JP4417042B2 - 測定する電子的対象の雑音レベルを測定する方法と装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定する電子的対象の雑音レベルの範囲を判別する方法と装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＥ４１ ２２ １８９ Ａ１には、測定する電子的対象の雑音温度を判別する手順と装置が開示されている。現在までの手順の従来の手段とは反対に、雑音源の代わりに、正弦波信号が測定対象に入力され、レベル・メータを使用して、電力の測定が行われていた。正弦波信号源は、２つの電力レベルを切り換えることができる。これらの入力電力レベルＰ1およびＰ2は、かなりの正確さで知られている。まず、較正時に、測定対象の切り替えを間に置かずに正弦波信号源がレベル・メータに直結されているため、固有の雑音電力レベルＰ1KおよびＰ2Kを測定される。
【０００３】
この作業を実施するときに、２つの接続可能な電力レベルＰ1およびＰ2を正弦波信号源に印加する。実際に測定を行うときに、同じ電力レベルＰ1およびＰ2が測定対象の入力に接続され、測定対象の出力がレベル・メータに接続されており、そのため、対応する電力レベルＰ1MおよびＰ2Mをレベル・メータから読み取ることができる。
【０００４】
特許ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１の請求項１には、これら測定値の大きさに関する雑音温度ＴMの計算式が示されている。この公式のいくつかには、差Ｐ2M−Ｐ2Kと差Ｐ1K−Ｐ1Mが見られる。このときに、雑音電力と雑音信号に重ね合わせされた正弦波信号の電力の和をレベル・メータで測定する。そのときに得られた差は、正弦波信号と雑音信号がほぼ同じレベルである限り０と異なる。ただし、正弦波信号が重ね合わせされた信号混合で支配的であれば、これらは較正および実測電力レベルとともに雑音信号部分が異なるので、これらの差はほとんど互いに０と違わない。しかし、この差は、正弦波信号の中心的部分であることから差を取る際にほとんど評価できない。ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１で説明されている手順は、正弦波信号の電力部分が雑音電力の一般的な大きさを持つときのみ適応可能である。
【０００５】
しかし、実際には、活性化されている状態で測定対象を評価する必要がある。例えば、増幅器の雑音温度はスタンバイ動作だけでなく、確実に、実用動作における増幅器の場合など高変調の場合にも注目すべきものである。このために、測定対象、例えば増幅器を比較的高いレベルを持つ正弦波信号により変調し、測定対象がこの測定に関して十分に変調されるようにすることが必要になる。ただし、このような測定は、上記の理由から、ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１で説明した手順では可能でない。
【外国特許文献】
ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明の目的は、測定する対象の高変調の場合であっても雑音のレベルを判別することができるようにする、測定する電子的対象の雑音の程度を判別するための手順と装置を提示することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的は、方法に関する限り、請求項１の特徴と、装置に関しては請求項７の特徴により達成される。
【０００８】
請求項１記載の発明は、正弦波信号（Ｓin）の入力により電子的測定対象（２）の雑音（ＴDUT）の大きさを決定し、レベル・メータ（３）を使用して関連する電力レベルを測定する方法であって、レベル・メータ（３）を使用して、正弦波電力レベル（Ｐ＾sin）と雑音電力レベル（Ｐ＾noise）を別々に判別し、レベル・メータ（３）で出力信号（Ｓ out ）のサンプルを取り、正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）から、デバイス内の算術平均（３３）と、サンプルと、次いで算術平均（ＡＶＧ）の値の平方（３４）を得ることにより、サンプル値を判別し、サンプルの値の平方の算術平均（３５）を取り、その後正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）の減算を行うことで雑音電力レベルを求めることを特徴とする方法である。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の方法であって、平均値（３３、３５）を取る前に、レベル・メータ（３）に用意されている局部発振器（２２）の周波数から入力正弦波信号（Ｓin）の周波数の偏差の推定（２８）と修正（２９）を行うことを特徴とする方法である。
請求項３記載の発明は、請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載の方法であって、雑音の大きさが測定対象（２）の雑音温度（ＴDUT）であり、雑音温度（ＴDUT）は以下の式、
【数１】
各項は次のとおりに定義される。
Ｐsin 測定対象（２）の入力のところの正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin レベル・メータ（３）で測定した正弦波電力レベル
ＰMESS,noise レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
で求めることを特徴とする方法である。
請求項４記載の発明は、請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の方法であって、測定の前に較正を行い、その正弦波信号（Ｓin）のレベルは測定の場合と同じレベルであっても、測定対象（２）を迂回し、前記正弦波信号（Ｓin）をレベル・メータ（３）に直接入力し、雑音の大きさは雑音温度（ＴDUT）であり、測定対象（２）の雑音温度（ＴDUT）は以下の式、
【数２】
ただし、各項は、
Ｐsin 測定対象（２）の入力時の正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin 測定対象（２）を中間で回り道して含めることにより測定し、レベル・メータ（３）で測定した正弦波の電力レベル
ＰMESS,noise 測定対象（２）を中間で回り道して含めることにより測定し、レベル・メータ（３）で測定した雑音の電力レベル
ＰCAL,noise 測定対象（２）を中間で回り道して含めることをせずに測定し、レベル・メータ（３）で測定した雑音の電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
で求めることを特徴とする方法である。
請求項５記載の発明は、測定対象（２）に入力される正弦波信号（Ｓin）を出力する、正弦波信号源（１）と、測定対象（２）への対象の出力の電力レベルの測定を行うためのレベル・メータ（３）を備える電子的測定対象（２）の雑音（ＴDUT）の大きさを判別し、レベル・メータ（３）が正弦波電力レベル（Ｐ＾sin）を別々に分離して捕捉するための正弦波電力レベル検出器デバイス（３１）と雑音電力レベル（Ｐ＾noise）を捕捉するための雑音電力レベル検出器デバイス（３２）を備え、レベル・メータ（３）が測定対象（２）の出力信号（Ｓ out ）のサンプルを捕捉することと、正弦波電力レベル検出器デバイス（３１）がサンプルの算術平均（３３）を取り、その後、サンプルの算術平均値（ＡＶＧ）の値の平方を取る（３４）ことにより正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）を求め、雑音電力レベル検出器デバイス（３２）がサンプルの値の平方の算術平均（３５）を取り、その後正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）の減算（３６）を行って雑音電力レベル（Ｐ＾ noise ）を求めることを特徴とする装置である。
請求項６記載の発明は、請求項５項記載の装置であって、前記レベル・メータ（３）は、平均（３３、３５）を取る前に、前記測定対象（２）に入力される正弦波信号（Ｓin）の周波数とレベル・メータ（３）内に存在する局部発振器（２２）の周波数との周波数偏差の推定を行う周波数推定デバイス（２８）と、前記周波数偏差を修正する周波数修正デバイス（２９）を備えることを特徴とする装置である。
請求項７記載の発明は、請求項５又は請求項６のいずれか１項記載の装置であって、雑音の大きさが雑音温度（ＴDUT）であり、エバリュエータ（４０）は以下の式、
【数３】
ただし、式の中の記号の意味は、
Ｐ(sin) 測定対象（２）の入力の正弦波信号の電力レベル
Ｐ(MESS,sin) レベル・メータ（３）で測定したとおりの正弦波電力レベル
ＰMESS,noise レベル・メータ（３）で測定したとおりの雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
を使って測定対象の雑音温度（ＴDUT）を求めることを特徴とする装置である。
請求項８記載の発明は、請求項５乃至請求項７のいずれか１項記載の装置であって、測定の前に較正を行い、その場合、正弦波信号Ｐ(Sin)は測定で求められたのと同じレベルでレベル・メータ（３）に直接入力されるが、ただし、測定対象（２）まで中間経路を通らず、雑音の大きさは雑音温度（ＴDUT）であり、評価デバイス（４０）は以下の式、
【数４】
ただし、式の中の記号の意味は、
Ｐsin 測定対象（２）の入力に出る正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin 測定対象（２）を回り道して含める、レベル・メータ（３）で測定した正弦波電力レベル
ＰMESS,noise 測定対象（２）を回り道して含める、レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ＰCAL,noise 測定対象（２）を回り道して含めない、レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
により測定対象の雑音温度（ＴDUT）を求めることを特徴とする装置である。
【０００９】
本発明の基礎は、雑音の強度を測定する際に、正弦波電力レベルおよび雑音電力レベルの値を別々に判別と都合がよいという点にある。このため、雑音温度の本質的により正確な測定と測定する対象の増幅係数の同時測定の両方が可能である。測定する対象が、正弦波信号により励起される場合、比較的高いレベルで測定できることは特に都合がよい。例えば、増幅器の雑音係数は、完全変調条件で測定することができる。
従属する請求項には本発明に有利な改良が示されている。
【００１０】
正弦波電力レベルを得るには、サンプリングした値の算術平均を取り、その後前記算術平均の値の平方を取る。一方、雑音電力レベルは、サンプリングした値の平方の算術平均を取り、その後正弦波電力レベルの引き算を行うことで利用可能となる。
【００１１】
また、測定対象の正弦波信号入力の周波数とレベル・メータ内に存在する信号との偏差の信号変換および修正手順を使用して局部発振器による推定も都合がよい。通常、レベル・メータの局部発振器は、外部正弦波信号源と比較したときにオフセットされる周波数を使用する。それに応じてこの周波数オフセットを修正することができる。
【００１２】
雑音温度は、従属請求項に示されている公式を使って、直接または従来の較正を考慮して判別することができる。
【００１３】
図面を参照しながら本発明について詳述する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の測定手順と測定装置を説明する前に、以下では、本発明を最終的によく理解できるように、雑音測定の基本事項と従来技術による手順について図１から６を参照しながら説明する。図１０および１１を参照して、本発明の測定装置の実施例を調べることができる。図１２は、本発明の手順の測定機能の精度の高さを示している。その後、本発明の測定手順による評価を図７から９を参照しながら行う。
【００１５】
図１は、雑音とともに温度が雑音モデルの記述のための可能な雑音の大きさの１つとして使用される雑音係数の定義を説明するためのブロック回路／論理図である。図１の回路／論理図では、信号源１から、サービス信号ＰS1または雑音信号ＰR1のいずれかが測定対象（つまり、ＤＵＴ＝試験対象デバイス）２に入力される。サービス信号の場合、例えば、これは正弦波信号とすることができる。測定対象２の出力のサービス信号ＰS2と測定対象２の出力の雑音信号ＰR2は、アナライザまたはレベル・メータとしても指定できる測定装置３で評価される。このシーケンスでは、値ＰS1、ＰR1、ＰS2およびＰR2はそれぞれ電力レベルを表すという事実に注意しなければならない。
【００１６】
測定対象（ＤＵＴ）の雑音係数Ｆは次のように定義される。
【００１７】
【数９】
【００１８】
これから、雑音係数ＮＦ＝１０・ｌｏｇ10（Ｆ）［ｄＢ］が求められる。
雑音係数を決定するために、実際的に図２のモデルを出発点として使用することができる。雑音の多い測定対象２ａは、雑音源４を入力とし雑音温度ＴDUTを持つ雑音のない理想的な測定対象２ｂで置き換える。
【００１９】
測定対象２の雑音は熱に関する性質があるので、これは、いわゆる雑音温度によりシミュレートできる。雑音電力については、以下の計算式により雑音温度から計算することができる。
【００２０】
【数１０】
【００２１】
図１の電力値から以下の式が得られる。
【００２２】
【数１１】
【００２３】
実際のサイズ(physical sizes)の定義については、図２を参照のこと。与えられている定義により、雑音係数Ｆを次のように計算できる。
【００２４】
【数１２】
【００２５】
雑音係数を比較できるように、基準温度として周囲温度Ｔo＝２９０Ｋを使用した。雑音電力ＰR1が雑音温度Ｔoに対応するという仮定は、入力での測定対象（ＤＵＴ）２に周囲雑音が存在しているという見解のモデル化である。
【００２６】
図３は、雑音測定の信号モデルを示している。正弦波信号と雑音信号の組み合わせ信号源１が測定対象２により測定機器３に接続されている。実際に測定を行う前に、較正を実行する場合、測定対象２は、破線５で示されているように、較正のところでバイパスされる。測定対象２の等価ダイアグラムにおいて、前記測定対象２の雑音が加算デバイス６内で加えられ、入力信号と合わせて、乗算器７の増幅係数ＧDUTを掛けることにより強化される。
【００２７】
測定用の機器、つまり、レベル・メータ３も同様にモデル化される。レベル・メータ３の固有雑音が加算器８に加えられ、その合計の信号が乗算器９の増幅係数ＧMESSとの乗算で増幅される。レベル・メータの測定帯域幅は、帯域幅Ｂeff＝ＢMESS＜ＢDUTで、Ｂeffは実効帯域幅、ＢMESSは測定帯域幅、ＢDUTは測定対象２の帯域幅である、ディープ・パス１０によりモデル化される。測定機器は、レベル・メータ３であるが、これは電力レベルＰMを送出する。
上の説明は、数学的には以下の式で示される。
【００２８】
【数１３】
【００２９】
ただし、
Ｔo 基準温度（２９０Ｋ）
Ｆ 雑音係数（直線）
ＮＦ 雑音係数（対数）
ＥＮＲ 雑音源の雑音電力（対数、Ｔoに関して）
ＴDUT 測定対象２の固有雑音温度
Ｔcold 回路外雑音源の温度（周囲温度）
Ｔhot 回路内雑音源の温度
雑音電力はすべて、直線的測定値として使用される。以下では、雑音測定の普遍的信号モデルを提示しており、これはすべての測定事例に適用できる。
【００３０】
一般に、以下の関係式が成立する。
【００３１】
【数１４】
【００３２】
（ここでは、測定デバイス３から見える帯域幅のみを考察する）
【００３３】
【数１５】
【００３４】
（それぞれ、回路内／回路外基準信号源を持つ）
測定装置３の帯域幅は概して小さいので、この観察では測定対象の帯域幅を無視できる。雑音源または正弦波信号源は、そのレベルが正確に知られていることを前提としているので、基準源として指定される。上の考察を適用すると、２つの異なる基準レベルによる較正で、測定値ＴMESSとＧMESSが判別されていることは容易にわかる。後の測定の場合（再び、２つの異なる基準レベルを使用して）、ＴDUTおよびＧDUTの値が設定されている。
【００３５】
正弦波信号を基準源として適用した後、測定装置内の正弦波信号と雑音信号の合計電力を測定するため、ＲＭＳ（root mean square ２乗平均平方根）検出器を採用しなければならない。
【００３６】
注目している雑音電力の測定の正確さは、（正弦波信号と雑音信号との）信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が高くなると損なわれる。この事実は次のように説明できる。以下の例では、雑音レベルと発生器レベルの合計のレベル商はさまざまな発生器レベル値に対する発生器レベルに合わせて計算する。雑音レベルは一定に保持される。
【００３７】
例１：（特許出願ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１による測定の事例）
雑音電力 ＝−１１０ｄＢｍ
発生器レベル＝−１００ｄＢｍ
合計電力 ＝−１１０ｄＢｍ＋（−１００ｄＢｍ）＝−９９．６ｄＢｍ
⇒電力差 ≒０．４ｄＢ
【００３８】
例２：
雑音電力 ＝−１１０ｄＢｍ
発生器レベル＝−８０ｄＢｍ
合計電力 ＝−１１０ｄＢｍ＋（−８０ｄＢｍ）＝−７９．９９６ｄＢｍ
⇒電力差 ≒０．００４ｄＢ
【００３９】
例３：
雑音電力 ＝−１１０ｄＢｍ
発生器レベル＝−１０ｄＢｍ
合計電力 ＝−１１０ｄＢｍ＋（−１０ｄＢｍ）＝−９．９９９９９９９９９６ｄＢｍ
⇒電力差 ≒０．０００００００００４ｄＢ
【００４０】
電力測定に関して得られる正確さは、Ｎ個のサンプリング値からなる観測時間の長さによって決まる。この誤差は本質的に、判別される電力差未満でなければならない（例１から例３を参照）。従来技術（ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１）による電力レベルを使用する例１のような測定は０．４ｄＢ程度のレベル差を容易に測定できるため適切に実行できることは理解されるであろう。例２および３は、ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１の評価と比較して、不正確なだけである、つまり、さらに実行することに意味がない。
【００４１】
図４は、いわゆるＹ係数測定の場合の手順の方法を示している。この手順では、雑音がないと仮定され入力では雑音温度ＴDUTの雑音源４が与えられる測定対象２および入力において雑音温度ＴMである雑音源１１が適用される仮定されている雑音のない測定装置３を雑音温度Ｔgcsの雑音源１３がある入力上で雑音のないシステム１２と統合する。
【００４２】
この測定から仮定するのは、測定装置３の固有雑音が無視されているということ、つまり測定対象（ＤＵＴ）２の雑音が測定装置２（ＴDUT≒Ｔges）の雑音よりもはるかに大きいと仮定した。これは常に、測定対象（ＤＵＴ）２の増幅率が十分に大きい場合である。
【００４３】
以下の公式の記号の意味は次のとおりである。
Ｐcold 遮断雑音源のある測定された雑音電力
Ｐhot 接続されている雑音源のある測定された雑音電力
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＢM 測定対象３の帯域幅
ＧM 測定装置３の増幅率は、通常１程度であり、レベルの判別の正確さを表す。
【００４４】
【数１６】
【数１７】
【００４５】
これから以下が得られる。
【００４６】
【数１８】
【００４７】
ただし
【００４８】
【数１９】
【００４９】
図５および６は、従来技術の較正による測定を示している。図５に示されている較正の場合、測定結果である電力レベルＰhot,CALおよびＰcold,CALは雑音温度ＴhotおよびＴcoldに関して測定された。測定対象２の図６の説明されている測定の場合、もう一度、測定対象２および測定装置３をまとめて、システム全体１２に接続することも可能である。
【００５０】
記号は以下のように定義される。
Ｐcold,CAL 測定時に回路外雑音源があり較正を行う測定された雑音電力
Ｐcold,MESS 測定時に回路内雑音源があり較正を行う測定された雑音電力
Ｐhot,MESS 測定時に回路内雑音源がある測定された雑音電力
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＧM 測定装置３の増幅率
ＢM 測定装置３の帯域幅
これらは、以下の式で使用される。
【００５１】
【数２０】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
【００５２】
システム全体の雑音電力は以下のように表すことができる。
【００５３】
【数２４】
【００５４】
式（１１）から（１５）が与えられると、測定対象（ＤＵＴ）の雑音温度ＴDUTおよび増幅率ＧDUTを以下のように導くことができる。
【００５５】
【数２５】
【数２６】
【００５６】
ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１で提案されているような正弦波基準信号源を使用することにより、以下のように記述できる。
【００５７】
【数２７】
【００５８】
ただし、Ｐ1＝大きい方の正弦波電力≒回路内雑音源、および
【００５９】
【数２８】
【００６０】
ただし、Ｐ2＝小さい方の正弦波電力≒回路外雑音源
これらの雑音温度は、式（１６）で使用されている。これから以下の式が得られる。
【００６１】
【数２９】
【００６２】
以下の式を挿入すると、
Ｐhot,CAL＝Ｐ1K、つまりＰhot,MESS＝Ｐ1MおよびＰCAL＝Ｐ2K
つまり、Ｐcold,MESS＝Ｐ2MおよびＢS＝ＢM
ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１の請求項１に記載の式を作成できる。
【００６３】
説明した前述の原理に基づき、本発明の手順および現在までの従来の方法のものとの違いが明確になる。
【００６４】
その２つの異なる検出器における本発明が基づく手順は、混合信号の評価のため並列動作する。これは、図１０に示されている。
【００６５】
−第１の検出器２０は、正弦波信号および固有雑音の信号混合の電力レベルを捕捉するためのみに使用される。測定結果は、もっと正確であればあるほど、平均検出器で決定される数が増えるだけである（例えば、２乗平均平方根検出器２０）。
【００６６】
−他の検出器２１は、信号混合から正弦波信号の電力レベルを取り出すためのみに使用される。平均時間が長いほど、正弦波レベルの測定は正確になる（例えば、ＡＶＧ（平均）検出器を使用した場合）。この場合、平均を取ると、測定対象２の固有雑音が統計的に独立であり、普遍的に分散していると仮定できるので、固有雑音の部分は均される。
【００６７】
２つの独立の並列動作検出器２０および２１を使用することにより、正弦波レベルはさらに、測定対象２の固有雑音のレベルよりもかなり大きくなることがある。第一に、非常に小さいが正確な正弦波レベルは実現のコストが高く、第二に、（異なる大きさの固有雑音を表す）異なる測定帯域幅に対し正弦波レベルを繰り返し合わせなければならないという必要性がなくなるため、これは手順の実用的応用の重要な側面である。
【００６８】
これらの非常に小さな電力差の測定を行うには、以下のようにして、ＡＶＧ検出器２１およびＲＭＳ検出器２０を同時に使用する。
【００６９】
−平均時間の十分な期間で、ＡＶＧ検出器２１により、正弦波信号のレベルだけを決定する、つまり雑音が平均化される。
【００７０】
−ＲＭＳ検出器２０により、正弦波レベルと雑音の合計電力を決定する。
【００７１】
雑音電力は、２つの検出器のレベルの差を取って計算する。すなわち以下のようになる。
【００７２】
【数３０】
【００７３】
そして図１０から、以下が得られる。
【００７４】
【数３１】
【数３２】
【００７５】
７０ｄＢを超えるレベル差が測定されたので、個々のレベルＰRMSとＰAVGを１０-7以上の正確さで測定できることが必要である。それにより、一方で、アナログ／デジタル・トランスデューサ２３の高い直線性が必要になり、他方では、測定結果の正確な表現が必要になる。
【００７６】
図１０には、測定装置の非常に簡略化されたブロック回路図が示されている。正弦波発生器１は、正弦波信号を出力し、この信号が測定対象（ＤＵＴ）２に供給される。雑音で汚染された正弦波信号が前記測定対象（ＤＵＴ）２の出力のところに存在する。測定手順の目標は、以下の最も可能性が高く、問題のない決定を下すことである。
【００７７】
１．正弦波信号の電力Ｐ＾sin
２．測定対象の出力の解析的帯域幅Ｂanalyse＝ＢM内の雑音電力Ｐ＾noise
この目的のために、局部発振器およびミキサー２４により測定対象２の出力信号をレベル・メータ３の中間周波数ｆZFと混合させる。間に配置されているすべてのフィルタは、わかりやすくするため、示されていない。これ以降、アナログ／デジタル・トランスデューサ２３を使用してサンプリングを行い、サンプリング周波数はｆa_inとする。サンプリング周波数は、概して、解析帯域幅Ｂanalyseよりも本質的に高い。そのため、解析帯域幅に関するサンプリング定理の順守は完全に履行される。さらに、注目している雑音帯域に悪影響が及ぶことはないように、（図に示されていない）アナログ・フィルタも寸法が決められる。アナログ／デジタル変換の後、乗算器２５で複素回転ポインタ
【００７８】
【数３３】
【００７９】
との乗算を行って同等のベース・バンド内で混合が行われる。それ以降、信号を検出器２０および２１で評価する前に、フィルタ２６によるディープ・パス・フィルタ処理が行われる。
【００８０】
図１１は、すでに説明されている要素に対応する参照番号が振られている、いくぶん詳細なブロック回路図を示している。
【００８１】
概して、すべての発振器周波数は、共通の１つの基準から導かれる。この方法で、正弦波とゼロ周波数とが混合され、それにより、周波数ｆ＝０で離散スペクトル線を受け取る。正弦波が外部から入力された場合、サービス回転ポインタはそのまま、残差周波数オフセットΔｆを保持する。
【００８２】
この場合、周波数オフセットは、後の信号処理ブロックに格納され、周波数値Δｆ＾を含む。ベース・バンドに混合した後、解析フィルタ処理を所定の解析帯域幅Ｂanalyseで実行する。
【００８３】
このフィルタ２６は、特に、ベース・バンドでバック・ルーピングを再圧縮して混合に通す役割を持つ。出力信号のスペクトルは、ゼロ周波数の正弦波と帯域制限雑音による離散スペクトル線から成り立っており、これは図１０に概略が示されている。最尤法理論に従うと、最適推定量には（例えば、雑音部分）非相関サンプル値のみが必要である。以下では、サンプリング周波数を選択する際に、以下の一般的な大きさを取る。
【００８４】
【数３４】
【００８５】
大きなサンプリング・レートは最適推定に寄与しない。サンプリングが少ないと、無相関のサンプル値が得られるが、均一に推定誤差があれば、それに応じて測定時間が長くなる。その結果、フィルタ処理した後、以下の式、
【００８６】
【数３５】
【００８７】
によるダウン・サンプリングを、ダウン・サンプラ２７で実行できる。信号処理のコストの低減に関して、解析フィルタ２６に直接間引きを組み込むことが推奨される、つまり、解析出力サンプルのみを計算し、これを間引きの後に使用する。
【００８８】
ダウン・サンプリングの後、任意選択で、外部正弦波発生器１を使用して、後の修正（上を参照）による周波数オフセットΔｆの推定を行う。簡単のため、以下の考察では、周波数推定デバイス２８で誤りなく推定を行い、それにより、同様に修正の後に、周波数が０のときに離散スペクトル線が存在すると仮定する。修正係数
【数３６】
【００８９】
による修正が乗算器２９内で続く。乗算器３０により、周波数修正のオプションのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを実行できる。
その後、以下のようにデジタルの結果が得られている。
【００９０】
【数３７】
【００９１】
等しい部分は振幅Ａかつ位相φであり、これは、正弦波発生器と局部発生器２２の間の位相オフセットにより生じる。以下の計算では、式（２３）による複素定数ｃを定義するよう推奨する。等しい部分の注目している電力は以下の式で求められる。
【００９２】
【数３８】
【００９３】
さらに、測定対象２の解析帯域幅がＢanalyseである帯域制限雑音ｎ（ｋ）の平均雑音電力は以下の式で表されるが、
【００９４】
【数３９】
【００９５】
ただし、Ｅ｛．．．｝は期待値を表す。
以下の信号処理では、Ｎ個のサンプルの限定された期間の観察から、最適推定値Ｐ＾sinおよびＰ＾noiseを求めることを目的としている。前記のＰの上についている“hat”記号＾は、一般推定値であることを表している。tilde~は一般に、試行パラメータを表す。
【００９６】
但し、本願の明細書本文中では、下記表１の左欄のように、２文字分で記載し、図面や数式中では右欄のように一文字で記載する。
【００９７】
【表１】
【００９８】
まず、'Ｐsinは最尤法を使って推定する。この場合、複素数の等しい部分ｃは式（２３）から推定する。これは、以下の対数尤度関数を最小にすることで推定し、
【００９９】
【数４０】
【０１００】
推定値は以下のように表される。
【０１０１】
【数４１】
【０１０２】
式（２４）に式（２７）を入れて、以下の式に従って正弦波電力の目的の推定値を得る。
【０１０３】
【数４２】
【０１０４】
その後、Ｐ＾noiseを推定する。このために、式（２７）を式（２６）に代入すると、以下の式が得られる。
【０１０５】
【数４３】
【０１０６】
周知のように、Ｌは自由度２・（Ｎ−１）のカイ二乗分布を持つ。係数２が自由度に入っているのは、サンプルが複素数だからである。その結果、Ｌは等しい部分を除かれ、正規化係数がなく、求める雑音電力Ｐ＾noiseの最良可能推定値である。それにより、雑音電力に関して期待値に沿った推定が以下の式から利用できる。
【０１０７】
【数４４】
【０１０８】
式（２９）を組み入れることで、以下の式が得られる。
【０１０９】
【数４５】
【０１１０】
第２項と第３項を整理すると、以下の式が得られる。
【０１１１】
【数４６】
【０１１２】
実装のために、Ｎ／Ｎによる拡張を実行すると、以下の式が得られる。
【０１１３】
【数４７】
【０１１４】
ただし、ＲＭＳ2は合計電力であり、ＡＶＧは推定される複素数の等しい部分である。
【０１１５】
式（２８）と（３２）からの関連する実現は、図１１のデジタル信号処理のコンポーネントにより示されている。
【０１１６】
ハードウェアＨＷとＰＣコンピュータのソフトウェアとの間の図１１で提案されているパーティション分割には以下のような利点がある。
【０１１７】
・ＲＭＳ2およびＡＶＧは、高速ハードウェア論理回路によりリアルタイムで計算できる。その結果、結果ｒ（ｋ）の中間記憶域は不要である。このような記憶域は、一般に大きなＮ値を使用する場合に必要になる。
【０１１８】
・次の｜．．．｜2演算は減算および乗算とともに、ＰＣコンピュータまたはデジタル・シグナル・プロセッサで実行できる。これらの計算はＮ個のサンプルで１回だけ実行すればよく、このため、コンピュータの速度は重視されないので、リソースが多く使われるハードウェアによる実現は賢明でない。
【０１１９】
図１１には、上記の結果のレベル・メータ３のブロック回路図が示されている。ダウン・サンプラ２７またはマルチプレクサ３０では、正弦波電力レベルＰ＾sinを捕捉するための正弦波電力レベル検出器３１と雑音電力レベルＰ＾noiseをそこから捕捉するための雑音電力レベル検出器３２が接続されている。
【０１２０】
正弦波電力レベル検出器３１は、Ｎ個のサンプルの算術平均ＡＶＧを形成するアベレージャ３３で構成されている。これにより、Ｎ個のサンプルが加えられ、合計が１／Ｎで除算される。信号Ｐ＾sinの再正規化を考慮する場合には、除算もなくすことができる。その後、算術平均値を平方デバイス３４で平方する。平方デバイスの出力では、正弦波電力レベルＰ＾sinが使用可能である。
【０１２１】
雑音電力レベル検出器３２は、平方平均デバイス３５から成り立っている。これにより、まず、サンプルの量を平方し、Ｎ個のサンプルを加える。その合計をサンプルの個数Ｎで除算する。この場合であっても、出力Ｐ＾noiseの再正規化を相応して考慮していれば、Ｎによる除算を省くことができる。
【０１２２】
雑音電力レベルＰ＾noiseは、減算器３６内で、正弦波電力レベルＰ＾sinを平方アベレージャ３５の平方平均値ＲＭＳ2から引くことで、求めることができる。乗算器では、まだ、式（３２）から利用できる修正係数Ｎ／（Ｎ−１）を調整することも可能である。複数のサンプルＮを平均化プロセスに持ち込んだ場合、この係数は１に近づき、この調整は場合によっては省くことができる。
【０１２３】
例えば、観察Ｎの必要な時間を判断するために、Ｐ＾noiseの推定の９９％の信頼区間が与えられている。Ｐ＾noiseの９９％の信頼区間は以下の式から求められることは明白である。
【０１２４】
【数４８】
【０１２５】
図１２では、９９％信頼区間はＮに関してグラフで示されている。これは、以下の例からより明確になる。
【０１２６】
Ｎ＝１．４・１０5個のサンプルの観察間隔では、図１２から９９％信頼区間が０．１ｄＢであると決定できる。つまり、推定雑音電力レベルＰ＾noiseの真の雑音電力レベルＰnoiseからの偏差は±０．１ｄＢ未満であるということである。例えば、Ｂanalyse＝１ＭＨｚの測定帯域幅を使用した場合、式（２１）によりサンプリング期間はＴ0＝１μｓである。この帯域幅での観察時間は以下の式でのみ表される。
【０１２７】
【数４９】
【０１２８】
この例は、より高速な測定で測定結果が非常に正確であることを示しているが、これは手順の電力に関する能力から明らかである。
【０１２９】
以下では、測定対象２の雑音温度を現在そうして得られた正弦波電力レベルＰ＾sinとＰＣコンピュータのコンポーネントまたはデジタル・シグナル・プロセッサＤＳＰである、評価デバイス４０の雑音電力レベルＰ＾noiseから計算で求める方法について説明する。
【０１３０】
まず、事前に較正をせずに雑音温度ＴDUTを求めることができることを示す。この測定の場合、以下の仮定が成立する。
【０１３１】
測定装置（レベル・メータ）３の固有雑音は無視される、つまり測定対象（ＤＵＴ）２の雑音が測定装置３（ＴDUT≒ＴGES）の雑音よりもはるかに大きいと仮定している。これは常に、測定対象２の増幅率が十分に大きい場合である。
【０１３２】
図７に示されている値では、以下のとおりであり、
Ｐsin 正弦波基準信号源１のレベル
ＰMess,Sin 測定した正弦波レベル
ＰMess,noise 測定した雑音レベル
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＢM 測定装置（レベル・メータ）３の帯域幅
ＧM 測定装置（レベル・メータ）３の増幅率（通常この値≒１）。レベルの判別の正確さの程度を表す。
以下の式が成り立つ。
【０１３３】
【数５０】
【数５１】
【０１３４】
そこで、以下が得られる。
【０１３５】
【数５２】
【数５３】
【０１３６】
測定装置ＢMの帯域幅は正確にわかっていなければならない。現代的な測定装置では、帯域幅は完全にデジタル化されるか、または較正されるためこれは問題にならない。
【０１３７】
以下では、測定前に行う較正を考慮して測定対象２の雑音温度ＴDUTをさらに正確に判別することを示す。
【０１３８】
図８および図９の項目の説明を以下にまとめた。
Ｐsin 正弦波基準信号源１のレベル
ＰCAL,sin 較正での測定正弦波レベル
ＰMESS,sin 測定での測定正弦波レベル
ＰCAL,noise 較正での測定雑音電力
ＰMESS,noise 測定での測定雑音電力
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＧM 測定装置（レベル・メータ）３の増幅率
ＢM 測定装置（レベル・メータ）３の帯域幅
以下の式が求められる。
【０１３９】
【数５４】
【数５５】
【数５６】
【数５７】
【０１４０】
システム全体の雑音電力から以下の式が示される。
【０１４１】
【数５８】
【数５９】
【０１４２】
式（３８）から（４３）により、測定対象２の雑音温度ＴDUTおよび増幅率ＧDUTが以下の式で求められる。
【０１４３】
【数６０】
【数６１】
【０１４４】
【発明の効果】
本発明の手順および装置を使用すると、意図した雑音温度と測定対象の増幅率の両方を非常に正確に測定することができる。さらに、測定対象の励起が高くても雑音の値の大きさを測定できるため都合がよい。例えば、従来技術による手順では可能でない完全変調状態の増幅器でも測定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】雑音係数の定義をより詳しく説明しているブロック回路／論理図である。
【図２】雑音係数の定義をより詳しく説明している同等の回路／論理図である。
【図３】雑音測定の説明の信号モデルである。
【図４】Ｙ係数測定を説明するための同等の回路／論理図である。
【図５】較正を説明するための同等の回路／論理図である。
【図６】従来技術による較正された測定を説明するための同等の回路／論理図である。
【図７】較正を行わない本発明の測定を説明するための同等の回路／論理図である。
【図８】本発明の較正を説明するための同等の回路／論理図である。
【図９】較正がある本発明の測定のための同等の回路／論理図である。
【図１０】本発明の測定装置の同等のブロック図である。
【図１１】本発明の測定装置の同等の詳細なブロック回路／論理図である。
【図１２】サンプリング値の個数Ｎの関数としてＰ＾noiseの９９％信頼区間を示す図である。
【符号の説明】
１……正弦波信号源
２……電子的測定対象
３……レベル・メータ
２９……周波数修正デバイス
３１……正弦波電力レベル検出器デバイス
３２……雑音電力レベル検出器デバイス
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定する電子的対象の雑音レベルの範囲を判別する方法と装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＥ４１ ２２ １８９ Ａ１には、測定する電子的対象の雑音温度を判別する手順と装置が開示されている。現在までの手順の従来の手段とは反対に、雑音源の代わりに、正弦波信号が測定対象に入力され、レベル・メータを使用して、電力の測定が行われていた。正弦波信号源は、２つの電力レベルを切り換えることができる。これらの入力電力レベルＰ1およびＰ2は、かなりの正確さで知られている。まず、較正時に、測定対象の切り替えを間に置かずに正弦波信号源がレベル・メータに直結されているため、固有の雑音電力レベルＰ1KおよびＰ2Kを測定される。
【０００３】
この作業を実施するときに、２つの接続可能な電力レベルＰ1およびＰ2を正弦波信号源に印加する。実際に測定を行うときに、同じ電力レベルＰ1およびＰ2が測定対象の入力に接続され、測定対象の出力がレベル・メータに接続されており、そのため、対応する電力レベルＰ1MおよびＰ2Mをレベル・メータから読み取ることができる。
【０００４】
特許ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１の請求項１には、これら測定値の大きさに関する雑音温度ＴMの計算式が示されている。この公式のいくつかには、差Ｐ2M−Ｐ2Kと差Ｐ1K−Ｐ1Mが見られる。このときに、雑音電力と雑音信号に重ね合わせされた正弦波信号の電力の和をレベル・メータで測定する。そのときに得られた差は、正弦波信号と雑音信号がほぼ同じレベルである限り０と異なる。ただし、正弦波信号が重ね合わせされた信号混合で支配的であれば、これらは較正および実測電力レベルとともに雑音信号部分が異なるので、これらの差はほとんど互いに０と違わない。しかし、この差は、正弦波信号の中心的部分であることから差を取る際にほとんど評価できない。ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１で説明されている手順は、正弦波信号の電力部分が雑音電力の一般的な大きさを持つときのみ適応可能である。
【０００５】
しかし、実際には、活性化されている状態で測定対象を評価する必要がある。例えば、増幅器の雑音温度はスタンバイ動作だけでなく、確実に、実用動作における増幅器の場合など高変調の場合にも注目すべきものである。このために、測定対象、例えば増幅器を比較的高いレベルを持つ正弦波信号により変調し、測定対象がこの測定に関して十分に変調されるようにすることが必要になる。ただし、このような測定は、上記の理由から、ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１で説明した手順では可能でない。
【外国特許文献】
ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明の目的は、測定する対象の高変調の場合であっても雑音のレベルを判別することができるようにする、測定する電子的対象の雑音の程度を判別するための手順と装置を提示することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的は、方法に関する限り、請求項１の特徴と、装置に関しては請求項７の特徴により達成される。
【０００８】
請求項１記載の発明は、正弦波信号（Ｓin）の入力により電子的測定対象（２）の雑音（ＴDUT）の大きさを決定し、レベル・メータ（３）を使用して関連する電力レベルを測定する方法であって、レベル・メータ（３）を使用して、正弦波電力レベル（Ｐ＾sin）と雑音電力レベル（Ｐ＾noise）を別々に判別し、レベル・メータ（３）で出力信号（Ｓ out ）のサンプルを取り、正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）から、デバイス内の算術平均（３３）と、サンプルと、次いで算術平均（ＡＶＧ）の値の平方（３４）を得ることにより、サンプル値を判別し、サンプルの値の平方の算術平均（３５）を取り、その後正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）の減算を行うことで雑音電力レベルを求めることを特徴とする方法である。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の方法であって、平均値（３３、３５）を取る前に、レベル・メータ（３）に用意されている局部発振器（２２）の周波数から入力正弦波信号（Ｓin）の周波数の偏差の推定（２８）と修正（２９）を行うことを特徴とする方法である。
請求項３記載の発明は、請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載の方法であって、雑音の大きさが測定対象（２）の雑音温度（ＴDUT）であり、雑音温度（ＴDUT）は以下の式、
【数１】
Ｐsin 測定対象（２）の入力のところの正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin レベル・メータ（３）で測定した正弦波電力レベル
ＰMESS,noise レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
で求めることを特徴とする方法である。
請求項４記載の発明は、請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の方法であって、測定の前に較正を行い、その正弦波信号（Ｓin）のレベルは測定の場合と同じレベルであっても、測定対象（２）を迂回し、前記正弦波信号（Ｓin）をレベル・メータ（３）に直接入力し、雑音の大きさは雑音温度（ＴDUT）であり、測定対象（２）の雑音温度（ＴDUT）は以下の式、
【数２】
Ｐsin 測定対象（２）の入力時の正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin 測定対象（２）を中間で回り道して含めることにより測定し、レベル・メータ（３）で測定した正弦波の電力レベル
ＰMESS,noise 測定対象（２）を中間で回り道して含めることにより測定し、レベル・メータ（３）で測定した雑音の電力レベル
ＰCAL,noise 測定対象（２）を中間で回り道して含めることをせずに測定し、レベル・メータ（３）で測定した雑音の電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
で求めることを特徴とする方法である。
請求項５記載の発明は、測定対象（２）に入力される正弦波信号（Ｓin）を出力する、正弦波信号源（１）と、測定対象（２）への対象の出力の電力レベルの測定を行うためのレベル・メータ（３）を備える電子的測定対象（２）の雑音（ＴDUT）の大きさを判別し、レベル・メータ（３）が正弦波電力レベル（Ｐ＾sin）を別々に分離して捕捉するための正弦波電力レベル検出器デバイス（３１）と雑音電力レベル（Ｐ＾noise）を捕捉するための雑音電力レベル検出器デバイス（３２）を備え、レベル・メータ（３）が測定対象（２）の出力信号（Ｓ out ）のサンプルを捕捉することと、正弦波電力レベル検出器デバイス（３１）がサンプルの算術平均（３３）を取り、その後、サンプルの算術平均値（ＡＶＧ）の値の平方を取る（３４）ことにより正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）を求め、雑音電力レベル検出器デバイス（３２）がサンプルの値の平方の算術平均（３５）を取り、その後正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）の減算（３６）を行って雑音電力レベル（Ｐ＾ noise ）を求めることを特徴とする装置である。
請求項６記載の発明は、請求項５項記載の装置であって、前記レベル・メータ（３）は、平均（３３、３５）を取る前に、前記測定対象（２）に入力される正弦波信号（Ｓin）の周波数とレベル・メータ（３）内に存在する局部発振器（２２）の周波数との周波数偏差の推定を行う周波数推定デバイス（２８）と、前記周波数偏差を修正する周波数修正デバイス（２９）を備えることを特徴とする装置である。
請求項７記載の発明は、請求項５又は請求項６のいずれか１項記載の装置であって、雑音の大きさが雑音温度（ＴDUT）であり、エバリュエータ（４０）は以下の式、
【数３】
Ｐ(sin) 測定対象（２）の入力の正弦波信号の電力レベル
Ｐ(MESS,sin) レベル・メータ（３）で測定したとおりの正弦波電力レベル
ＰMESS,noise レベル・メータ（３）で測定したとおりの雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
を使って測定対象の雑音温度（ＴDUT）を求めることを特徴とする装置である。
請求項８記載の発明は、請求項５乃至請求項７のいずれか１項記載の装置であって、測定の前に較正を行い、その場合、正弦波信号Ｐ(Sin)は測定で求められたのと同じレベルでレベル・メータ（３）に直接入力されるが、ただし、測定対象（２）まで中間経路を通らず、雑音の大きさは雑音温度（ＴDUT）であり、評価デバイス（４０）は以下の式、
【数４】
Ｐsin 測定対象（２）の入力に出る正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin 測定対象（２）を回り道して含める、レベル・メータ（３）で測定した正弦波電力レベル
ＰMESS,noise 測定対象（２）を回り道して含める、レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ＰCAL,noise 測定対象（２）を回り道して含めない、レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
により測定対象の雑音温度（ＴDUT）を求めることを特徴とする装置である。
【０００９】
本発明の基礎は、雑音の強度を測定する際に、正弦波電力レベルおよび雑音電力レベルの値を別々に判別と都合がよいという点にある。このため、雑音温度の本質的により正確な測定と測定する対象の増幅係数の同時測定の両方が可能である。測定する対象が、正弦波信号により励起される場合、比較的高いレベルで測定できることは特に都合がよい。例えば、増幅器の雑音係数は、完全変調条件で測定することができる。
従属する請求項には本発明に有利な改良が示されている。
【００１０】
正弦波電力レベルを得るには、サンプリングした値の算術平均を取り、その後前記算術平均の値の平方を取る。一方、雑音電力レベルは、サンプリングした値の平方の算術平均を取り、その後正弦波電力レベルの引き算を行うことで利用可能となる。
【００１１】
また、測定対象の正弦波信号入力の周波数とレベル・メータ内に存在する信号との偏差の信号変換および修正手順を使用して局部発振器による推定も都合がよい。通常、レベル・メータの局部発振器は、外部正弦波信号源と比較したときにオフセットされる周波数を使用する。それに応じてこの周波数オフセットを修正することができる。
【００１２】
雑音温度は、従属請求項に示されている公式を使って、直接または従来の較正を考慮して判別することができる。
【００１３】
図面を参照しながら本発明について詳述する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の測定手順と測定装置を説明する前に、以下では、本発明を最終的によく理解できるように、雑音測定の基本事項と従来技術による手順について図１から６を参照しながら説明する。図１０および１１を参照して、本発明の測定装置の実施例を調べることができる。図１２は、本発明の手順の測定機能の精度の高さを示している。その後、本発明の測定手順による評価を図７から９を参照しながら行う。
【００１５】
図１は、雑音とともに温度が雑音モデルの記述のための可能な雑音の大きさの１つとして使用される雑音係数の定義を説明するためのブロック回路／論理図である。図１の回路／論理図では、信号源１から、サービス信号ＰS1または雑音信号ＰR1のいずれかが測定対象（つまり、ＤＵＴ＝試験対象デバイス）２に入力される。サービス信号の場合、例えば、これは正弦波信号とすることができる。測定対象２の出力のサービス信号ＰS2と測定対象２の出力の雑音信号ＰR2は、アナライザまたはレベル・メータとしても指定できる測定装置３で評価される。このシーケンスでは、値ＰS1、ＰR1、ＰS2およびＰR2はそれぞれ電力レベルを表すという事実に注意しなければならない。
【００１６】
測定対象（ＤＵＴ）の雑音係数Ｆは次のように定義される。
【００１７】
【数９】
これから、雑音係数ＮＦ＝１０・ｌｏｇ10（Ｆ）［ｄＢ］が求められる。
雑音係数を決定するために、実際的に図２のモデルを出発点として使用することができる。雑音の多い測定対象２ａは、雑音源４を入力とし雑音温度ＴDUTを持つ雑音のない理想的な測定対象２ｂで置き換える。
【００１９】
測定対象２の雑音は熱に関する性質があるので、これは、いわゆる雑音温度によりシミュレートできる。雑音電力については、以下の計算式により雑音温度から計算することができる。
【００２０】
【数１０】
図１の電力値から以下の式が得られる。
【００２２】
【数１１】
実際のサイズ(physical sizes)の定義については、図２を参照のこと。与えられている定義により、雑音係数Ｆを次のように計算できる。
【００２４】
【数１２】
雑音係数を比較できるように、基準温度として周囲温度Ｔo＝２９０Ｋを使用した。雑音電力ＰR1が雑音温度Ｔoに対応するという仮定は、入力での測定対象（ＤＵＴ）２に周囲雑音が存在しているという見解のモデル化である。
【００２６】
図３は、雑音測定の信号モデルを示している。正弦波信号と雑音信号の組み合わせ信号源１が測定対象２により測定機器３に接続されている。実際に測定を行う前に、較正を実行する場合、測定対象２は、破線５で示されているように、較正のところでバイパスされる。測定対象２の等価ダイアグラムにおいて、前記測定対象２の雑音が加算デバイス６内で加えられ、入力信号と合わせて、乗算器７の増幅係数ＧDUTを掛けることにより強化される。
【００２７】
測定用の機器、つまり、レベル・メータ３も同様にモデル化される。レベル・メータ３の固有雑音が加算器８に加えられ、その合計の信号が乗算器９の増幅係数ＧMESSとの乗算で増幅される。レベル・メータの測定帯域幅は、帯域幅Ｂeff＝ＢMESS＜ＢDUTで、Ｂeffは実効帯域幅、ＢMESSは測定帯域幅、ＢDUTは測定対象２の帯域幅である、ディープ・パス１０によりモデル化される。測定機器は、レベル・メータ３であるが、これは電力レベルＰMを送出する。
上の説明は、数学的には以下の式で示される。
【００２８】
【数１３】
ただし、
Ｔo 基準温度（２９０Ｋ）
Ｆ 雑音係数（直線）
ＮＦ 雑音係数（対数）
ＥＮＲ 雑音源の雑音電力（対数、Ｔoに関して）
ＴDUT 測定対象２の固有雑音温度
Ｔcold 回路外雑音源の温度（周囲温度）
Ｔhot 回路内雑音源の温度
雑音電力はすべて、直線的測定値として使用される。以下では、雑音測定の普遍的信号モデルを提示しており、これはすべての測定事例に適用できる。
【００３０】
一般に、以下の関係式が成立する。
【００３１】
【数１４】
（ここでは、測定デバイス３から見える帯域幅のみを考察する）
【００３３】
【数１５】
（それぞれ、回路内／回路外基準信号源を持つ）
測定装置３の帯域幅は概して小さいので、この観察では測定対象の帯域幅を無視できる。雑音源または正弦波信号源は、そのレベルが正確に知られていることを前提としているので、基準源として指定される。上の考察を適用すると、２つの異なる基準レベルによる較正で、測定値ＴMESSとＧMESSが判別されていることは容易にわかる。後の測定の場合（再び、２つの異なる基準レベルを使用して）、ＴDUTおよびＧDUTの値が設定されている。
【００３５】
正弦波信号を基準源として適用した後、測定装置内の正弦波信号と雑音信号の合計電力を測定するため、ＲＭＳ（root mean square ２乗平均平方根）検出器を採用しなければならない。
【００３６】
注目している雑音電力の測定の正確さは、（正弦波信号と雑音信号との）信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）が高くなると損なわれる。この事実は次のように説明できる。以下の例では、雑音レベルと発生器レベルの合計のレベル商はさまざまな発生器レベル値に対する発生器レベルに合わせて計算する。雑音レベルは一定に保持される。
【００３７】
例１：（特許出願ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１による測定の事例）
雑音電力 ＝−１１０ｄＢｍ
発生器レベル＝−１００ｄＢｍ
合計電力 ＝−１１０ｄＢｍ＋（−１００ｄＢｍ）＝−９９．６ｄＢｍ
⇒電力差 ≒０．４ｄＢ
【００３８】
例２：
雑音電力 ＝−１１０ｄＢｍ
発生器レベル＝−８０ｄＢｍ
合計電力 ＝−１１０ｄＢｍ＋（−８０ｄＢｍ）＝−７９．９９６ｄＢｍ
⇒電力差 ≒０．００４ｄＢ
【００３９】
例３：
雑音電力 ＝−１１０ｄＢｍ
発生器レベル＝−１０ｄＢｍ
合計電力 ＝−１１０ｄＢｍ＋（−１０ｄＢｍ）＝−９．９９９９９９９９９６ｄＢｍ
⇒電力差 ≒０．０００００００００４ｄＢ
【００４０】
電力測定に関して得られる正確さは、Ｎ個のサンプリング値からなる観測時間の長さによって決まる。この誤差は本質的に、判別される電力差未満でなければならない（例１から例３を参照）。従来技術（ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１）による電力レベルを使用する例１のような測定は０．４ｄＢ程度のレベル差を容易に測定できるため適切に実行できることは理解されるであろう。例２および３は、ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１の評価と比較して、不正確なだけである、つまり、さらに実行することに意味がない。
【００４１】
図４は、いわゆるＹ係数測定の場合の手順の方法を示している。この手順では、雑音がないと仮定され入力では雑音温度ＴDUTの雑音源４が与えられる測定対象２および入力において雑音温度ＴMである雑音源１１が適用される仮定されている雑音のない測定装置３を雑音温度Ｔgcsの雑音源１３がある入力上で雑音のないシステム１２と統合する。
【００４２】
この測定から仮定するのは、測定装置３の固有雑音が無視されているということ、つまり測定対象（ＤＵＴ）２の雑音が測定装置２（ＴDUT≒Ｔges）の雑音よりもはるかに大きいと仮定した。これは常に、測定対象（ＤＵＴ）２の増幅率が十分に大きい場合である。
【００４３】
以下の公式の記号の意味は次のとおりである。
Ｐcold 遮断雑音源のある測定された雑音電力
Ｐhot 接続されている雑音源のある測定された雑音電力
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＢM 測定対象３の帯域幅
ＧM 測定装置３の増幅率は、通常１程度であり、レベルの判別の正確さを表す。
【００４４】
【数１６】
これから以下が得られる。
【００４６】
【数１８】
ただし
【００４８】
【数１９】
図５および６は、従来技術の較正による測定を示している。図５に示されている較正の場合、測定結果である電力レベルＰhot,CALおよびＰcold,CALは雑音温度ＴhotおよびＴcoldに関して測定された。測定対象２の図６の説明されている測定の場合、もう一度、測定対象２および測定装置３をまとめて、システム全体１２に接続することも可能である。
【００５０】
記号は以下のように定義される。
Ｐcold,CAL 測定時に回路外雑音源があり較正を行う測定された雑音電力
Ｐcold,MESS 測定時に回路内雑音源があり較正を行う測定された雑音電力
Ｐhot,MESS 測定時に回路内雑音源がある測定された雑音電力
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＧM 測定装置３の増幅率
ＢM 測定装置３の帯域幅
これらは、以下の式で使用される。
【００５１】
【数２０】
システム全体の雑音電力は以下のように表すことができる。
【００５３】
【数２４】
式（１１）から（１５）が与えられると、測定対象（ＤＵＴ）の雑音温度ＴDUTおよび増幅率ＧDUTを以下のように導くことができる。
【００５５】
【数２５】
ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１で提案されているような正弦波基準信号源を使用することにより、以下のように記述できる。
【００５７】
【数２７】
ただし、Ｐ1＝大きい方の正弦波電力≒回路内雑音源、および
【００５９】
【数２８】
ただし、Ｐ2＝小さい方の正弦波電力≒回路外雑音源
これらの雑音温度は、式（１６）で使用されている。これから以下の式が得られる。
【００６１】
【数２９】
以下の式を挿入すると、
Ｐhot,CAL＝Ｐ1K、つまりＰhot,MESS＝Ｐ1MおよびＰCAL＝Ｐ2K
つまり、Ｐcold,MESS＝Ｐ2MおよびＢS＝ＢM
ＤＥ ４１ ２２ １８９ Ａ１の請求項１に記載の式を作成できる。
【００６３】
説明した前述の原理に基づき、本発明の手順および現在までの従来の方法のものとの違いが明確になる。
【００６４】
その２つの異なる検出器における本発明が基づく手順は、混合信号の評価のため並列動作する。これは、図１０に示されている。
【００６５】
−第１の検出器２０は、正弦波信号および固有雑音の信号混合の電力レベルを捕捉するためのみに使用される。測定結果は、もっと正確であればあるほど、平均検出器で決定される数が増えるだけである（例えば、２乗平均平方根検出器２０）。
【００６６】
−他の検出器２１は、信号混合から正弦波信号の電力レベルを取り出すためのみに使用される。平均時間が長いほど、正弦波レベルの測定は正確になる（例えば、ＡＶＧ（平均）検出器を使用した場合）。この場合、平均を取ると、測定対象２の固有雑音が統計的に独立であり、普遍的に分散していると仮定できるので、固有雑音の部分は均される。
【００６７】
２つの独立の並列動作検出器２０および２１を使用することにより、正弦波レベルはさらに、測定対象２の固有雑音のレベルよりもかなり大きくなることがある。第一に、非常に小さいが正確な正弦波レベルは実現のコストが高く、第二に、（異なる大きさの固有雑音を表す）異なる測定帯域幅に対し正弦波レベルを繰り返し合わせなければならないという必要性がなくなるため、これは手順の実用的応用の重要な側面である。
【００６８】
これらの非常に小さな電力差の測定を行うには、以下のようにして、ＡＶＧ検出器２１およびＲＭＳ検出器２０を同時に使用する。
【００６９】
−平均時間の十分な期間で、ＡＶＧ検出器２１により、正弦波信号のレベルだけを決定する、つまり雑音が平均化される。
【００７０】
−ＲＭＳ検出器２０により、正弦波レベルと雑音の合計電力を決定する。
【００７１】
雑音電力は、２つの検出器のレベルの差を取って計算する。すなわち以下のようになる。
【００７２】
【数３０】
そして図１０から、以下が得られる。
【００７４】
【数３１】
７０ｄＢを超えるレベル差が測定されたので、個々のレベルＰRMSとＰAVGを１０-7以上の正確さで測定できることが必要である。それにより、一方で、アナログ／デジタル・トランスデューサ２３の高い直線性が必要になり、他方では、測定結果の正確な表現が必要になる。
【００７６】
図１０には、測定装置の非常に簡略化されたブロック回路図が示されている。正弦波発生器１は、正弦波信号を出力し、この信号が測定対象（ＤＵＴ）２に供給される。雑音で汚染された正弦波信号が前記測定対象（ＤＵＴ）２の出力のところに存在する。測定手順の目標は、以下の最も可能性が高く、問題のない決定を下すことである。
【００７７】
１．正弦波信号の電力Ｐ＾sin
２．測定対象の出力の解析的帯域幅Ｂanalyse＝ＢM内の雑音電力Ｐ＾noise
この目的のために、局部発振器およびミキサー２４により測定対象２の出力信号をレベル・メータ３の中間周波数ｆZFと混合させる。間に配置されているすべてのフィルタは、わかりやすくするため、示されていない。これ以降、アナログ／デジタル・トランスデューサ２３を使用してサンプリングを行い、サンプリング周波数はｆa_inとする。サンプリング周波数は、概して、解析帯域幅Ｂanalyseよりも本質的に高い。そのため、解析帯域幅に関するサンプリング定理の順守は完全に履行される。さらに、注目している雑音帯域に悪影響が及ぶことはないように、（図に示されていない）アナログ・フィルタも寸法が決められる。アナログ／デジタル変換の後、乗算器２５で複素回転ポインタ
【００７８】
【数３３】
との乗算を行って同等のベース・バンド内で混合が行われる。それ以降、信号を検出器２０および２１で評価する前に、フィルタ２６によるディープ・パス・フィルタ処理が行われる。
【００８０】
図１１は、すでに説明されている要素に対応する参照番号が振られている、いくぶん詳細なブロック回路図を示している。
【００８１】
概して、すべての発振器周波数は、共通の１つの基準から導かれる。この方法で、正弦波とゼロ周波数とが混合され、それにより、周波数ｆ＝０で離散スペクトル線を受け取る。正弦波が外部から入力された場合、サービス回転ポインタはそのまま、残差周波数オフセットΔｆを保持する。
【００８２】
この場合、周波数オフセットは、後の信号処理ブロックに格納され、周波数値Δｆ＾を含む。ベース・バンドに混合した後、解析フィルタ処理を所定の解析帯域幅Ｂanalyseで実行する。
【００８３】
このフィルタ２６は、特に、ベース・バンドでバック・ルーピングを再圧縮して混合に通す役割を持つ。出力信号のスペクトルは、ゼロ周波数の正弦波と帯域制限雑音による離散スペクトル線から成り立っており、これは図１０に概略が示されている。最尤法理論に従うと、最適推定量には（例えば、雑音部分）非相関サンプル値のみが必要である。以下では、サンプリング周波数を選択する際に、以下の一般的な大きさを取る。
【００８４】
【数３４】
大きなサンプリング・レートは最適推定に寄与しない。サンプリングが少ないと、無相関のサンプル値が得られるが、均一に推定誤差があれば、それに応じて測定時間が長くなる。その結果、フィルタ処理した後、以下の式、
【００８６】
【数３５】
によるダウン・サンプリングを、ダウン・サンプラ２７で実行できる。信号処理のコストの低減に関して、解析フィルタ２６に直接間引きを組み込むことが推奨される、つまり、解析出力サンプルのみを計算し、これを間引きの後に使用する。
【００８８】
ダウン・サンプリングの後、任意選択で、外部正弦波発生器１を使用して、後の修正（上を参照）による周波数オフセットΔｆの推定を行う。簡単のため、以下の考察では、周波数推定デバイス２８で誤りなく推定を行い、それにより、同様に修正の後に、周波数が０のときに離散スペクトル線が存在すると仮定する。修正係数
【数３６】
による修正が乗算器２９内で続く。乗算器３０により、周波数修正のオプションのＯＮ／ＯＦＦスイッチングを実行できる。
その後、以下のようにデジタルの結果が得られている。
【００９０】
【数３７】
等しい部分は振幅Ａかつ位相φであり、これは、正弦波発生器と局部発生器２２の間の位相オフセットにより生じる。以下の計算では、式（２３）による複素定数ｃを定義するよう推奨する。等しい部分の注目している電力は以下の式で求められる。
【００９２】
【数３８】
さらに、測定対象２の解析帯域幅がＢanalyseである帯域制限雑音ｎ（ｋ）の平均雑音電力は以下の式で表されるが、
【００９４】
【数３９】
ただし、Ｅ｛．．．｝は期待値を表す。
以下の信号処理では、Ｎ個のサンプルの限定された期間の観察から、最適推定値Ｐ＾sinおよびＰ＾noiseを求めることを目的としている。前記のＰの上についている“hat”記号＾は、一般推定値であることを表している。tilde~は一般に、試行パラメータを表す。
【００９６】
但し、本願の明細書本文中では、下記表１の左欄のように、２文字分で記載し、図面や数式中では右欄のように一文字で記載する。
【００９７】
【表１】
まず、'Ｐsinは最尤法を使って推定する。この場合、複素数の等しい部分ｃは式（２３）から推定する。これは、以下の対数尤度関数を最小にすることで推定し、
【００９９】
【数４０】
推定値は以下のように表される。
【０１０１】
【数４１】
式（２４）に式（２７）を入れて、以下の式に従って正弦波電力の目的の推定値を得る。
【０１０３】
【数４２】
その後、Ｐ＾noiseを推定する。このために、式（２７）を式（２６）に代入すると、以下の式が得られる。
【０１０５】
【数４３】
周知のように、Ｌは自由度２・（Ｎ−１）のカイ二乗分布を持つ。係数２が自由度に入っているのは、サンプルが複素数だからである。その結果、Ｌは等しい部分を除かれ、正規化係数がなく、求める雑音電力Ｐ＾noiseの最良可能推定値である。それにより、雑音電力に関して期待値に沿った推定が以下の式から利用できる。
【０１０７】
【数４４】
式（２９）を組み入れることで、以下の式が得られる。
【０１０９】
【数４５】
第２項と第３項を整理すると、以下の式が得られる。
【０１１１】
【数４６】
実装のために、Ｎ／Ｎによる拡張を実行すると、以下の式が得られる。
【０１１３】
【数４７】
ただし、ＲＭＳ2は合計電力であり、ＡＶＧは推定される複素数の等しい部分である。
【０１１５】
式（２８）と（３２）からの関連する実現は、図１１のデジタル信号処理のコンポーネントにより示されている。
【０１１６】
ハードウェアＨＷとＰＣコンピュータのソフトウェアとの間の図１１で提案されているパーティション分割には以下のような利点がある。
【０１１７】
・ＲＭＳ2およびＡＶＧは、高速ハードウェア論理回路によりリアルタイムで計算できる。その結果、結果ｒ（ｋ）の中間記憶域は不要である。このような記憶域は、一般に大きなＮ値を使用する場合に必要になる。
【０１１８】
・次の｜．．．｜2演算は減算および乗算とともに、ＰＣコンピュータまたはデジタル・シグナル・プロセッサで実行できる。これらの計算はＮ個のサンプルで１回だけ実行すればよく、このため、コンピュータの速度は重視されないので、リソースが多く使われるハードウェアによる実現は賢明でない。
【０１１９】
図１１には、上記の結果のレベル・メータ３のブロック回路図が示されている。ダウン・サンプラ２７またはマルチプレクサ３０では、正弦波電力レベルＰ＾sinを捕捉するための正弦波電力レベル検出器３１と雑音電力レベルＰ＾noiseをそこから捕捉するための雑音電力レベル検出器３２が接続されている。
【０１２０】
正弦波電力レベル検出器３１は、Ｎ個のサンプルの算術平均ＡＶＧを形成するアベレージャ３３で構成されている。これにより、Ｎ個のサンプルが加えられ、合計が１／Ｎで除算される。信号Ｐ＾sinの再正規化を考慮する場合には、除算もなくすことができる。その後、算術平均値を平方デバイス３４で平方する。平方デバイスの出力では、正弦波電力レベルＰ＾sinが使用可能である。
【０１２１】
雑音電力レベル検出器３２は、平方平均デバイス３５から成り立っている。これにより、まず、サンプルの量を平方し、Ｎ個のサンプルを加える。その合計をサンプルの個数Ｎで除算する。この場合であっても、出力Ｐ＾noiseの再正規化を相応して考慮していれば、Ｎによる除算を省くことができる。
【０１２２】
雑音電力レベルＰ＾noiseは、減算器３６内で、正弦波電力レベルＰ＾sinを平方アベレージャ３５の平方平均値ＲＭＳ2から引くことで、求めることができる。乗算器では、まだ、式（３２）から利用できる修正係数Ｎ／（Ｎ−１）を調整することも可能である。複数のサンプルＮを平均化プロセスに持ち込んだ場合、この係数は１に近づき、この調整は場合によっては省くことができる。
【０１２３】
例えば、観察Ｎの必要な時間を判断するために、Ｐ＾noiseの推定の９９％の信頼区間が与えられている。Ｐ＾noiseの９９％の信頼区間は以下の式から求められることは明白である。
【０１２４】
【数４８】
図１２では、９９％信頼区間はＮに関してグラフで示されている。これは、以下の例からより明確になる。
【０１２６】
Ｎ＝１．４・１０5個のサンプルの観察間隔では、図１２から９９％信頼区間が０．１ｄＢであると決定できる。つまり、推定雑音電力レベルＰ＾noiseの真の雑音電力レベルＰnoiseからの偏差は±０．１ｄＢ未満であるということである。例えば、Ｂanalyse＝１ＭＨｚの測定帯域幅を使用した場合、式（２１）によりサンプリング期間はＴ0＝１μｓである。この帯域幅での観察時間は以下の式でのみ表される。
【０１２７】
【数４９】
この例は、より高速な測定で測定結果が非常に正確であることを示しているが、これは手順の電力に関する能力から明らかである。
【０１２９】
以下では、測定対象２の雑音温度を現在そうして得られた正弦波電力レベルＰ＾sinとＰＣコンピュータのコンポーネントまたはデジタル・シグナル・プロセッサＤＳＰである、評価デバイス４０の雑音電力レベルＰ＾noiseから計算で求める方法について説明する。
【０１３０】
まず、事前に較正をせずに雑音温度ＴDUTを求めることができることを示す。この測定の場合、以下の仮定が成立する。
【０１３１】
測定装置（レベル・メータ）３の固有雑音は無視される、つまり測定対象（ＤＵＴ）２の雑音が測定装置３（ＴDUT≒ＴGES）の雑音よりもはるかに大きいと仮定している。これは常に、測定対象２の増幅率が十分に大きい場合である。
【０１３２】
図７に示されている値では、以下のとおりであり、
Ｐsin 正弦波基準信号源１のレベル
ＰMess,Sin 測定した正弦波レベル
ＰMess,noise 測定した雑音レベル
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＢM 測定装置（レベル・メータ）３の帯域幅
ＧM 測定装置（レベル・メータ）３の増幅率（通常この値≒１）。レベルの判別の正確さの程度を表す。
以下の式が成り立つ。
【０１３３】
【数５０】
そこで、以下が得られる。
【０１３５】
【数５２】
測定装置ＢMの帯域幅は正確にわかっていなければならない。現代的な測定装置では、帯域幅は完全にデジタル化されるか、または較正されるためこれは問題にならない。
【０１３７】
以下では、測定前に行う較正を考慮して測定対象２の雑音温度ＴDUTをさらに正確に判別することを示す。
【０１３８】
図８および図９の項目の説明を以下にまとめた。
Ｐsin 正弦波基準信号源１のレベル
ＰCAL,sin 較正での測定正弦波レベル
ＰMESS,sin 測定での測定正弦波レベル
ＰCAL,noise 較正での測定雑音電力
ＰMESS,noise 測定での測定雑音電力
ＧDUT 測定対象２の増幅率
ＢDUT 測定対象２の帯域幅
ＧM 測定装置（レベル・メータ）３の増幅率
ＢM 測定装置（レベル・メータ）３の帯域幅
以下の式が求められる。
【０１３９】
【数５４】
システム全体の雑音電力から以下の式が示される。
【０１４１】
【数５８】
式（３８）から（４３）により、測定対象２の雑音温度ＴDUTおよび増幅率ＧDUTが以下の式で求められる。
【０１４３】
【数６０】
【発明の効果】
本発明の手順および装置を使用すると、意図した雑音温度と測定対象の増幅率の両方を非常に正確に測定することができる。さらに、測定対象の励起が高くても雑音の値の大きさを測定できるため都合がよい。例えば、従来技術による手順では可能でない完全変調状態の増幅器でも測定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】雑音係数の定義をより詳しく説明しているブロック回路／論理図である。
【図２】雑音係数の定義をより詳しく説明している同等の回路／論理図である。
【図３】雑音測定の説明の信号モデルである。
【図４】Ｙ係数測定を説明するための同等の回路／論理図である。
【図５】較正を説明するための同等の回路／論理図である。
【図６】従来技術による較正された測定を説明するための同等の回路／論理図である。
【図７】較正を行わない本発明の測定を説明するための同等の回路／論理図である。
【図８】本発明の較正を説明するための同等の回路／論理図である。
【図９】較正がある本発明の測定のための同等の回路／論理図である。
【図１０】本発明の測定装置の同等のブロック図である。
【図１１】本発明の測定装置の同等の詳細なブロック回路／論理図である。
【図１２】サンプリング値の個数Ｎの関数としてＰ＾noiseの９９％信頼区間を示す図である。
【符号の説明】
１……正弦波信号源
２……電子的測定対象
３……レベル・メータ
２９……周波数修正デバイス
３１……正弦波電力レベル検出器デバイス
３２……雑音電力レベル検出器デバイス
Claims (8)
- 正弦波信号（Ｓin）の入力により電子的測定対象（２）の雑音（ＴDUT）の大きさを決定し、レベル・メータ（３）を使用して関連する電力レベルを測定する方法であって、
レベル・メータ（３）を使用して、正弦波電力レベル（Ｐ＾sin）と雑音電力レベル（Ｐ＾noise）を別々に判別し、
レベル・メータ（３）で出力信号（Ｓ out ）のサンプルを取り、正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）から、デバイス内の算術平均（３３）と、サンプルと、次いで算術平均（ＡＶＧ）の値の平方（３４）を得ることにより、サンプル値を判別し、
サンプルの値の平方の算術平均（３５）を取り、その後正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）の減算を行うことで雑音電力レベルを求めることを特徴とする方法。 - 請求項１記載の方法であって、平均値（３３、３５）を取る前に、レベル・メータ（３）に用意されている局部発振器（２２）の周波数から入力正弦波信号（Ｓin）の周波数の偏差の推定（２８）と修正（２９）を行うことを特徴とする方法。
- 請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載の方法であって、雑音の大きさが測定対象（２）の雑音温度（ＴDUT）であり、雑音温度（ＴDUT）は以下の式、
Ｐsin 測定対象（２）の入力のところの正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin レベル・メータ（３）で測定した正弦波電力レベル
ＰMESS,noise レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
で求めることを特徴とする方法。 - 請求項１又は請求項２のいずれか１項記載の方法であって、測定の前に較正を行い、その正弦波信号（Ｓin）のレベルは測定の場合と同じレベルであっても、測定対象（２）を迂回し、前記正弦波信号（Ｓin）をレベル・メータ（３）に直接入力し、
雑音の大きさは雑音温度（ＴDUT）であり、測定対象（２）の雑音温度（ＴDUT）は以下の式、
Ｐsin 測定対象（２）の入力時の正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin 測定対象（２）を中間で回り道して含めることにより測定し、レベル・メータ（３）で測定した正弦波の電力レベル
ＰMESS,noise 測定対象（２）を中間で回り道して含めることにより測定し、レベル・メータ（３）で測定した雑音の電力レベル
ＰCAL,noise 測定対象（２）を中間で回り道して含めることをせずに測定し、レベル・メータ（３）で測定した雑音の電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
で求めることを特徴とする方法。 - 測定対象（２）に入力される正弦波信号（Ｓin）を出力する、正弦波信号源（１）と、測定対象（２）への対象の出力の電力レベルの測定を行うためのレベル・メータ（３）を備える電子的測定対象（２）の雑音（ＴDUT）の大きさを判別し、レベル・メータ（３）が正弦波電力レベル（Ｐ＾sin）を別々に分離して捕捉するための正弦波電力レベル検出器デバイス（３１）と雑音電力レベル（Ｐ＾noise）を捕捉するための雑音電力レベル検出器デバイス（３２）を備え、レベル・メータ（３）が測定対象（２）の出力信号（Ｓ out ）のサンプルを捕捉することと、
正弦波電力レベル検出器デバイス（３１）がサンプルの算術平均（３３）を取り、その後、サンプルの算術平均値（ＡＶＧ）の値の平方を取る（３４）ことにより正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）を求め、雑音電力レベル検出器デバイス（３２）がサンプルの値の平方の算術平均（３５）を取り、その後正弦波電力レベル（Ｐ＾ sin ）の減算（３６）を行って雑音電力レベル（Ｐ＾ noise ）を求めることを特徴とする装置。 - 請求項５記載の装置であって、前記レベル・メータ（３）は、平均（３３、３５）を取る前に、前記測定対象（２）に入力される正弦波信号（Ｓin）の周波数とレベル・メータ（３）内に存在する局部発振器（２２）の周波数との周波数偏差の推定を行う周波数推定デバイス（２８）と、前記周波数偏差を修正する周波数修正デバイス（２９）を備えることを特徴とする装置。
- 請求項５又は請求項６のいずれか１項記載の装置であって、
雑音の大きさが雑音温度（ＴDUT）であり、エバリュエータ（４０）は以下の式、
Ｐ(sin) 測定対象（２）の入力の正弦波信号の電力レベル
Ｐ(MESS,sin) レベル・メータ（３）で測定したとおりの正弦波電力レベル
ＰMESS,noise レベル・メータ（３）で測定したとおりの雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
を使って測定対象の雑音温度（ＴDUT）を求めることを特徴とする装置。 - 請求項５乃至請求項７のいずれか１項記載の装置であって、
測定の前に較正を行い、その場合、正弦波信号Ｐ(Sin)は測定で求められたのと同じレベルでレベル・メータ（３）に直接入力されるが、ただし、測定対象（２）まで中間経路を通らず、
雑音の大きさは雑音温度（ＴDUT）であり、評価デバイス（４０）は以下の式、
Ｐsin 測定対象（２）の入力に出る正弦波信号の電力レベル
ＰMESS,sin 測定対象（２）を回り道して含める、レベル・メータ（３）で測定した正弦波電力レベル
ＰMESS,noise 測定対象（２）を回り道して含める、レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ＰCAL,noise 測定対象（２）を回り道して含めない、レベル・メータ（３）で測定した雑音電力レベル
ｋ ボルツマン定数
ＢM レベル・メータ（３）の帯域幅
により測定対象の雑音温度（ＴDUT）を求めることを特徴とする装置。
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