JP3451662B2 - ディジタルデータの磁気再生装置 - Google Patents
ディジタルデータの磁気再生装置Info
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- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタルデータをパー
シャルレスポンスエンコーダを介して記録した磁気記録
媒体を再生するのに使用して好適なディジタルデータの
磁気再生装置に関する。
シャルレスポンスエンコーダを介して記録した磁気記録
媒体を再生するのに使用して好適なディジタルデータの
磁気再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】一般に
ディジタルデータを磁気記録及び再生するシステムにお
いては、記録密度の向上を計る目的あるいは記録系のス
ペクトル整形を施すことによって統計的にＤＣ（直流
分）フリーとする目的のためディジタルデータをパーシ
ャルレスポンスエンコーダを介して磁気記録媒体に記録
し、この磁気記録媒体よりの再生信号をパーシャルレス
ポンスデコーダを介してディジタルデータを得るように
したパーシャルレスポンス方式が用いられている。
ディジタルデータを磁気記録及び再生するシステムにお
いては、記録密度の向上を計る目的あるいは記録系のス
ペクトル整形を施すことによって統計的にＤＣ（直流
分）フリーとする目的のためディジタルデータをパーシ
ャルレスポンスエンコーダを介して磁気記録媒体に記録
し、この磁気記録媒体よりの再生信号をパーシャルレス
ポンスデコーダを介してディジタルデータを得るように
したパーシャルレスポンス方式が用いられている。
【０００３】このパーシャルレスポンス方式では理想的
な伝送条件の下では非常に効率の良い磁気記録・再生が
可能となるが、一方記録系・再生系の周波数帯域が不充
分であるとか帯域そのものは十分であっても総合的な周
波数特性の劣化があるといわゆる符号間干渉の現象が発
生し、誤り率が大幅に劣化する不都合があった。
な伝送条件の下では非常に効率の良い磁気記録・再生が
可能となるが、一方記録系・再生系の周波数帯域が不充
分であるとか帯域そのものは十分であっても総合的な周
波数特性の劣化があるといわゆる符号間干渉の現象が発
生し、誤り率が大幅に劣化する不都合があった。
【０００４】本発明は斯る点に鑑みディジタルデータを
パーシャルレスポンスエンコーダを介して磁気記録した
磁気記録媒体より、このディジタルデータを良好に再生
することができるようにすることを目的とする。
パーシャルレスポンスエンコーダを介して磁気記録した
磁気記録媒体より、このディジタルデータを良好に再生
することができるようにすることを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明ディジタルデータ
の磁気再生装置は例えば図１に示す如く、ディジタルデ
ータをパーシャルレスポンスエンコーダ１を介して記録
した磁気記録媒体２を再生するディジタルデータの磁気
再生装置であって、再生信号データ系列中から同期信号
データ部を検出する同期信号データ検出手段３と、この
同期信号データ検出手段３により検出された同期信号デ
ータ部を参照信号として、記録系と再生系と間のインパ
ルス応答をモデル化する伝送路特性推定手段４と、この
伝送路特性推定手段４により得られる伝送モデルを基に
してもビタビアルゴリズムを用いて記録信号データ系列
を復号する復号手段５とを含むディジタルデータの磁気
再生装置において、この伝送路特性推定手段４は同期信
号データ部を参照信号として、最小２乗法を用いて記録
系と再生系との間のインパルス応答をモデル化すると共
にこの最小２乗法を用いる際の係数マトリックスを予め
計算して書き込んだＲＯＭ４ａを設けたものである。
の磁気再生装置は例えば図１に示す如く、ディジタルデ
ータをパーシャルレスポンスエンコーダ１を介して記録
した磁気記録媒体２を再生するディジタルデータの磁気
再生装置であって、再生信号データ系列中から同期信号
データ部を検出する同期信号データ検出手段３と、この
同期信号データ検出手段３により検出された同期信号デ
ータ部を参照信号として、記録系と再生系と間のインパ
ルス応答をモデル化する伝送路特性推定手段４と、この
伝送路特性推定手段４により得られる伝送モデルを基に
してもビタビアルゴリズムを用いて記録信号データ系列
を復号する復号手段５とを含むディジタルデータの磁気
再生装置において、この伝送路特性推定手段４は同期信
号データ部を参照信号として、最小２乗法を用いて記録
系と再生系との間のインパルス応答をモデル化すると共
にこの最小２乗法を用いる際の係数マトリックスを予め
計算して書き込んだＲＯＭ４ａを設けたものである。
【０００６】
【０００７】
【作用】本発明によればディジタルデータをパーシャル
レスポンスエンコーダを介して記録した磁気記録媒体を
再生するにパーシャルレスポンスデコーダとしてビタビ
等化器を使用し、記録信号データを最尤系列推定に基づ
いて復号するので、このディジタルデータを良好に再生
することができる。
レスポンスエンコーダを介して記録した磁気記録媒体を
再生するにパーシャルレスポンスデコーダとしてビタビ
等化器を使用し、記録信号データを最尤系列推定に基づ
いて復号するので、このディジタルデータを良好に再生
することができる。
【０００８】また本発明によれば同期信号データ部を参
照信号として、最小２乗法を用いて記録系と再生系との
間のインパルス応答をモデル化しているので記録系と再
生系との間のインパルス応答を一義的にモデル化でき、
こうして決定されたモデルは最小２乗推定の意味におい
て、誤差最小となるモデルであり、結果的に良好な等化
特性が得られると共にＲＯＭ４ａに予め計算した係数マ
トリックスが書き込まれており、この伝送路特性推定手
段４で最小２乗法により演算するときに、このＲＯＭ４
ａに予め計算して書き込んでおいた係数マトリックスを
使用するので、このときの演算処理回数が少なくて良く
なり、それだけ高速に処理できる。
照信号として、最小２乗法を用いて記録系と再生系との
間のインパルス応答をモデル化しているので記録系と再
生系との間のインパルス応答を一義的にモデル化でき、
こうして決定されたモデルは最小２乗推定の意味におい
て、誤差最小となるモデルであり、結果的に良好な等化
特性が得られると共にＲＯＭ４ａに予め計算した係数マ
トリックスが書き込まれており、この伝送路特性推定手
段４で最小２乗法により演算するときに、このＲＯＭ４
ａに予め計算して書き込んでおいた係数マトリックスを
使用するので、このときの演算処理回数が少なくて良く
なり、それだけ高速に処理できる。
【０００９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明ディジタルデー
タの磁気再生装置の一実施例につき説明しよう。図１に
おいて、６は記録しようとするディジタルデータが供給
されるディジタルデータ入力端子を示し、このディジタ
ルデータ入力端子６に供給されるディジタルデータをパ
ーシャルレスポンスエンコーダ１を構成する遅延演算子
１ａを介して引算回路１ｂの一方の入力端子に供給する
と共にこのディジタルデータ入力端子６に供給されるデ
ィジタルデータをこの引算回路１ｂの他方の入力端子に
供給する。
タの磁気再生装置の一実施例につき説明しよう。図１に
おいて、６は記録しようとするディジタルデータが供給
されるディジタルデータ入力端子を示し、このディジタ
ルデータ入力端子６に供給されるディジタルデータをパ
ーシャルレスポンスエンコーダ１を構成する遅延演算子
１ａを介して引算回路１ｂの一方の入力端子に供給する
と共にこのディジタルデータ入力端子６に供給されるデ
ィジタルデータをこの引算回路１ｂの他方の入力端子に
供給する。
【００１０】このパーシャルレスポンスエンコーダ１は
次式で示す（１，−１）方式あるいはバイポーラ符号と
呼ばれる方式である。
次式で示す（１，−１）方式あるいはバイポーラ符号と
呼ばれる方式である。
【００１１】
【数１】Ｒ（Ｄ）＝１−Ｄ
ここで、Ｄは遅延演算子である。
【００１２】このパーシャルレスポンスエンコーダ１は
別の表現をすれば、 拘束長 ｋ＝２ 符号化率 ｒ＝１／１ の畳み込み符号器と見ることができる。
別の表現をすれば、 拘束長 ｋ＝２ 符号化率 ｒ＝１／１ の畳み込み符号器と見ることができる。
【００１３】従ってビタビアルゴリズムを用いて誤り率
の低い復号が実現できる。ディジタルデータを高密度高
速で磁気記録・再生するシステムにおいては磁気ヘッド
の記録・再生特性、イコライザー特性、増幅回路特性等
種々の劣化要因が無視できなくなる。従って、之等の劣
化要因を総合した伝送特性を数１の表現形式に合わせた
ＦＩＲ形式で表わすと例えば図３に示すようになる。
の低い復号が実現できる。ディジタルデータを高密度高
速で磁気記録・再生するシステムにおいては磁気ヘッド
の記録・再生特性、イコライザー特性、増幅回路特性等
種々の劣化要因が無視できなくなる。従って、之等の劣
化要因を総合した伝送特性を数１の表現形式に合わせた
ＦＩＲ形式で表わすと例えば図３に示すようになる。
【００１４】
【数２】Ｔ（Ｄ）＝１＋ａ・Ｄ＋ｂ・Ｄ2
この数２中における第２項及び第３項が劣化要因を表
し、符号間干渉を発生させることになる。
し、符号間干渉を発生させることになる。
【００１５】パーシャルレスポンス伝送のための符号器
及び記録・再生系の伝送特性を加味した総合特性は、次
式で表される。
及び記録・再生系の伝送特性を加味した総合特性は、次
式で表される。
【００１６】
【数３】Ｈ（Ｄ）＝Ｒ（Ｄ）・Ｔ（Ｄ）
＝（１−Ｄ）（１＋ａ・Ｄ＋ｂ・Ｄ2 ）
＝１＋ｈ+1・Ｄ＋ｈ+2・Ｄ2 ＋ｈ+3・Ｄ3
ここで、各係数は次のようなものである。
ｈ+1＝ａ−１
ｈ+2＝ｂ−ａ
ｈ+3＝−ｂ
【００１７】また、磁気記録再生システムにおけるディ
ジタルデータの記録フォーマットとしては図４Ａに示す
様なフレーム構成をとるのが一般的である。各フレーム
は図４Ａに示す如く複数のデータブロックから構成さ
れ、更にそのデータブロックは図４Ｂに示す如く先頭部
に既知のパターンを有する同期信号データが付加されて
いる。この同期信号データとしては、例えば図４Ｃに示
す如く、系列長＝３１のＭ系列信号の１つを利用する。
ジタルデータの記録フォーマットとしては図４Ａに示す
様なフレーム構成をとるのが一般的である。各フレーム
は図４Ａに示す如く複数のデータブロックから構成さ
れ、更にそのデータブロックは図４Ｂに示す如く先頭部
に既知のパターンを有する同期信号データが付加されて
いる。この同期信号データとしては、例えば図４Ｃに示
す如く、系列長＝３１のＭ系列信号の１つを利用する。
【００１８】このパーシャルレスポンスエンコーダ１の
出力信号を磁気記録系７を介して磁気記録媒体２例えば
磁気テープに記録する。
出力信号を磁気記録系７を介して磁気記録媒体２例えば
磁気テープに記録する。
【００１９】本例においては、この磁気記録媒体２を再
生系８により再生し、この再生系８により再生された信
号をパーシャルレスポンスデコーダを介してディジタル
データ出力端子１０に供給する如くする。
生系８により再生し、この再生系８により再生された信
号をパーシャルレスポンスデコーダを介してディジタル
データ出力端子１０に供給する如くする。
【００２０】本例においてはこのパーシャルレスポンス
デコーダをビタビ等化器９により構成する如くする。こ
のビタビ等化器９として図２に示す如く構成する。
デコーダをビタビ等化器９により構成する如くする。こ
のビタビ等化器９として図２に示す如く構成する。
【００２１】この図２においては、このビタビ等化器９
の入力端子９ａに供給される再生信号をビタビ推定部５
を構成するブランチメトリック計算回路２１に供給する
と共にこの再生信号を同期信号データ検出部３に供給
し、この同期信号データ検出部３よりの同期信号データ
を伝送路特性推定部４に供給する。
の入力端子９ａに供給される再生信号をビタビ推定部５
を構成するブランチメトリック計算回路２１に供給する
と共にこの再生信号を同期信号データ検出部３に供給
し、この同期信号データ検出部３よりの同期信号データ
を伝送路特性推定部４に供給する。
【００２２】このディジタルデータの磁気記録再生シス
テムにおける記録フォーマットは図４に示す如くであ
り、この同期信号パターン（ＳＹＮＣパターン）は例え
ば図４Ｃに示す如く既知なので、この伝送路特性推定部
４では、この同期信号データを利用して記録系と再生系
との間のインパルス応答（以下チャンネルレスポンスと
いう。）を推定する。
テムにおける記録フォーマットは図４に示す如くであ
り、この同期信号パターン（ＳＹＮＣパターン）は例え
ば図４Ｃに示す如く既知なので、この伝送路特性推定部
４では、この同期信号データを利用して記録系と再生系
との間のインパルス応答（以下チャンネルレスポンスと
いう。）を推定する。
【００２３】今、チャンネルレスポンスが図５で示され
る様なケースを例題として取り上げることにする（現実
には、このチャンネルレスポンスは未知である。）この
例では劣化要因を表わす数２中のパラメータａ，ｂを以
下の様に設定した。 ａ＝０．４０００ ｂ＝０．１０００ 但し、記録・再生系の劣化要因を無視できる様な場合つ
まり理想的な（１，−１）パーシャルレスポンス伝送系
の場合には、そのチャンネルレスポンスは図６に示すよ
うになる。この図５及び図６において、時間軸方向の単
位は、シンボルの送出間隔に等しい。この図５の同期信
号（ＳＹＮＣ）パターンは図４Ｃの同期信号パターンで
ある。
る様なケースを例題として取り上げることにする（現実
には、このチャンネルレスポンスは未知である。）この
例では劣化要因を表わす数２中のパラメータａ，ｂを以
下の様に設定した。 ａ＝０．４０００ ｂ＝０．１０００ 但し、記録・再生系の劣化要因を無視できる様な場合つ
まり理想的な（１，−１）パーシャルレスポンス伝送系
の場合には、そのチャンネルレスポンスは図６に示すよ
うになる。この図５及び図６において、時間軸方向の単
位は、シンボルの送出間隔に等しい。この図５の同期信
号（ＳＹＮＣ）パターンは図４Ｃの同期信号パターンで
ある。
【００２４】この様なチャンネルレスポンスを有する伝
送系を通過した時に再生される同期信号データは次式で
表される。
送系を通過した時に再生される同期信号データは次式で
表される。
【００２５】
【数４】
ここで、ｘi は同期信号パターン、ｈi はチャンネルレ
スポンスを表す。またそれぞれシンボル時間間隔でサン
プリングされた値である。
スポンスを表す。またそれぞれシンボル時間間隔でサン
プリングされた値である。
【００２６】この数４に従って同期信号データ部に対応
する再生信号を計算すると図５の再生信号（ｙ）の欄に
示す様な出力信号が得られる。再生側において、既知で
ある情報は同期信号パターンｘi と再生信号ｙi とであ
る。
する再生信号を計算すると図５の再生信号（ｙ）の欄に
示す様な出力信号が得られる。再生側において、既知で
ある情報は同期信号パターンｘi と再生信号ｙi とであ
る。
【００２７】本例においては、この伝送路特性推定部４
を以下に述べる如く構成する。この場合チャンネルレス
ポンスとして図７に示すようにモデル化する。このよう
にモデル化すれば、再生されるであろうと予想される信
号ｙi は前述の数４で表される。一方、実際に再生され
た信号をＹi と表すと、ｉ番目のシンボルに関する誤差
εi は次式で表される。
を以下に述べる如く構成する。この場合チャンネルレス
ポンスとして図７に示すようにモデル化する。このよう
にモデル化すれば、再生されるであろうと予想される信
号ｙi は前述の数４で表される。一方、実際に再生され
た信号をＹi と表すと、ｉ番目のシンボルに関する誤差
εi は次式で表される。
【００２８】
【００２９】
【数５】εi ＝ｙi −Ｙi
この誤差の２乗和Ｅを求める。
【００３０】
【数６】
【００３１】この誤差Ｅを最小とするようにインパルス
列ｈn を決定する如くする。本例においては最小２乗法
を適用する。このため数６をｈn について偏微分する如
くする。
列ｈn を決定する如くする。本例においては最小２乗法
を適用する。このため数６をｈn について偏微分する如
くする。
【００３２】
【数７】
この数７に、ｎ＝−ｋｍ，−（ｋｍ−１），‥‥０，‥
‥＋（ｋｐ−１），＋ｋp を代入すると次式に示す連立
方程式が得られる。
‥＋（ｋｐ−１），＋ｋp を代入すると次式に示す連立
方程式が得られる。
【００３３】
【数８】
【００３４】この数８において、例えばパラメータを
（ｌ＋ｍ）＝１１，ｋｍ＝０，ｋｐ＝３，チャンネルレ
スポンス長＝４としたとき、以下のような連立方程式が
得られる。
（ｌ＋ｍ）＝１１，ｋｍ＝０，ｋｐ＝３，チャンネルレ
スポンス長＝４としたとき、以下のような連立方程式が
得られる。
【００３５】
【数９】
【００３６】このようにしてパラメータを（ｌ＋ｍ）＝
５，（ｌ＋ｍ）＝１１，（ｌ＋ｍ）＝２１としたときの
モデル化して処理したときの演算結果を図７に示すと共
に演算処理回数を図８に示す。
５，（ｌ＋ｍ）＝１１，（ｌ＋ｍ）＝２１としたときの
モデル化して処理したときの演算結果を図７に示すと共
に演算処理回数を図８に示す。
【００３７】図７の演算結果はパラメータを（ｌ＋ｍ）
＝５，（ｌ＋ｍ）＝１１，（ｌ＋ｍ）＝２１としたとき
も図５のチャンネルレスポンス（ｈi ）と比較して明ら
かな如く、極めて精度良く同定できることが確認でき
る。
＝５，（ｌ＋ｍ）＝１１，（ｌ＋ｍ）＝２１としたとき
も図５のチャンネルレスポンス（ｈi ）と比較して明ら
かな如く、極めて精度良く同定できることが確認でき
る。
【００３８】また演算処理回数は図８に示す如く、パラ
メータを（ｌ＋ｍ）＝５としたとき、係数マトリックス
の乗算（ＭＰＹ）が５０回、右辺ＶｅＣの乗算（ＭＰ
Ｙ）が２０回、Ｌ・Ｕ分解の乗算（ＭＰＹ）が１４回、
除算（ＤＩＶ）が６回、前進及び後退代入の乗算（ＭＰ
Ｙ）が１２回、除算（ＤＩＶ）が４回であり、パラメー
タを（ｌ＋ｍ）＝１１としたとき、係数マトリックスの
乗算（ＭＰＹ）が１１０回、右辺ＶｅＣの乗算（ＭＰ
Ｙ）が４４回、Ｌ・Ｕ分解の乗算（ＭＰＹ）が１４回、
除算（ＤＩＶ）が６回、前進及び後退代入の乗算（ＭＰ
Ｙ）が１２回、除算（ＤＩＶ）が４回であり、パラメー
タを（ｌ＋ｍ）＝２１としたとき、係数マトリックスの
乗算（ＭＰＹ）が２１０回、右辺ＶｅＣの乗算（ＭＰ
Ｙ）が８４回、Ｌ・Ｕ分解の乗算（ＭＰＹ）が１４回、
除算（ＤＩＶ）が１６回、前進及び後退代入の乗算（Ｍ
ＰＹ）が１２回、除算（ＤＩＶ）が４回である。
メータを（ｌ＋ｍ）＝５としたとき、係数マトリックス
の乗算（ＭＰＹ）が５０回、右辺ＶｅＣの乗算（ＭＰ
Ｙ）が２０回、Ｌ・Ｕ分解の乗算（ＭＰＹ）が１４回、
除算（ＤＩＶ）が６回、前進及び後退代入の乗算（ＭＰ
Ｙ）が１２回、除算（ＤＩＶ）が４回であり、パラメー
タを（ｌ＋ｍ）＝１１としたとき、係数マトリックスの
乗算（ＭＰＹ）が１１０回、右辺ＶｅＣの乗算（ＭＰ
Ｙ）が４４回、Ｌ・Ｕ分解の乗算（ＭＰＹ）が１４回、
除算（ＤＩＶ）が６回、前進及び後退代入の乗算（ＭＰ
Ｙ）が１２回、除算（ＤＩＶ）が４回であり、パラメー
タを（ｌ＋ｍ）＝２１としたとき、係数マトリックスの
乗算（ＭＰＹ）が２１０回、右辺ＶｅＣの乗算（ＭＰ
Ｙ）が８４回、Ｌ・Ｕ分解の乗算（ＭＰＹ）が１４回、
除算（ＤＩＶ）が１６回、前進及び後退代入の乗算（Ｍ
ＰＹ）が１２回、除算（ＤＩＶ）が４回である。
【００３９】この図８から明らかなように、この演算処
理回数は係数マトリックスを求める処理過程及びＬ・Ｕ
分解時における乗算回数が支配的である。
理回数は係数マトリックスを求める処理過程及びＬ・Ｕ
分解時における乗算回数が支配的である。
【００４０】本例においてはこの伝送路特性推定部４に
おいて、数８の係数マトリックス
おいて、数８の係数マトリックス
【数１０】
を予め計算し（例えば数９）、ＲＯＭ４ａに記憶してお
き、この伝送路特性推定部４において数８を演算すると
きにこのＲＯＭ４ａに記憶した係数マトリックスを使用
する如くする。
き、この伝送路特性推定部４において数８を演算すると
きにこのＲＯＭ４ａに記憶した係数マトリックスを使用
する如くする。
【００４１】この係数マトリックス（数１０）はモデル
化するチャンネルレスポンス長及び数８のパラメータを
設定すれば、伝送路特性に関係なく一義的に決定され
る。
化するチャンネルレスポンス長及び数８のパラメータを
設定すれば、伝送路特性に関係なく一義的に決定され
る。
【００４２】このＲＯＭ４ａには、予想できる必要数の
係数マトリックスを予め計算しテーブルとして、記憶し
ておく如くする。このＲＯＭ４ａにこの係数マトリック
スを格納するときは、まず同期信号パターンを特定し、
係数マトリックスを計算し、その後、このＲＯＭ４ａに
この係数マトリックスをテーブルとして格納する。
係数マトリックスを予め計算しテーブルとして、記憶し
ておく如くする。このＲＯＭ４ａにこの係数マトリック
スを格納するときは、まず同期信号パターンを特定し、
係数マトリックスを計算し、その後、このＲＯＭ４ａに
この係数マトリックスをテーブルとして格納する。
【００４３】このチャンネルレスポンスを同定した後で
ビタビアルゴリズムを用いて記録データ系列を復号す
る。つまり図９に示した一般的なモデルを、具体的にそ
のチャンネルレスポンス長を限定してモデル化した図１
０の例について話を進める。
ビタビアルゴリズムを用いて記録データ系列を復号す
る。つまり図９に示した一般的なモデルを、具体的にそ
のチャンネルレスポンス長を限定してモデル化した図１
０の例について話を進める。
【００４４】この図１０の様にモデル化するとそれは
拘束長 ｋ＝４
符号化率 ｒ＝１／１
の畳み込み符号器と見る事ができる。但し、通常の畳み
込み符号器と異なる点は、加算器８１は線形動作をおこ
なうこと及びシフトレジスタＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 及びＴ3
に入力されるシンボルは、〈０〉と〈１〉の２値であり
またシフトレジスタの各出力はチャンネルレスポンスに
相当する重みを付けた後に加算器８１に加えられること
の２点である。
込み符号器と異なる点は、加算器８１は線形動作をおこ
なうこと及びシフトレジスタＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 及びＴ3
に入力されるシンボルは、〈０〉と〈１〉の２値であり
またシフトレジスタの各出力はチャンネルレスポンスに
相当する重みを付けた後に加算器８１に加えられること
の２点である。
【００４５】この様にモデル化した場合に送出されるシ
ンボルＧは次式で表される。
ンボルＧは次式で表される。
【００４６】
【数１１】
【００４７】ここで〈ＴJ 〉はレジスタＴJ に格納され
た内容を表すものとする。
た内容を表すものとする。
【００４８】次に、図１０に示した伝送路モデルにおけ
る伝送路の内部状態の遷移を表すトレリス図を図１１に
示す。各状態節点Ｓi に対応する３桁の数字は各タイム
スロットにおけるシフトレジスタＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ
3 の内部状態を表している。尚、この図では通常用いら
れる格子構造図に変形を加えて、情報入力シンボル
〈０〉が入力された場合には実線でまた情報入力シンボ
ル〈１〉が入力された場合には破線で示す様な遷移が発
生することを表している。
る伝送路の内部状態の遷移を表すトレリス図を図１１に
示す。各状態節点Ｓi に対応する３桁の数字は各タイム
スロットにおけるシフトレジスタＴ0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ
3 の内部状態を表している。尚、この図では通常用いら
れる格子構造図に変形を加えて、情報入力シンボル
〈０〉が入力された場合には実線でまた情報入力シンボ
ル〈１〉が入力された場合には破線で示す様な遷移が発
生することを表している。
【００４９】一方ブランチメトリック計算回路２１に再
生信号データＹk を入力してその遷移に関する尤度を計
算する。その尤度を量るための計量として幾つか提案さ
れているが、ビタビ復号器における最も一般的な評価尺
度であるハミング距離を広義に適用する。
生信号データＹk を入力してその遷移に関する尤度を計
算する。その尤度を量るための計量として幾つか提案さ
れているが、ビタビ復号器における最も一般的な評価尺
度であるハミング距離を広義に適用する。
【００５０】今タイムスロットｔ（ｋ）におけるブラン
チメトリックは次式で計算される。
チメトリックは次式で計算される。
【００５１】
【数１２】ｂ（ｋ，Ｓi →Ｓn ）＝｜Ｙk −Ｇk ｜
ここで、Ｙk は受信信号データであり、またＧk は等価
伝送路モデルから送出されるシンボルであって、数１１
で計算される値をとる。
伝送路モデルから送出されるシンボルであって、数１１
で計算される値をとる。
【００５２】このブランチメトリック計算回路２１に得
られるブランチメトリックをＡＣＳ（Add Compare Sele
ct）回路２２に供給する。このＡＣＳ回路２２は、加算
器と比較器とセレクタとから構成され、各状態におい
て、このブランチメトリックとパスメトリック記憶回路
２３に記憶されている１タイムスロット前のパスメトリ
ックとを加算してその値の小さい方を尤もらしい生き残
りパスとして選択する。ここでパスメトリックとは、生
き残りパスにおけるブランチメトリックを合算した値で
ある。
られるブランチメトリックをＡＣＳ（Add Compare Sele
ct）回路２２に供給する。このＡＣＳ回路２２は、加算
器と比較器とセレクタとから構成され、各状態におい
て、このブランチメトリックとパスメトリック記憶回路
２３に記憶されている１タイムスロット前のパスメトリ
ックとを加算してその値の小さい方を尤もらしい生き残
りパスとして選択する。ここでパスメトリックとは、生
き残りパスにおけるブランチメトリックを合算した値で
ある。
【００５３】このＡＣＳ回路２２の出力信号を正規化回
路２４を介してパスメトリック記憶回路２３に供給する
と共にこのＡＣＳ回路２２の出力信号を最尤パス検出回
路２５に供給する。
路２４を介してパスメトリック記憶回路２３に供給する
と共にこのＡＣＳ回路２２の出力信号を最尤パス検出回
路２５に供給する。
【００５４】この最尤パス検出回路２５は最小のパスメ
トリック値を有するパスを検出してそのパスに対応した
パスメモリ２６の内容を復号データとして出力する。こ
のパスメモリ２６は情報ビット列を推定して記憶してお
くメモリである。
トリック値を有するパスを検出してそのパスに対応した
パスメモリ２６の内容を復号データとして出力する。こ
のパスメモリ２６は情報ビット列を推定して記憶してお
くメモリである。
【００５５】このビタビ等化器を構成する論理ユニット
を図１２に示す。この図１２において、各計量はそれぞ
れ次の様な内容を表すものとする。
を図１２に示す。この図１２において、各計量はそれぞ
れ次の様な内容を表すものとする。
【００５６】Ｐ（ｋ−１，Ｓi ）：タイムスロットｔ
（ｋ−１）において状態節点Ｓi に到達した生き残りパ
スが有するパスメトリック Ｐ（ｋ−１，Ｓj ）：タイムスロットｔ（ｋ−１）にお
いて状態節点Ｓj に到達した生き残りパスが有するパス
メトリック ｂ（ｋ，Ｓi →Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）におい
て状態節点Ｓi から状態節点Ｓn への遷移に対応するブ
ランチメトリック ｂ（ｋ，Ｓj →Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）におい
て状態節点Ｓj から状態節点Ｓn への遷移に対応するブ
ランチメトリック
（ｋ−１）において状態節点Ｓi に到達した生き残りパ
スが有するパスメトリック Ｐ（ｋ−１，Ｓj ）：タイムスロットｔ（ｋ−１）にお
いて状態節点Ｓj に到達した生き残りパスが有するパス
メトリック ｂ（ｋ，Ｓi →Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）におい
て状態節点Ｓi から状態節点Ｓn への遷移に対応するブ
ランチメトリック ｂ（ｋ，Ｓj →Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）におい
て状態節点Ｓj から状態節点Ｓn への遷移に対応するブ
ランチメトリック
【００５７】Ｍ（ｋ−１，Ｓi ）：タイムスロットｔ
（ｋ−１）において状態節点Ｓi に到達した生き残りパ
スが有するパスメモリ Ｍ（ｋ−１，Ｓj ）：タイムスロットｔ（ｋ−１）にお
いて状態節点Ｓj に到達した生き残りパスが有するパス
メモリ 〈０〉，〈＋１〉：タイムスロットｔ（ｋ）において送
出されたと推定される情報シンボル Ｐ（ｋ，Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）において状態
節点Ｓn に到達した生き残りパスが有するパスメトリッ
ク Ｍ（ｋ，Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）において状態
節点Ｓn に到達した生き残りパスが有するパスメモリ
（ｋ−１）において状態節点Ｓi に到達した生き残りパ
スが有するパスメモリ Ｍ（ｋ−１，Ｓj ）：タイムスロットｔ（ｋ−１）にお
いて状態節点Ｓj に到達した生き残りパスが有するパス
メモリ 〈０〉，〈＋１〉：タイムスロットｔ（ｋ）において送
出されたと推定される情報シンボル Ｐ（ｋ，Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）において状態
節点Ｓn に到達した生き残りパスが有するパスメトリッ
ク Ｍ（ｋ，Ｓn ）：タイムスロットｔ（ｋ）において状態
節点Ｓn に到達した生き残りパスが有するパスメモリ
【００５８】ここで、拘束長をｋとすると、状態数は２
k-1 だけ存在するので、図１２に示す論理ユニットの数
も基本的には状態数２k-1 だけ必要となる。更に図２に
示したビタビ等化器のブロック構成の様に正規化回路２
４を設けて、パスメトリック記憶回路２３の規模を減ら
し、またパスメトリック計算時におけるオーバーフロー
を防ぐ方式が一般的である。
k-1 だけ存在するので、図１２に示す論理ユニットの数
も基本的には状態数２k-1 だけ必要となる。更に図２に
示したビタビ等化器のブロック構成の様に正規化回路２
４を設けて、パスメトリック記憶回路２３の規模を減ら
し、またパスメトリック計算時におけるオーバーフロー
を防ぐ方式が一般的である。
【００５９】この正規化の具体的な処理としては、まず
パスメトリックの最小値を検出し次にその値を各パスメ
トリック量から減算する処理が行なわれる。このように
してセレクトされた生き残りパスの数は、状態数と同じ
く２k-1 だけ存在することになる。
パスメトリックの最小値を検出し次にその値を各パスメ
トリック量から減算する処理が行なわれる。このように
してセレクトされた生き残りパスの数は、状態数と同じ
く２k-1 だけ存在することになる。
【００６０】各タイムスロットにおいて、生き残りパス
を選択する操作とそのパスに対応するパスメトリックと
パスメモリ２６を更新する操作を繰り返す。この操作を
十分に長い時間にわたって行なうとある時間以前におい
ては、同一のパスにマージすることが知られており、こ
の様子を図１３に示す。最新の処理時点から遡ってパス
がマージするまでのパスの長さを打ち切りパス長と呼ん
でいる。
を選択する操作とそのパスに対応するパスメトリックと
パスメモリ２６を更新する操作を繰り返す。この操作を
十分に長い時間にわたって行なうとある時間以前におい
ては、同一のパスにマージすることが知られており、こ
の様子を図１３に示す。最新の処理時点から遡ってパス
がマージするまでのパスの長さを打ち切りパス長と呼ん
でいる。
【００６１】最尤判定では最小のパスメトリック値を有
するパスを検出してそのパスに対応したパスメモリの内
容を打ち切りパス長（通常拘束長の３倍から４倍程度に
設定される）分さかのぼった時点の情報シンボルとして
出力する。
するパスを検出してそのパスに対応したパスメモリの内
容を打ち切りパス長（通常拘束長の３倍から４倍程度に
設定される）分さかのぼった時点の情報シンボルとして
出力する。
【００６２】以下図１４のフローチャートを用いて本例
ビタビ等化器の動作につき説明する。先ず再生信号デー
タＹk が入力端子９ａに供給されたときに、同期信号パ
ターン部を検出する（ステップＳ１）。この同期信号パ
ターン部の検出は受信信号データＹk と予め記憶されて
いる同期信号パターンとの相関をとることにより行う。
ビタビ等化器の動作につき説明する。先ず再生信号デー
タＹk が入力端子９ａに供給されたときに、同期信号パ
ターン部を検出する（ステップＳ１）。この同期信号パ
ターン部の検出は受信信号データＹk と予め記憶されて
いる同期信号パターンとの相関をとることにより行う。
【００６３】次に伝送路特性推定部４において、ＲＯＭ
４ａの所定の係数マトリックスを読みだす（ステップＳ
２）と共にこの検出された同期信号パターン部を参照信
号として最小２乗法を用いて記録系と再生系との間のイ
ンパルス応答をモデル化し（ステップＳ３）、チャンネ
ルレスポンスを同定する（ステップＳ４）。
４ａの所定の係数マトリックスを読みだす（ステップＳ
２）と共にこの検出された同期信号パターン部を参照信
号として最小２乗法を用いて記録系と再生系との間のイ
ンパルス応答をモデル化し（ステップＳ３）、チャンネ
ルレスポンスを同定する（ステップＳ４）。
【００６４】この場合数８の演算を行うのにＲＯＭ４ａ
に予め計算し格納した係数マトリックスを使用するの
で、この演算が不用であり、それだけ高速にこのチャン
ネルレスポンスを同定することができる。
に予め計算し格納した係数マトリックスを使用するの
で、この演算が不用であり、それだけ高速にこのチャン
ネルレスポンスを同定することができる。
【００６５】次にブランチメトリック計算回路２１はブ
ランチメトリックの計算を行い（ステップＳ５）、続い
てＮ番目のステートについて計算を開始する（ステップ
Ｓ６）。次に１タイムスロット前のステート−１のアド
レスを設定し（ステップＳ７）、次にこの設定したアド
レスのパスメトリック記憶回路２３に記憶されたパスメ
トリックを読み込み（ステップＳ８）、このパスメトリ
ックをステップＳ５で計算したブランチメトリックとＡ
ＣＳ回路２２で加算し、この加算出力をレジスタＰ１に
格納する（ステップＳ９）。
ランチメトリックの計算を行い（ステップＳ５）、続い
てＮ番目のステートについて計算を開始する（ステップ
Ｓ６）。次に１タイムスロット前のステート−１のアド
レスを設定し（ステップＳ７）、次にこの設定したアド
レスのパスメトリック記憶回路２３に記憶されたパスメ
トリックを読み込み（ステップＳ８）、このパスメトリ
ックをステップＳ５で計算したブランチメトリックとＡ
ＣＳ回路２２で加算し、この加算出力をレジスタＰ１に
格納する（ステップＳ９）。
【００６６】次にステップＳ１０では、１タイムスロッ
ト前のステート−２のアドレスの設定を行い、この設定
したアドレスのパスメトリック記憶されたパスメトリッ
クを読み込み（ステップＳ１１）、このパスメトリック
をステップＳ５で計算したブランチメトリックとＡＣＳ
回路２２で加算し、この加算出力をレジスタＰ２に格納
する（ステップＳ１２）。
ト前のステート−２のアドレスの設定を行い、この設定
したアドレスのパスメトリック記憶されたパスメトリッ
クを読み込み（ステップＳ１１）、このパスメトリック
をステップＳ５で計算したブランチメトリックとＡＣＳ
回路２２で加算し、この加算出力をレジスタＰ２に格納
する（ステップＳ１２）。
【００６７】次にこのＡＣＳ回路２２で、このレジスタ
Ｐ１及びＰ２の各格納値の比較及びセレクトの動作を行
い（ステップＳ１３，Ｓ１４）、そのセレクト値を出力
し（ステップＳ１５）、この値でパスメトリック記憶回
路２３を更新する（ステップＳ１６）と共にパスメモリ
２６を更新する（ステップＳ１７）。
Ｐ１及びＰ２の各格納値の比較及びセレクトの動作を行
い（ステップＳ１３，Ｓ１４）、そのセレクト値を出力
し（ステップＳ１５）、この値でパスメトリック記憶回
路２３を更新する（ステップＳ１６）と共にパスメモリ
２６を更新する（ステップＳ１７）。
【００６８】上述したステップＳ６からステップＳ１７
までの処理を、状態数２k-1 だけ繰り返す（ステップＳ
１８）。以上の処理が終了した後、最尤パス検出回路２
５によって最小のパスメトリック値を有するパスを検出
し（ステップＳ１９）、さらにパスメトリックの最小値
を各パスメトリック量から減算することにより正規化の
処理を行う（ステップＳ２０）。
までの処理を、状態数２k-1 だけ繰り返す（ステップＳ
１８）。以上の処理が終了した後、最尤パス検出回路２
５によって最小のパスメトリック値を有するパスを検出
し（ステップＳ１９）、さらにパスメトリックの最小値
を各パスメトリック量から減算することにより正規化の
処理を行う（ステップＳ２０）。
【００６９】続いて最尤パス検出回路２５によって最尤
パスのアドレスを設定し（ステップＳ２０）、パスメモ
リ２６の内容を復号データとして出力する（ステップＳ
２２）。
パスのアドレスを設定し（ステップＳ２０）、パスメモ
リ２６の内容を復号データとして出力する（ステップＳ
２２）。
【００７０】以上述べた如く本例によればディジタルデ
ータをパーシャルレスポンスエンコーダ１を介して記録
した磁気記録媒体２を再生するにパーシャルレスポンス
デコーダとしてビタビ等化器を使用し、記録信号データ
を最尤系列推定に基づいて復号するので、このディジタ
ルデータを良好に再生できる利益がある。
ータをパーシャルレスポンスエンコーダ１を介して記録
した磁気記録媒体２を再生するにパーシャルレスポンス
デコーダとしてビタビ等化器を使用し、記録信号データ
を最尤系列推定に基づいて復号するので、このディジタ
ルデータを良好に再生できる利益がある。
【００７１】また本例は上述の如く同期信号パターン部
を参照信号として最小２乗法を用いて記録系と再生系と
の間のインパルス応答をモデル化しているので、記録系
と再生系との間のインパルス応答を一義的にモデル化す
ることができる利益がある。
を参照信号として最小２乗法を用いて記録系と再生系と
の間のインパルス応答をモデル化しているので、記録系
と再生系との間のインパルス応答を一義的にモデル化す
ることができる利益がある。
【００７２】また本例は上述の如く伝送モデルは最小２
乗法により推定しているので、誤差が最小となるモデル
であり、良好な等化特性が得られる利益がある。
乗法により推定しているので、誤差が最小となるモデル
であり、良好な等化特性が得られる利益がある。
【００７３】また本例によればＲＯＭ４ａに予め計算し
た係数マトリックスが格納されており、この伝送路特性
推定部４で、最小２乗法により演算するときに、このＲ
ＯＭ４ａに予め計算して格納した係数マトリックスを使
用するので、このときの演算処理回数が少なくて良くな
り、それだけ高速に処理できる利益がある。
た係数マトリックスが格納されており、この伝送路特性
推定部４で、最小２乗法により演算するときに、このＲ
ＯＭ４ａに予め計算して格納した係数マトリックスを使
用するので、このときの演算処理回数が少なくて良くな
り、それだけ高速に処理できる利益がある。
【００７４】尚上述実施例においてはＲＯＭ４ａに係数
マトリックスをテーブル化して格納したが、数８の連立
方程式を解くにはこの係数マトリックスを先ずＬ・Ｕ分
解してから解くのが一般的であるので、このＲＯＭ４ａ
に格納するデータをこの係数マトリックスをＬ・Ｕ分解
した後の値としても良い。
マトリックスをテーブル化して格納したが、数８の連立
方程式を解くにはこの係数マトリックスを先ずＬ・Ｕ分
解してから解くのが一般的であるので、このＲＯＭ４ａ
に格納するデータをこの係数マトリックスをＬ・Ｕ分解
した後の値としても良い。
【００７５】この場合は更に演算処理回数が少なくてよ
く、更に高速処理ができる。
く、更に高速処理ができる。
【００７６】また一般にある行列とその逆行列とを掛け
たときには単位行列となる。従って数８をこの係数マト
リックスの逆行列と単位行列とを使用して解くことがで
きるので、このＲＯＭ４ａに格納するデータをこの係数
マトリックスの逆行列としても良い。
たときには単位行列となる。従って数８をこの係数マト
リックスの逆行列と単位行列とを使用して解くことがで
きるので、このＲＯＭ４ａに格納するデータをこの係数
マトリックスの逆行列としても良い。
【００７７】この場合係数マトリックスは上述の如く一
義的に決定されるので、これの逆行列も予め求めておく
ことができる。例えば数９の係数マトリックスの逆行列
は次の通りである。
義的に決定されるので、これの逆行列も予め求めておく
ことができる。例えば数９の係数マトリックスの逆行列
は次の通りである。
【数１３】
【００７８】また本発明は上述実施例に限ることなく本
発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採
り得ることは勿論である。
発明の要旨を逸脱することなく、その他種々の構成が採
り得ることは勿論である。
【００７９】
【発明の効果】本発明によればディジタルデータをパー
シャルレスポンスエンコーダを介して記録した磁気記録
媒体を再生するパーシャルレスポンスデコーダとしてビ
タビ等化器を使用し記録信号データを最尤系列推定に基
づいて復号するので、このディジタルデータを良好に再
生できる利益かある。
シャルレスポンスエンコーダを介して記録した磁気記録
媒体を再生するパーシャルレスポンスデコーダとしてビ
タビ等化器を使用し記録信号データを最尤系列推定に基
づいて復号するので、このディジタルデータを良好に再
生できる利益かある。
【００８０】また本発明によれば同期信号データを参照
信号として、最小２乗法を用いて記録系と再生系との間
のインパルス応答をモデル化しているので記録系と再生
系との間のインパルス応答を一義的にモデル化でき、こ
うして決定されたモデルは最小２乗推定の意味におい
て、誤差最小となるモデルであり、結果的に良好な等化
特性が得られると共にＲＯＭ４ａに予め計算した係数マ
トリックス、そのＵ・Ｖ分解した値、又はこの係数マト
リックスの逆行列を書き込んであり、この伝送路特性推
定手段４で最小２乗法により演算するときにこのＲＯＭ
４ａに予め計算して書き込んでおいた係数マトリック
ス、そのＵ・Ｖ分解した値又はこの係数マトリックスの
逆行列を使用するので、このときの演算処理回数が少な
くて良くなり、それだけ高速に処理できる利益がある。
信号として、最小２乗法を用いて記録系と再生系との間
のインパルス応答をモデル化しているので記録系と再生
系との間のインパルス応答を一義的にモデル化でき、こ
うして決定されたモデルは最小２乗推定の意味におい
て、誤差最小となるモデルであり、結果的に良好な等化
特性が得られると共にＲＯＭ４ａに予め計算した係数マ
トリックス、そのＵ・Ｖ分解した値、又はこの係数マト
リックスの逆行列を書き込んであり、この伝送路特性推
定手段４で最小２乗法により演算するときにこのＲＯＭ
４ａに予め計算して書き込んでおいた係数マトリック
ス、そのＵ・Ｖ分解した値又はこの係数マトリックスの
逆行列を使用するので、このときの演算処理回数が少な
くて良くなり、それだけ高速に処理できる利益がある。
【図１】本発明ディジタルデータの磁気再生装置の一実
施例を示す構成図である。
施例を示す構成図である。
【図２】ビタビ等化器の例を示す構成図である。
【図３】本発明の説明に供する線図である。
【図４】本発明の説明に供する線図である。
【図５】本発明の説明に供する線図である。
【図６】本発明の説明に供する線図である。
【図７】本発明の説明に供する線図である。
【図８】本発明の説明に供する線図である。
【図９】一般化した伝送路等価モデルを示す線図であ
る。
る。
【図１０】具体化した伝送路等価モデルを示す線図であ
る。
る。
【図１１】トレリス表現を示す線図である。
【図１２】ビタビ等化器の論理ユニットを示す線図であ
る。
る。
【図１３】メトリックの計算と生き残りパスを示す線図
である。
である。
【図１４】ビタビ等化器の説明に供する流れ図である。
１ パーシャルレスポンスエンコーダ
２ 磁気記録媒体
３ 同期信号データ検出部
４ 伝送路特性推定部
４ａ ＲＯＭ
５ ビタビ推定部
６ ディジタルデータ入力端子
７ 記録系
８ 再生系
９ ビタビ等化器
１０ 出力端子
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G11B 20/10 321
H03M 13/23
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタルデータをパーシャルレスポン
スエンコーダを介して記録した磁気記録媒体を再生する
ディジタルデータの磁気再生装置であって、再生信号デ
ータ系列中から同期信号データ部を検出する同期信号デ
ータ検出手段と、 該同期信号データ検出手段により検出された同期信号デ
ータ部を参照信号として、記録系との再生系との間イン
パルス応答をモデル化する伝送路特性推定手段と、 該伝送路特性推定手段により得られる伝送モデルを基に
してビタビアルゴリズムを用いて記録信号データ系列を
復号する復号手段とを含むディジタルデータの磁気再生
装置において、 前記伝送路特性推定手段は同期信号データ部を参照信号
として、最小２乗法を用いて、記録系と再生系との間の
インパルス応答をモデル化すると共に前記最小２乗法を
用いる際の係数マトリックスを予め計算して書き込んだ
ＲＯＭを設けたことを特徴とするディジタルデータの磁
気再生装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のディジタルデータの磁気
再生装置において、 前記ＲＯＭに書き込むデータを係数マトリックスをＬ・
Ｕ分解した後の値とするようにしたことを特徴とするデ
ィジタルデータの磁気再生装置。 - 【請求項３】 請求項１記載のディジタルデータの磁気
再生装置において、 前記ＲＯＭに書き込むデータを前記係数マトリックスの
逆行列とするようにしたことを特徴とするディジタルデ
ータ磁気再生装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18839393A JP3451662B2 (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | ディジタルデータの磁気再生装置 |
| US08/278,864 US6122118A (en) | 1993-07-29 | 1994-07-22 | Magnetic reproducing apparatus with partial response decoder including viterbi algorithm and the least square method |
| KR1019940018532A KR100284449B1 (ko) | 1993-07-29 | 1994-07-28 | 디지탈 데이터의 자기재생장치 |
| CN94108632A CN1064472C (zh) | 1993-07-29 | 1994-07-29 | 带有部分响应译码器的磁性重放设备 |
| EP94401752A EP0637024A3 (en) | 1993-07-29 | 1994-07-29 | Magnetic reproducing apparatus with partial response decoder |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18839393A JP3451662B2 (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | ディジタルデータの磁気再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0745001A JPH0745001A (ja) | 1995-02-14 |
| JP3451662B2 true JP3451662B2 (ja) | 2003-09-29 |
Family
ID=16222856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18839393A Expired - Fee Related JP3451662B2 (ja) | 1993-07-29 | 1993-07-29 | ディジタルデータの磁気再生装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6122118A (ja) |
| EP (1) | EP0637024A3 (ja) |
| JP (1) | JP3451662B2 (ja) |
| KR (1) | KR100284449B1 (ja) |
| CN (1) | CN1064472C (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2309867A (en) * | 1996-01-30 | 1997-08-06 | Sony Corp | Reliability data in decoding apparatus |
| JPH10241108A (ja) * | 1997-02-24 | 1998-09-11 | Hewlett Packard Co <Hp> | 磁気媒体データ書込み及び保全性検証装置 |
| JP3180761B2 (ja) | 1997-07-23 | 2001-06-25 | 三菱電機株式会社 | 系列推定方法及び系列推定装置 |
| KR100318912B1 (ko) * | 1999-04-28 | 2002-01-04 | 윤종용 | 이동통신시스템에서 구성복호기의 상태값 정규화 장치 및 방법 |
| US7010065B2 (en) * | 2001-05-25 | 2006-03-07 | Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. | Method and apparatus for word synchronization with large coding distance and fault tolerance for PRML systems |
| CN100382190C (zh) * | 2002-09-24 | 2008-04-16 | 联发科技股份有限公司 | 具有分支估测器的部分响应最大可能性系统 |
| US20070234178A1 (en) * | 2003-02-26 | 2007-10-04 | Qualcomm Incorporated | Soft information scaling for interactive decoding |
| US20080205250A1 (en) * | 2005-06-09 | 2008-08-28 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Operating Optical Drive Using Parameters |
| JP4571580B2 (ja) * | 2005-12-15 | 2010-10-27 | 富士通株式会社 | 復号器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5303263A (en) * | 1991-06-25 | 1994-04-12 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Transmission channel characteristic equalizer |
| JP2770626B2 (ja) * | 1991-11-29 | 1998-07-02 | 日本電気株式会社 | 適応受信機 |
| JPH05234279A (ja) * | 1992-02-24 | 1993-09-10 | Sony Corp | 最尤復号装置及びこれを用いた再生データ復調装置 |
| US5341249A (en) * | 1992-08-27 | 1994-08-23 | Quantum Corporation | Disk drive using PRML class IV sampling data detection with digital adaptive equalization |
| JP4030306B2 (ja) * | 2001-12-27 | 2008-01-09 | 日本特殊陶業株式会社 | 電池の製造方法 |
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1993
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