JPH0389174A - 電子測定装置及び周波数推定方法 - Google Patents

電子測定装置及び周波数推定方法

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JPH0389174A
JPH0389174A JP2216957A JP21695790A JPH0389174A JP H0389174 A JPH0389174 A JP H0389174A JP 2216957 A JP2216957 A JP 2216957A JP 21695790 A JP21695790 A JP 21695790A JP H0389174 A JPH0389174 A JP H0389174A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の技術分野〉 本発明は電子測定装置に関し、特に周波数を推定するた
めの方法および装置に関する。
〈従来技術とその問題点〉 スペクトラムアナライザは典型的には目的の信号を一つ
あるいはそれ以上の局部発信器信号と混合し、中間周波
数（ＩＦ）信号を生ずることによって動作する。次にこ
の信号を処理し、目的の信号のスペクトル成分を分類し
、その結果をスクリーン上に表示する。スクリーンは典
型的には４００ａのデータ点を表示し、各点は４００個
の隣接した調帯の一つの信号のスペクトル内容を表し、
全体で目的のスペクトル帯に広がる。
しばしば特別なスペクトル成分の周波数を測定したいこ
とがある。しかしながら限られたスクリーン分解能では
そのような測定は困難である。たとえばｌＯＭＨｚから
２０ＭＨｚの範囲の信号スペクトル成分を分析する時、
４００の調帯（しばしば「ビン」とも呼ばれる）のそれ
ぞれは２５ｋＨｚ幅ののスペクトルを表す。したがって
特定の周波数成分の周波数を２５ｋＨｚ以上正確に表示
から識別することは不可能である。
従来技術において、スペクトラムアナライザの信号成分
の周波数をより良好に分析するためにいくつかの試みが
行われた。これらの試みは主に一定の期間にわたって機
器のＩＦ倍信号ゼロ交点を数え、その交点の数から信号
の周波数を推定するという方法が採られた。しかしなが
らこのアプローチでは正確な結果を得るために期間を延
長しなければならず、さらに標準的な機器には含まれな
いハードウェアを必要とする。
〈発明の目的〉 従って０本発明の目的は１位相速度を求めることによる
周波数推定により、前記の欠点を解消することにある。
〈発明の概要〉 早く簡単に周波数の正確な推定値を提供するために本発
明は多くの周期的な間隔のサンプル点でＩＦ波形の位相
をモニタする。これらの位相サンプルは「折り返されず
にＪ波形の各サンプル点での累積位相全体を提供する。
つぎに線形回帰技術によって位相変化速度を決定する。
位相の変化速度は信号周波数を表すので線形回帰分析の
結果ＩＦ周波数が判る。入力信号波形を混合した局部発
信器の周波数はわかっているので入力信号波形の周波数
が決定できる。
〈発明の詳細な説明〉 第１図に従えばスペクトルアナライザｌＯは典型的には
アナログ信号人力１２．１個あるいはそれ以上の周波数
変換段Ｉ４、および処理回路Ｉ６から成る。変換段１４
のそれぞれはミキサ１８、局部発振器２０およびイメー
ジフィルタ２２から成り、信号を中間周波数（ＩＦ）に
変換する。処理回路Ｉ６はＩＦ倍信号処理し、信号の実
成分および虚成分に応じたデジタルデータ列を周期的に
生ずる。
図示した実施例において、処理回路１６はアナログ−デ
ジタル変換器２４、一対のミキサ２６．２８および一対
のフィルタ３０．３２からなる。
アナログ−デジタル変換器２４は周期的にＩＦ倍信号サ
ンプルし、対応する一連のデジタルサンプルを出力する
。これらのデジタルサンプルはミキサ２６．２８によっ
てｓｉｎωを信号およびｃ。
Ｓωを信号と掛は合わされ、ＩＦ倍信号実成分および虚
成分のデジタル表現を与える。フィルタ３０．３２はミ
キサ積のスプリアスを除去する。
前述の回路および多数の変形は合衆国特許４，５９４、
５５５の明細書に記され、従来技術として知られており
、ここでは参照として組み入れている。
本発明に図示した実施例に従った装置はさらに第１演算
プロセツサ３４を含み、これに実信号サンプルおよび虚
信号サンプルが印加される。このプロセッサはそれぞれ
の対のサンプルに対する実／虚の商を計算し、ＩＦ信号
位相角の正接を決定する。逆正接関数を実行することに
よってプロセッサはＩＦ倍信号位相を決定できる。
逆正接関数は通常０から２πの範囲の位相を生ずる。図
示した本発明の実施例において位相は一般的に「折り返
されＪてはいけない、すなわちこの範囲に制限されては
いけない。したがってプロセッサ３４は逆正接関数によ
り計算された位相の数列をモニタし、位相が２πと交差
し再度ゼロから始まるたびに２πを加える。各サンプル
対に対する折り返しのない、すなわち累積された位相は
大きなＦＩＦＯレジスタであるメモリ３６にストアされ
る。
入力信号波形の周波数を測定する場合、第２プロセツサ
３８がメモリ３６にストアされた位相点を読む。第２プ
ロセツサはこの点の配列上で線形回帰分析を行い、位相
変化速度の最良の推定値を決定する。以下に述べる公式
を用いて数値的に分析する一方で、累積位相点を時間の
関数としてグラフ上にプロットし、数点に直線を当ては
めて分析を概念化する。この直線の傾斜はＩＦ倍信号位
相変化速度、すなわち周波数である。
位相と時間の変数に標準線形回帰式を適用し、以下の様
に周波数推定値Ｆを求める。
−１ Ｆ＝に、Σ（２ｉ　−（ｎ　−１）　）　Ｐ　（ｉ）ｉ
＝０ （１） ここで、複素点Ｘ　（ｉ）はｎ個あり、Ｐ　（ｉ）はＸ
　Ｎ）の折り返されていない位相であり、ｋ＝６／　（
ｎ　（ｎ＋１）（ｎ−１））である。
もしサンプルされた信号のノイズが真に独立であり、信
号がナイキスト速度より早い速度でサンプルされ、Ｓ／
Ｎ比がほどよい（すなわちｌＯＯ１２り大きい）もので
あれば周波数推定値の分散Ｅは以下のようになる。
Ｅ＝Ｎ４２に＋　　　　　　　　　（２）ここでＮは（
字（信号／ノイズ）／ｆ２））ラジアンで表したＰ　（
ｉ）に含まれるノイズの分散である。
第２プロセツサ３８はＩＦ周波数の推定値を表すデータ
を第３プロセツサ４０に出力する。第３プロセツサには
入力信号↓；混合された局部発振器の周波数情報が提供
されるので初期入力信号の周波数を計算することができ
る。計算された周波数を表すデータは表示駆動回路４２
に供給され、機器の表示装！４４に表示される。
説明をわかりやすくするために図示された実施例は３傭
のプロセッサを持つものとして述べてきたが、実際には
回路はメモリを備えた１Ｊｏｔｏｒｏｌａ　６８０００
シリ一ズマイクロプロセツサ１個で実現できる。該プロ
セッサは図示したプロセッサ３４．３８および４０およ
びＦＩＦＯメモリ３６の機能を実行する。
第２図は図示した一実施例によって実現されるステップ
のシーケンスを示すフローチャートである。
好適実施例に関して本発明の原理を図示したが、本発明
はその原理から離れることなく配置や詳細を修正できる
ことは明らかであろう。たとえば図示した実施例は１個
あるいはそれ以上の変換段を含んでいるように述べたが
、変換段を用いないベースバンドシステムにもまた都合
よく本発明を応用できることがわかる。同様に図示した
実施例ではアナログミクサを用いて入力信号を混合し、
生じたＩＦ倍信号デジタルに変換し、該デジタルＩＦに
正弦信号および余弦信号を掛け、実部および虚部を生ず
るように述べたが、他の配置を用いることもできること
が判る。たとえばデジタル部品の代わりにアナログ部品
を用いることによって第１演算プロセツサ３４では信号
をアナログの形のままにしておくことができる。同様に
デジタルへの変換を第１ミキサの前に行い、後続段を全
て純粋にデジタル化できる。
なお本発明の他の実施例において絶対位相ではなくむし
ろ隣接するサンプル点間の位相蓋が測定可能である。そ
のような実施例は時として実現がより簡単であり、線形
回帰分析を適用した後に位相差の最良加重平均を生ずる
。サンプリング間隔は一定かつ既知なので、この平均位
相差を用いて再び容易にＩＦ倍信号周波数を決定できる
。（図示した実施例にあるようにプロセスは正接関数の
折り返し作用を識別し、位相差を計算する時にそれを考
慮しなければならない。） 本発明の原理が適用される広範な他の実施例を考慮する
と図示した実施例は例示に過ぎず、また本発明の範囲を
制限するものではない。
〈発明の効果〉 本発明によれば１周波数の推定は位相の測定とその位相
の変化速度の計算によって求められるので、短時間で正
確な推定ができる。
また９周波数推定は余分なハードウェアの追加なしで既
存のスペクトラムアナライザに実装できるので、経済的
でもある。
【図面の簡単な説明】
第一図は本発明の一実施例を用いた周波数推定ｌを備え
たスペクトラムアナライザのブロック図である。 第二図は本発明の一実施例の周波数推定方法のフローチ
ャートである。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、後記の（イ）乃至（ニ）より成る電子測定装置。 （イ）アナログ波形を受信するための入力手段（１２）
    。 （ロ）前記アナログ波形に沿った複数の点で前記アナロ
    グ波形を前記アナログ波形の実数部と虚数部に対応する
    デジタルデータ列に変換するための信号処理手段（１６
    ）。 （ハ）前記デジタルデータ列から前記アナログ波形に沿
    った複数の点での位相データを決定するための手段（３
    ４）。 （ニ）前記アナログ波形の位相の変化速度の最良推定を
    決定するため、前記複数の位相データに線型回帰あては
    めをおこなうための手段（３８）。 ２、前記信号処理手段（１６）が後記の（イ）乃至（ハ
    ）より成ることを特徴とする請求項１、記載の電子測定
    装置。 （イ）前記アナログ波形を周期的に標本化して対応する
    デジタル標本を生成するための変換手段（２４）。 （ロ）前記アナログ波形の実数部に対応するデータ列を
    得るため前記デジタル標本に正弦信号を乗するための手
    段（２６）。 （ハ）前記アナログ波形の虚数部に対応するデータ列を
    得るため前記デジタル標本に余弦信号を乗するための手
    段（２６）。 ３、スーパーヘテロダイン受信をおこなう電子装置にお
    ける後記（イ）乃至（ヘ）のステップより成る周波数推
    定方法。 （イ）前記電子装置の中間周波数（ＩＦ）信号の実数部
    と虚数部を周期的に定量化し、該実数部と虚数部のそれ
    ぞれに対応する第一、第二のデータのアレーを生成する
    ステップ。 （ロ）複数の前記第一、第二のデータの対の各々に対し
    て、前記第一、第二のデータの一方を他方で除した商を
    計算するステップ。 （ハ）標本化位相データのアレーを得るため前記商から
    前記中間周波数（ＩＦ）信号の位相をを決定するステッ
    プ。 （ニ）前記標本化位相データの時間変化を検査して、必
    要ならば該標本化位相データに２πを加算して該標本化
    位相の折り返しをなくすステップ。 （ホ）前記中間周波数（ＩＦ）信号の位相の変化速度を
    推定するため、折り返しのない前記標本化位相データの
    アレーに線型回帰分析を施すステップ。 （ヘ）前記位相の変化速度と一つあるいは複数の局部発
    振器信号の周波数から前記電子装置への入力信号の周波
    数を計算するステップ。 ４、スーパーヘテロダイン受信をおこなう電子装置にお
    ける後記（イ）乃至（ニ）のステップより成る周波数推
    定方法。 （イ）前記電子装置の中間周波数（ＩＦ）信号の実数部
    と虚数部を周期的に定量化し、該実数部と虚数部のそれ
    ぞれに対応する第一、第二のデータの対を生成するステ
    ップ。 （ロ）前記第一、第二のデータの対の各々から関連する
    位相データを決定するステップ。 （ハ）前記中間周波数（ＩＦ）信号の位相の変化速度を
    を推定するため前記位相データに線型回帰分析を施すス
    テップ。 （ニ）前記位相の変化速度と一つあるいは複数の局部発
    振器信号の周波数から前記電子装置への入力信号の周波
    数を計算するステップ。
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