JP3439793B2 - サイクロコンバータ装置 - Google Patents

サイクロコンバータ装置

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JP3439793B2 JP12205493A JP12205493A JP3439793B2 JP 3439793 B2 JP3439793 B2 JP 3439793B2 JP 12205493 A JP12205493 A JP 12205493A JP 12205493 A JP12205493 A JP 12205493A JP 3439793 B2 JP3439793 B2 JP 3439793B2
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    • Y02EREDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30Reactive power compensation

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  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【産業上の利用分野】この発明は、入力した交流電力を
直流電力を介することなく異なる周波数の交流電力に直
接変換するサイクロコンバータ装置に関するものであ
る。 【0002】 【従来の技術】図5は例えば特公平2−21219号公
報に示された従来のサイクロコンバータ装置を示すブロ
ック図であり、図において、1はスタテックコンデンサ
であり、バス(電源ライン)4上の遅れ電流に対して自
身に流れる進み電流によってバス4上の無効電流を消去
する。2は出力電圧の正側の波形を電圧制御する正側コ
ンバータ、3は出力電圧の負側の波形を電圧制御する負
側コンバータである。これら正側コンバータ2および負
側コンバータ3の各々はサイリスタ素子を使用し、た全
波整流回路で構成される。 【0003】5は無効電力検出回路であり、バス4上の
無効電力を検出し、その結果を出力する。この無効電力
検出回路5には計器用変圧器(PT:Potential Transf
ormer)6によりバス4上の電圧が与えられるとともに
計器用変流器(CT:CurrentTransformer )7により
バス4上の電流が与えられる。 【0004】8は減算器であり、電源ライン無効電力指
令値Q*と無効電力検出回路5により検出された無効電
力との減算を行う。9は入力トランスであり、バス4上
の交流電圧を入力し、所定の電圧に変換して正側および
負側コンバータ2,3に供給する。10A,10Bの各
々は正側および負側コンバータ2,3に接続された循環
電流リアクトル、11は循環電流リアクトル10A,1
0Bに接続された負荷(例えばリアクトル、抵抗、電動
機等)、12A,12Bの各々は計器用変流器(CT)
であり、循環電流リアクトル10A,10Bに流れる循
環電流を検出し、出力する。 【0005】13は制御回路であり、無効電力制御のた
めの正側および負側コンバータ2,3の制御角αを求め
る。すなわち、制御回路13は、図6に示すように循環
電流が遅れ無効分電流IQ を一定にするIJN,IJPにな
るように、正側および負側コンバータ2,3の制御角α
UP,αUNを求める。この場合、遅れ無効分電流IQ はサ
イクロコンバータ装置の発生する遅れ無効分電流であ
る。 【0006】ここで、図6を参照して循環電流がIJN
JPとなるように制御することで無効電力が一定になる
理由について説明する。図において、無効電力はVS ×
Qで表わされる。入力電圧VS を一定として遅れ無効
分電流IQ を一定に制御すれば無効電力が一定になる。
図に示すように如何なる入力電流IS に対しても位相制
御角αを変えずに遅れ無効分電流IQ が一定になるよう
に制御すれば、各入力電流IS に対してI(=(IQ 2
S 21/2 )は図のように決定することができる。例え
ば入力電流IS が小さい時にはIJNを大きくすることに
よって遅れ無効分電流IQ が一定になる。 【0007】ところで、各入力電流IS に対して遅れ無
効分電流IQ を一定にしようとすると、上述したように
入力電流IS が小さいときにはIJNを大きくしなければ
ならない。そして、IJNは循環電流リアクトル10A,
10Bを通って流れることから、無効電力制御を行う場
合にはこの循環電流リアクトル10A,10Bの電流容
量を大きくする必要がある。 【0008】次に動作について説明する。サイクロコン
バータ装置に電源を投入し、動作を開始させると、負荷
11によりサイクロコンバータ入力電流Iccと入力電圧
sとの位相が変化し、電源力率と無効電力量が変化す
る。このとき、スタテックコンデンサ1はこの無効電力
量を補償するが、バス4上の無効電力量は変動する。 【0009】電源投入後のバス4上の瞬時の無効電力量
が無効電力検出回路5により検出され、この無効電力量
が減算器8に供給される。そして、この減算器8にて無
効電力量と、与えられた電源ライン無効電力指令値Q*
との差がとられ、その差分値が制御回路13に供給され
る。 【0010】制御回路13は、循環電流と、減算器8か
らの差分値と、循環電流指令値IJ*とをそれぞれ入力
し、循環電流が遅れ無効分電流IQ を一定にするIJN
JPになるように正側および負側コンバータ2,3の制
御角αUP,αUNを求める。そして求めた制御角αUP,α
UNに対応する制御量を正側および負側コンバータ2,3
に供給する。これによりバス4上の無効電力が一定にな
る。 【0011】 【発明が解決しようとする課題】従来のサイクロコンバ
ータ装置は以上のように構成されているので、電流容量
の大きな循環電流リアクトルを用いなければならず、ま
た、三相負荷の場合では各相毎に制御しなければならな
いことから、装置自体が大形になるとともに高価格にな
るという問題点があった。 【0012】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、大きな電流容量の循環電流リア
クトルを使用することなく無効電力制御ができ、さらに
三相負荷の場合でも三相同時制御ができるサイクロコン
バータ装置を得ることを目的としている。 【0013】 【課題を解決するための手段】この発明に係るサイクロ
コンバータ装置は、負荷に同期電動機を用い、循環電流
を制御することなくこの同期電動機の力率を変えること
によって、バス(電源ライン)上の無効電力を制御する
ようにしたものである。 【0014】 【作用】この発明におけるサイクロコンバータ装置は、
バス上の無効電力を検出し、この検出した無効電力に基
づいて負荷である同期電動機の力率を変化させることで
サイクロコンバータ装置の電源力率を変化させ、バス上
の無効電力量を制御する。 【0015】 【実施例】 実施例1.以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図1において、1はスタテックコンデンサであ
り、バス4上の遅れ電流に対して自身に流れる進み電流
によってバス(電源ライン)4上の無効電流を消去す
る。5は無効電力検出回路であり、バス4上の無効電力
を検出し、その結果を出力する。この無効電力検出回路
5には計器用変圧器(PT:Potential Transformer )
6によりバス4上の電圧が与えられるとともに計器用変
流器(CT:Current Transformer )7によりバス4上
の電流が与えられる。上記無効電力検出回路5、計器用
変圧器6および計器用変流器7は無効電力検出部100
を構成する。 【0016】14はサイクロコンバータ装置用の入力ト
ランス、15,17,19の各々は出力電圧の正側の波
形を電圧制御する正側コンバータ、16,18,20の
各々は出力電圧の負側の波形を電圧制御する負側コンバ
ータである。正側コンバータ15,17,19および負
側コンバータ16,18,20の各々はサイリスタ素子
を使用した全波整流回路で構成される。 【0017】正側コンバータ15,17,19には制御
部21から位相制御角αUPに応じた制御量が供給され、
各サイリスタ素子の点弧が行われる。また、負側コンバ
ータ16,18,20には制御部21から位相制御角α
UNに応じた制御量が供給され、各サイリスタ素子の点弧
が行われる。上記正側コンバータ15,17,19およ
び負側コンバータ16,18,20はコンバータ部11
0を構成する。 【0018】22〜24の各々は循環電流リアクトルで
ある。このうち、循環電流リアクトル22は正側コンバ
ータ15と負側コンバータ16との間に接続されてお
り、循環電流リアクトル23は正側コンバータ17と負
側コンバータ18との間に接続されている。また、循環
電流リアクトル24は正側コンバータ19と負側コンバ
ータ20との間に接続されている。 【0019】25は負荷として用いられる三相の同期電
動機であり、U相,V相,W相の端子が図のように循環
電流リアクトル22〜24の中間位置に接続されてい
る。この場合、上記正側および負側コンバータ15〜2
0から出力される電流の一部が同期電動機25に供給さ
れ、他の一部が循環電流リアクトル22〜24を介して
循環する。25Aは同期電動機25の界磁巻線、26,
27の各々は計器用交流器(CT)であり、同期電動機
25の電機子電流Ia を検出し、出力する。 【0020】28は同期電動機25の界磁巻線25Aに
界磁電流を供給する界磁電流制御部であり、サイリスタ
ブリッジ29、変圧器30および計器用変流器(CT)
31から構成される。界磁電流制御部28のサイリスタ
ブリッジ29に供給される位相制御角αf も上記位相制
御角αUP,αUNと同様に同期電動機25のベクトル制御
およびバス4上の無効電力一定分を考慮したものであ
る。この点の詳細については後述する。 【0021】上記制御部21は、コンバータ部110を
構成する正側および負側コンバータ15〜20の各サイ
リスタ素子と界磁電流制御部28を構成するサイリスタ
ブリッジ29に対し、バス4上の無効電力が一定となる
負荷力率を決定する位相制御角αUP,αUN,αf を、同
期電動機25の電機子電流Ia および界磁電流If と無
効電力検出部110にて検出された無効電力に基づいて
算出し、これにより得られた結果に応じた制御量をコン
バータ部110を構成する正側および負側コンバータ1
5〜20の各サイリスタ素子と界磁電流制御部28を構
成するサイリスタブリッジ29に供給する。 【0022】ここで、図2はこの発明の同期電動機25
の動作原理を示すベクトル図であり、電機子電流Ia
界磁巻線25Aに流れる界磁電流If との関係を示して
いる。界磁電流If によって発生する磁束をφf とし、
電機子電流Ia によって発生する磁束をφa とすると、
同期電動機25の内部の磁束はφとなる。 【0023】この磁束φのベクトル方向に軸をとり、さ
らにこの軸に対して垂直方向に軸をとることによって同
期電動機25の出力を制御することができる。そして、
電機子電流Ia を両軸方向に分解した成分であるIge
deのうち、Igeを一定にした状態でIdeとIdef をそ
れぞれ変化させることにより、端子電圧Va を一定とし
ながら端子電圧Va と電機子電流Ia の位相差θを制御
することができる。この場合、Idef は界磁電流If
磁束軸成分であり、Ideは電機子電流Ia の磁束軸成分
である。 【0024】一方、図3は負荷基本波力率と入力基本波
力率との関係を示す図であり、横軸が負荷基本波力率
で、縦軸が入力基本波力率である。入力基本波力率は入
力トランス14に流れ込む電流に対応するものであり、
負荷基本波力率はサイクロコンバータ装置から出力され
る電流に対応するものである。いずれも電流の高調波成
分を除いて基本波で検討したものである。 【0025】この図3に示すように、負荷基本波力率を
変化させることにより入力基本波力率を変化させること
ができる。この場合、入力基本波力率を変化させること
でバス4上の無効電力が変化する。すなわち、同期電動
機25の力率を変化させることによりバス4上の無効電
力を制御することができる。 【0026】ところで、同期電動機25をベクトル制御
する利点は、磁束量Φとトルク電流量Iqeとを別々に制
御してトルクを制御できる点にあり、トルクTは図2に
示すΦとIqeとの積に比例する。すなわち、T∝Φ×I
qeとなる。 【0027】磁束はΦ∝Idef −Ideとして表わすこと
ができるので、Idef とIdeとの差を一定にしながらI
deを徐々に増加させると、端子電圧Va と電機子電流I
a との間に位相差θが生ずる。このことはトルクTを一
定としながら同期電動機25の力率を制御できるという
ことである。そして、同期電動機25の力率を制御でき
ることから、上述のように基本波入力力率を制御するこ
とができ、バス4上の無効電力を制御することができ
る。 【0028】また、同期電動機25の力率を変化させる
ことによりバス4上の無効電力を制御することができる
ことから、入力電流Is が小さくなっても循環電流IJN
を大きくする必要がない。すなわち、従来のように大容
量の循環電流リアクトルを使用する必要がない。なお、
図2において、磁束Φを一定にすることにより端子電圧
a も一定に制御することができる。 【0029】次に動作について説明する。サイクロコン
バータ装置に電源を投入すると、バス4上の瞬時の無効
電力量が無効電力検出部100により検出され、この無
効電力量が制御部21に供給される。また、入力トラン
ス14を介してバス4上の電圧が正側および負側コンバ
ータ15〜20に供給される。そして、制御部21から
正側および負側コンバータ15〜20に位相制御角に応
じた制御量が供給され、入力交流電力と異なる周波数の
交流電力への変換が開始される。また同時に界磁電流制
御部28に位相制御角に応じた制御量が供給され、界磁
巻線25Aに界磁電流が供給される。 【0030】同期電動機25が動作を開始し、電機子電
流Ia および界磁電流If が制御部21に取り込まれ
る。これにより制御部21にて、コンバータ部110の
各サイリスタ素子と界磁電流制御部28のサイリスタブ
リッジ29に対してバス4上の無効電力が一定となる負
荷力率を決定する位相制御角αUP,αUN,αf が算出さ
れる。そして、算出された結果に応じた制御量がコンバ
ータ部110の各サイリスタ素子と界磁電流制御部28
のサイリスタブリッジ29に供給される。これによりバ
ス4上の無効電力が一定になる。 【0031】実施例2.上記実施例1では、循環電流を
流すサイクロコンバータ装置に対する無効電力制御を示
したが、この発明では循環電流を制御せずに同期電動機
25の力率を制御することによってバス4上の無効電力
を制御することから、循環電流を流さないサイクロコン
バータ装置でも制御が可能である。すなわち、図4に示
すような循環電流リアクトルを介さない正側および負側
コンバータ15〜20から同期発電機25を制御する場
合も同様にして無効電力制御が可能である。 【0032】 【発明の効果】以上のように、この発明によれば、負荷
に同期電動機を用い、循環電流を制御することなくこの
同期電動機の力率を変えることによりバス上の無効電力
を制御するように構成したので、大容量の循環電流リア
クトルを用いる必要がないことから、装置の小形化およ
び価格の低減を図ることができる効果がある。また、三
相負荷の場合でも三相同時制御が可能になる。
【図面の簡単な説明】 【図1】この発明の実施例1によるサイクロコンバータ
装置を示すブロック図である。 【図2】この発明の実施例1によるサイクロコンバータ
装置の動作原理を示すベクトル図である。 【図3】この発明の実施例1によるサイクロコンバータ
装置の動作原理を示す図である。 【図4】この発明の実施例2によるサイクロコンバータ
装置を示すブロック図である。 【図5】従来のサイクロコンバータ装置を示すブロック
図である。 【図6】従来のサイクロコンバータ装置の動作原理を示
すベクトル図である。 【符号の説明】 1 スタテックコンデンサ 4 バス 14 入力トランス 21 制御部 25 同期電動機 28 界磁電流制御部 100 無効電力検出部 110 コンバータ部

Claims (1)

  1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項1】 バス上の遅れ電流に対して自身に流れる
    進み電流によって該バス上の無効電流を消去するスタテ
    ックコンデンサと、前記バス上の無効電力を検出する無
    効電力検出部と、複数のサイリスタ素子で構成され、入
    力した交流電圧を異なる周波数の交流電圧に変換するた
    めのコンバータ部と、前記コンバータ部に前記バス上の
    電圧を供給する入力トランスと、を備えたサイクロコン
    バータ装置において、 前記コンバータ部に負荷として接続される同期電動機
    と、 サイリスタ素子による電流制御機能を有し、前記同期電
    動機に界磁電流を供給する界磁電流制御部と、 前記コンバータ部を構成する各サイリスタ素子と前記界
    磁電流制御部を構成するサイリスタ素子に対し、前記バ
    ス上の無効電力が一定となる前記同期電動機の力率を決
    定する位相制御角を、前記同期電動機の電機子電流及び
    界磁電流から導かれる前記同期電動機の力率と前記バス
    上の無効電力量の相関関係、及び前記無効電力検出部に
    て検出された無効電力に基づいて算出し、これにより得
    られた結果に応じた制御量を前記コンバータ部を構成す
    る各サイリスタ素子と前記界磁電流制御部を構成するサ
    イリスタ素子に供給する制御部と、 を備えたことを特徴とするサイクロコンバータ装置。
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