JP2975410B2 - 電子測定装置及び周波数推定方法 - Google Patents
電子測定装置及び周波数推定方法Info
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- JP2975410B2 JP2975410B2 JP2216957A JP21695790A JP2975410B2 JP 2975410 B2 JP2975410 B2 JP 2975410B2 JP 2216957 A JP2216957 A JP 2216957A JP 21695790 A JP21695790 A JP 21695790A JP 2975410 B2 JP2975410 B2 JP 2975410B2
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- G—PHYSICS
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
- G01R23/14—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by heterodyning; by beat-frequency comparison
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜発明の技術分野＞ 本発明は電子測定装置に関し、特に周波数を推定する
ための方法および装置に関する。
ための方法および装置に関する。
＜従来技術とその問題点＞ スペクトラムアナライザは典型的には目的の信号を一
つあるいはそれ以上の局部発信器信号と混合し、中間周
波数（IF）信号を生ずることによって動作する。次にこ
の信号を処理し、目的の信号のスペクトル成分を分類
し、その結果をスクリーン上に表示する。スクリーンは
典型的には400個のデータ点を表示し、各点は400個の隣
接した副帯の一つの信号のスペクトル内容を表し、全体
で目的のスペクトル帯に広がる。
つあるいはそれ以上の局部発信器信号と混合し、中間周
波数（IF）信号を生ずることによって動作する。次にこ
の信号を処理し、目的の信号のスペクトル成分を分類
し、その結果をスクリーン上に表示する。スクリーンは
典型的には400個のデータ点を表示し、各点は400個の隣
接した副帯の一つの信号のスペクトル内容を表し、全体
で目的のスペクトル帯に広がる。
しばしば特別なスペクトル成分の周波数を測定したい
ことがある。しかしながら限られたスクリーン分解能で
はそのような測定は困難である。たとえば10MHzから20M
Hzの範囲の信号スペクトル成分を分析する時、400の副
帯（しばしば「ビン」とも呼ばれる）のそれぞれは25kH
z幅ののスペクトルを表す。したがって特定の周波数成
分の周波数を25kHz以上正確に表示から識別することは
不可能である。
ことがある。しかしながら限られたスクリーン分解能で
はそのような測定は困難である。たとえば10MHzから20M
Hzの範囲の信号スペクトル成分を分析する時、400の副
帯（しばしば「ビン」とも呼ばれる）のそれぞれは25kH
z幅ののスペクトルを表す。したがって特定の周波数成
分の周波数を25kHz以上正確に表示から識別することは
不可能である。
従来技術において、スペクトラムアナライザの信号成
分の周波数をより良好に分析するためにいくつかの試み
が行われた。これらの試みは主に一定の期間にわたって
機器のIF信号のゼロ交点を数え、その交点の数から信号
の周波数を推定するという方法が採られた。しかしなが
らこのアプローチでは正確な結果を得るために期間を延
長しなければならず、さらに標準的な機器には含まれな
いハードウエアを必要とする。
分の周波数をより良好に分析するためにいくつかの試み
が行われた。これらの試みは主に一定の期間にわたって
機器のIF信号のゼロ交点を数え、その交点の数から信号
の周波数を推定するという方法が採られた。しかしなが
らこのアプローチでは正確な結果を得るために期間を延
長しなければならず、さらに標準的な機器には含まれな
いハードウエアを必要とする。
＜発明の目的＞ 従って，本発明の目的は，位相速度を求めることによ
る周波数推定により，前記の欠点を解消することにあ
る。
る周波数推定により，前記の欠点を解消することにあ
る。
＜発明の概要＞ 早く簡単に周波数の正確な推定値を提供するために本
発明は多くの周期的な間隔のサンプル点でIF波形の位相
をモニタする。これらの位相サンプルは「折り返されず
に」波形の各サンプル点での累積位相全体を提供する。
つぎに線形回帰技術によって位相変化速度を決定する。
位相の変化速度は信号周波数を表すので線形回帰分析の
結果IF周波数が判る。入力信号波形を混合した局部発信
器の周波数はわかっているので入力信号波形の周波数が
決定できる。
発明は多くの周期的な間隔のサンプル点でIF波形の位相
をモニタする。これらの位相サンプルは「折り返されず
に」波形の各サンプル点での累積位相全体を提供する。
つぎに線形回帰技術によって位相変化速度を決定する。
位相の変化速度は信号周波数を表すので線形回帰分析の
結果IF周波数が判る。入力信号波形を混合した局部発信
器の周波数はわかっているので入力信号波形の周波数が
決定できる。
＜発明の詳細な説明＞ 第１図に従えばスペクトルアナライザ10は典型的には
アナログ信号入力12、１個あるいはそれ以上の周波数変
換段14、および処理回路16から成る。変換段14のそれぞ
れはミキサ18、局部発振器20およびイメージフィルタ22
から成り、信号を中間周波数（IF）に変換する。処理回
路16はIF信号を処理し、信号の実成分および虚成分に応
じたデジタルデータ列を周期的に生ずる。
アナログ信号入力12、１個あるいはそれ以上の周波数変
換段14、および処理回路16から成る。変換段14のそれぞ
れはミキサ18、局部発振器20およびイメージフィルタ22
から成り、信号を中間周波数（IF）に変換する。処理回
路16はIF信号を処理し、信号の実成分および虚成分に応
じたデジタルデータ列を周期的に生ずる。
図示した実施例において、処理回路16はアナログ−デ
ジタル変換器24、一対のミキサ26、28および一対のフィ
ルタ30、32からなる。アナログ−デジタル変換器24は周
期的にIF信号をサンプルし、対応する一連のデジタルサ
ンプルを出力する。これらのデジタルサンプルはミキサ
26、28によってsinωｔ信号およびcosωｔ信号と掛け合
わされ、IF信号の実成分および虚成分のデジタル表現を
与える。フィルタ30、32はミキサ積のスプリアスを除去
する。
ジタル変換器24、一対のミキサ26、28および一対のフィ
ルタ30、32からなる。アナログ−デジタル変換器24は周
期的にIF信号をサンプルし、対応する一連のデジタルサ
ンプルを出力する。これらのデジタルサンプルはミキサ
26、28によってsinωｔ信号およびcosωｔ信号と掛け合
わされ、IF信号の実成分および虚成分のデジタル表現を
与える。フィルタ30、32はミキサ積のスプリアスを除去
する。
前述の回路および多数の変形は合衆国特許4,594,555
の明細書に記され，従来技術として知られており、ここ
では参照として組み入れている。
の明細書に記され，従来技術として知られており、ここ
では参照として組み入れている。
本発明に図示した実施例に従った装置はさらに第１演
算プロセッサ34を含み、これに実信号サンプルおよび虚
信号サンプルが印加される。このプロセッサはそれぞれ
の対のサンプルに対する実／虚の商を計算し、IF信号位
相角の正接を決定する。逆正接関数を実行することによ
ってプロセッサはIF信号の位相を決定できる。
算プロセッサ34を含み、これに実信号サンプルおよび虚
信号サンプルが印加される。このプロセッサはそれぞれ
の対のサンプルに対する実／虚の商を計算し、IF信号位
相角の正接を決定する。逆正接関数を実行することによ
ってプロセッサはIF信号の位相を決定できる。
逆正接関数は通常０から２πの範囲の位相を生ずる。
図示した本発明の実施例において位相は一般的に「折り
返され」てはいけない、すなわちこの範囲に制限されて
はいけない。したがってプロセッサ34は逆正接関数によ
り計算された位相の数列をモニタし、位相が２πと交差
し再度ゼロから始まるたびに２πを加える。各サンプル
対に対する折り返しのない、すなわち累積された位相は
大きなFIFOレジスタであるメモリ36にストアされる。
図示した本発明の実施例において位相は一般的に「折り
返され」てはいけない、すなわちこの範囲に制限されて
はいけない。したがってプロセッサ34は逆正接関数によ
り計算された位相の数列をモニタし、位相が２πと交差
し再度ゼロから始まるたびに２πを加える。各サンプル
対に対する折り返しのない、すなわち累積された位相は
大きなFIFOレジスタであるメモリ36にストアされる。
入力信号波形の周波数を測定する場合、第２プロセッ
サ38がメモリ36にストアされた位相点を読む。第２プロ
セッサはこの点の配列上で線形回帰分析を行い、位相変
化速度の最良の推定値を決定する。以下に述べる公式を
用いて数値的に分析する一方で、累積位相点を時間の関
数としてグラフ上にプロットし、該点に直線を当てはめ
て分析を概念化する。この直線の傾斜はIF信号の位相変
化速度、すなわち周波数である。
サ38がメモリ36にストアされた位相点を読む。第２プロ
セッサはこの点の配列上で線形回帰分析を行い、位相変
化速度の最良の推定値を決定する。以下に述べる公式を
用いて数値的に分析する一方で、累積位相点を時間の関
数としてグラフ上にプロットし、該点に直線を当てはめ
て分析を概念化する。この直線の傾斜はIF信号の位相変
化速度、すなわち周波数である。
位相と時間の変数に標準線形回帰式を適用し、以下の
様に周波数推定値Ｆを求める。
様に周波数推定値Ｆを求める。
ここで、複素点Ｘ〔ｉ〕はｎ個あり、Ｐ〔ｉ〕はＸ
〔ｉ〕の折り返されていない位相であり、k1＝6/（ｎ
（ｎ＋１）（ｎ−１））である。
〔ｉ〕の折り返されていない位相であり、k1＝6/（ｎ
（ｎ＋１）（ｎ−１））である。
もしサンプルされた信号のノイズが真に独立であり、
信号がナイキスト速度より早い速度でサンプルされ、S/
N比がほどよい（すなわち10:1より大きい）ものであれ
ば周波数推定値の分散Ｅは以下のようになる。
信号がナイキスト速度より早い速度でサンプルされ、S/
N比がほどよい（すなわち10:1より大きい）ものであれ
ば周波数推定値の分散Ｅは以下のようになる。
ここでＮは ラジアンで表したＰ〔ｉ〕に含まれるノイズの分散であ
る。
る。
第２プロセッサ38はIF周波数の推定値を表すデータを
第３プロセッサ40に出力する。第３プロセッサには入力
信号に混合された局部発振器の周波数情報が提供される
ので初期入力信号の周波数を計算することができる。計
算された周波数を表すデータは表示駆動回路42に供給さ
れ、機器の表示装置44に表示される。
第３プロセッサ40に出力する。第３プロセッサには入力
信号に混合された局部発振器の周波数情報が提供される
ので初期入力信号の周波数を計算することができる。計
算された周波数を表すデータは表示駆動回路42に供給さ
れ、機器の表示装置44に表示される。
説明をわかりやすくするために図示された実施例は３
個のプロセッサを持つものとして述べてきたが、実際に
は回路はメモリを備えたMotorola68000シリーズマイク
ロプロセッサ１個で実現できる。該プロセッサは図示し
たプロセッサ34、38および40およびFIFOメモリ36の機能
を実行する。
個のプロセッサを持つものとして述べてきたが、実際に
は回路はメモリを備えたMotorola68000シリーズマイク
ロプロセッサ１個で実現できる。該プロセッサは図示し
たプロセッサ34、38および40およびFIFOメモリ36の機能
を実行する。
第２図は図示した一実施例によって実現されるステッ
プのシーケンスを示すフローチャートである。
プのシーケンスを示すフローチャートである。
好適実施例に関して本発明の原理を図示したが、本発
明はその原理から離れることなく配置や詳細を修正でき
ることは明らかであろう。たとえば図示した実施例は１
個あるいはそれ以上の変換段を含んでいるように述べた
が、変換段を用いないベースバンドシステムにもまた都
合よく本発明を応用できることがわかる。同様に図示し
た実施例ではアナログミクサを用いて入力信号を混合
し、生じたIF信号をデジタルに変換し、該デジタルIFに
正弦信号および余弦信号を掛け、実部および虚部を生ず
るように述べたが、他の配置を用いることもできること
が判る。たとえばデジタル部品の代わりにアナログ部品
を用いることによって第１演算プロセッサ34では信号を
アナログの形のままにしておくことができる。同様にデ
ジタルへの変換を第１ミキサの前に行い、後続段を全て
純粋にデジタル化できる。
明はその原理から離れることなく配置や詳細を修正でき
ることは明らかであろう。たとえば図示した実施例は１
個あるいはそれ以上の変換段を含んでいるように述べた
が、変換段を用いないベースバンドシステムにもまた都
合よく本発明を応用できることがわかる。同様に図示し
た実施例ではアナログミクサを用いて入力信号を混合
し、生じたIF信号をデジタルに変換し、該デジタルIFに
正弦信号および余弦信号を掛け、実部および虚部を生ず
るように述べたが、他の配置を用いることもできること
が判る。たとえばデジタル部品の代わりにアナログ部品
を用いることによって第１演算プロセッサ34では信号を
アナログの形のままにしておくことができる。同様にデ
ジタルへの変換を第１ミキサの前に行い、後続段を全て
純粋にデジタル化できる。
なお本発明の他の実施例において絶対位相ではなくむ
しろ隣接するサンプル点間の位相差が測定可能である。
そのような実施例は時として実現がより簡単であり、線
形回帰分析を適用した後に位相差の最良加重平均を生ず
る。サンプリング間隔は一定かつ既知なので、この平均
位相差を用いて再び容易にIF信号の周波数を決定でき
る。（図示した実施例にあるようにプロセスは正接関数
の折り返し作用を識別し、位相差を計算する時にそれを
考慮しなければならない。） 本発明の原理が適用される広範の他の実施例を考慮す
ると図示した実施例は例示に過ぎず、また本発明の範囲
を制限するものではない。
しろ隣接するサンプル点間の位相差が測定可能である。
そのような実施例は時として実現がより簡単であり、線
形回帰分析を適用した後に位相差の最良加重平均を生ず
る。サンプリング間隔は一定かつ既知なので、この平均
位相差を用いて再び容易にIF信号の周波数を決定でき
る。（図示した実施例にあるようにプロセスは正接関数
の折り返し作用を識別し、位相差を計算する時にそれを
考慮しなければならない。） 本発明の原理が適用される広範の他の実施例を考慮す
ると図示した実施例は例示に過ぎず、また本発明の範囲
を制限するものではない。
＜発明の効果＞ 本発明によれば，周波数の推定は位相の測定とその位
相の変化速度の計算によって求められるので，短時間で
正確な推定ができる。
相の変化速度の計算によって求められるので，短時間で
正確な推定ができる。
また，周波数推定は余分なハードウェアの追加なしで
既存のスペクトラムアナライザに実装できるので，経済
的でもある。
既存のスペクトラムアナライザに実装できるので，経済
的でもある。
第一図は本発明の一実施例を用いた周波数推定１を備え
たスペクトラムアナライザのブロック図である。 第二図は本発明の一実施例の周波数推定方法のフローチ
ャートである。
たスペクトラムアナライザのブロック図である。 第二図は本発明の一実施例の周波数推定方法のフローチ
ャートである。
Claims (6)
- 【請求項１】アナログ波形の信号を受信するための入力
手段と、 前記アナログ波形に沿った複数の点において、前記アナ
ログ波形をその実数部と虚数部に対応するデジタル・デ
ータ列に変換するための信号処理手段と、 前記デジタル・データ列から前記アナログ波形に沿った
複数の点における位相データを求める手段であって、必
要に応じて該位相データに２πを加算して位相の折り返
しをなくした位相データにする手段と、 前記アナログ波形の位相の変化速度の最良推定を決定す
るために、前記複数の位相データに線形回帰あてはめを
行うための手段と を設けて成る電子測定装置。 - 【請求項２】前記位相データは、前記アナログ波形に沿
った２点における位相差であることを特徴とする、請求
項１に記載の電子測定装置。 - 【請求項３】前記信号処理手段は、 前記アナログ波形に対応するデジタル・サンプル列を生
成するために前記アナログ波形を周期的にサンプリング
する手段と、 前記アナログ波形の実数部に対応するデータ列を生成す
るために前記デジタル・サンプルに正弦波信号を乗ずる
手段と、 前記アナログ波形の虚数部に対応するデータ列を生成す
るために前記デジタル・サンプルに余弦波信号を乗ずる
手段と を備えていることを特徴とする、請求項１または請求項
２に記載の電子測定装置。 - 【請求項４】前記入力手段が、前記アナログ波形信号を
中間周波数信号に変換するために前記アナログ波形信号
に局部発振器の出力波形信号を乗ずる手段をさらに備え
ていることを特徴とし、さらに、 変換されたアナログ波形信号の位相変化速度の最適推定
値から入力アナログ波形の周波数を求める手段をさらに
備えていることを特徴とする、請求項１ないし請求項３
のいずれか一項に記載の電子測定装置。 - 【請求項５】スーパーヘテロダイン受信を行う電子装置
における入力信号の周波数を求める方法において、 前記電子装置における中間周波数信号を処理することに
よりその実数部と虚数部を周期的に定量化し、各中間周
波数に対応する、第１のデータおよび第２のデータを有
するデータ対を生成するステップと、 前記データ対のそれぞれから、それに関する位相データ
を求め、必要に応じて該位相データに２πを加算して位
相の折り返しをなくした位相データにするステップと、 中間周波数信号の位相変化速度を推定するために、前記
位相データに対して線形回帰分析を行うステップと、 前記位相変化速度と１つまたは複数の局部発振器信号の
周波数から、前記電子装置への入力信号の周波数を計算
するステップと を設けて成る方法。 - 【請求項６】前記位相データは、周期的に定量化された
前記データ対のうちの２つに対応する中間周波数信号上
の点の間の位相差であることを特徴とする、請求項５に
記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/395,226 US4983906A (en) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | Frequency estimation system |
| US395,226 | 1989-08-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0389174A JPH0389174A (ja) | 1991-04-15 |
| JP2975410B2 true JP2975410B2 (ja) | 1999-11-10 |
Family
ID=23562172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2216957A Expired - Fee Related JP2975410B2 (ja) | 1989-08-17 | 1990-08-17 | 電子測定装置及び周波数推定方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4983906A (ja) |
| JP (1) | JP2975410B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100758492B1 (ko) * | 2005-12-28 | 2007-09-12 | 엘에스산전 주식회사 | 직교필터를 이용한 주파수 추정 장치 및 그 방법 |
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| US5109188A (en) * | 1991-03-06 | 1992-04-28 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Instantaneous frequency measurement receiver with bandwidth improvement through phase shifted sampling of real signals |
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-
1989
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1990
- 1990-08-17 JP JP2216957A patent/JP2975410B2/ja not_active Expired - Fee Related
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