み出した位相値とその前に読み出し
た位相値との差を求める位相差算出手段と、前記位相差
算出手段によって求めた位相差を所定値とを比較してサ
イクルスリップの有無を判定する判定手段とによって構
成されている。
では、前記サイクルスリップ検出手段が、前記信号変換
部から出力されるディジタル直交信号のレベル比と位相
値との関係を予め記憶しているメモリテーブルと、前記
信号変換部から出力されるディジタル直交信号のレベル
比を算出するレベル比算出手段と、前記レベル比算出手
段によって算出されたレベル比に対する位相値を前記メ
モリテーブルから順次読み出す位相値読出手段と、前記
位相値読出手段が読み出した位相値とその前に読み出し
た位相値との差を求める位相差算出手段と、前記位相差
算出手段によって求めた位相差を所定値とを比較してサ
イクルスリップの有無を判定する判定手段とによって構
成されている。
【００７９】このため、信号変換部が出力する直交ディ
ジタル信号の周波数帯域がＡ／Ｄ変換器のサンプリング
周波数の±１／４を超える場合でも、簡単な演算処理で
スリップ検出が行え、広帯域な信号の周波数測定をリア
ルタイムに行うことができる。
ジタル信号の周波数帯域がＡ／Ｄ変換器のサンプリング
周波数の±１／４を超える場合でも、簡単な演算処理で
スリップ検出が行え、広帯域な信号の周波数測定をリア
ルタイムに行うことができる。
【図１】本発明の実施形態の構成を示すブロック図
【図２】実施形態の信号変換部の構成例を示すブロック
図
図
【図３】周波数検出原理を説明するための図
【図４】位相とＩ、Ｑ成分との関係を説明するための図
【図５】位相とＩ、Ｑ成分との関係を説明するための図
【図６】符号判定によってサイクルスリップ検出する場
合の処理手順を示すフローチャート
合の処理手順を示すフローチャート
【図７】メモリテーブルを用いてサイクルスリップ検出
する場合の処理手順を示すフローチャート
する場合の処理手順を示すフローチャート
【図８】信号変換部の他の成例を示すブロック図
２０ 周波数測定装置
２１、２１′ 信号変換部
２２ 周波数変換回路
２２ａ ミキサ
２２ｂ 局発回路
２２ｃ 中間周波フィルタ
２３ Ａ／Ｄ変換器
２４ 直交復調器
２４ａ 数値データ発生器
２４ｂ 移相器
２４ｃ 第１の乗算器
２４ｄ 第２の乗算器
２４ｅ 第１のローパスフィルタ
２４ｆ 第２のローパスフィルタ
２５ バッファメモリ
２８ 測定条件設定手段
３０ 周波数検出部
３１ 位相検出手段
３２ サイクルスリップ検出手段
３３ 演算手段
４１ 直交復調器
４１ａ 局発回路
４１ｂ 移相器
４１ｃ 第１の乗算器
４１ｄ 第２の乗算器
４１ｅ 第１の中間周波フィルタ
４１ｆ 第２の中間周波フィルタ
４２ 第１のＡ／Ｄ変換器
４３ 第２のＡ／Ｄ変換器
４４ 第１のローパスフィルタ
４５ 第２のローパスフィルタ
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 平10−160773（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01R 23/12
G01R 25/00
Claims (2)
- 【請求項１】Ａ／Ｄ変換器および直交復調器を含み、被
測定信号を互いに位相が直交するベースバンドのディジ
タル直交信号に変換して出力する信号変換部と、 所定の測定開始タイミングに前記信号変換部から出力さ
れたディジタル直交信号および前記測定開始タイミング
から所定の測定時間が経過した測定終了タイミングに前
記信号変換部から出力されたディジタル直交信号からそ
れぞれ初期位相値および終了位相値を求める位相検出手
段と、 前記測定開始タイミングから測定終了タイミングまでの
間に前記信号変換部から出力されるディジタル直交信号
を監視してサイクルスリップの有無および回数を検出す
るサイクルスリップ検出手段と、 前記位相検出手段によって検出された初期位相値、終了
位相値、前記サイクルスリップ検出手段によって検出さ
れたサイクルスリップ数、前記信号変換部における周波
数変換量および前記測定時間に基づいて、前記被測定信
号の周波数を算出する演算手段とを備えた周波数測定装
置であって、 前記信号変換部は、出力する直交ディジタル信号の周波
数帯域を前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数の±１
／４以内に制限するように構成され、 前記サイクルスリップ検出手段は、前記信号変換部から
出力されるディジタル直交信号の符号の変化に基づいて
サイクルスリップの有無を判定することを特徴とする周
波数測定装置 。 - 【請求項２】Ａ／Ｄ変換器および直交復調器を含み、被
測定信号を互いに位相が直交するベースバンドのディジ
タル直交信号に変換して出力する信号変換部と、 所定の測定開始タイミングに前記信号変換部から出力さ
れたディジタル直交信号および前記測定開始タイミング
から所定の測定時間が経過した測定終了タイミングに前
記信号変換部から出力されたディジタル直交信号からそ
れぞれ初期位相値および終了位相値を求める位相検出手
段と、 前記測定開始タイミングから測定終了タイミングまでの
間に前記信号変換部から出力されるディジタル直交信号
を監視してサイクルスリップの有無および回数 を検出す
るサイクルスリップ検出手段と、 前記位相検出手段によって検出された初期位相値、終了
位相値、前記サイクルスリップ検出手段によって検出さ
れたサイクルスリップ数、前記信号変換部における周波
数変換量および前記測定時間に基づいて、前記被測定信
号の周波数を算出する演算手段とを備えた周波数測定装
置であって、 前記サイクルスリップ検出手段は、 前記信号変換部から出力されるディジタル直交信号のレ
ベル比と位相値との関係を予め記憶しているメモリテー
ブルと、 前記信号変換部から出力されるディジタル直交信号のレ
ベル比を算出するレベル比算出手段と、 前記レベル比算出手段によって算出されたレベル比に対
する位相値を前記メモリテーブルから順次読み出す位相
値読出手段と、 前記位相値読出手段が読み出した位相値とその前に読み
出した位相値との差を求める位相差算出手段と、 前記位相差算出手段によって求めた位相差と所定値とを
比較してサイクルスリップの有無を判定する判定手段と
を備えていることを特徴とする 周波数測定装置。
Priority Applications (1)
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| JP2000072058A JP3460145B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | 周波数測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2000072058A JP3460145B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | 周波数測定装置 |
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| JP2001264370A JP2001264370A (ja) | 2001-09-26 |
| JP3460145B2 true JP3460145B2 (ja) | 2003-10-27 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| JP (1) | JP3460145B2 (ja) |
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- 2000-03-15 JP JP2000072058A patent/JP3460145B2/ja not_active Expired - Fee Related
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