JP3433506B2 - 電源システム - Google Patents
電源システムInfo
- Publication number
- JP3433506B2 JP3433506B2 JP07771194A JP7771194A JP3433506B2 JP 3433506 B2 JP3433506 B2 JP 3433506B2 JP 07771194 A JP07771194 A JP 07771194A JP 7771194 A JP7771194 A JP 7771194A JP 3433506 B2 JP3433506 B2 JP 3433506B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- voltage
- circuit
- unit
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
変換し、その直流電圧を電源として、高周波に変換出力
する複数の電源装置を備えた電源システムに関するもの
である。
オードブリッジからなる整流回路部にて整流し、更に平
滑用コンデンサにて平滑し、その平滑された直流をスイ
ッチング素子とチョーク、コンデンサ等で構成されたイ
ンバータ回路に供給して、高周波に変換し、その変換さ
れた高周波電圧を負荷に印加供給するものがある。この
コンデンサインプット型方式では、電源装置の入力電流
が歪み、入力電源の力率が悪いものとなっていた。それ
を改善するために、電源回路部にDCーDCコンバータ
回路を接続し、力率を改善する方式が一般的に良く用い
られている。しかし、この方式ではDC−DCコンバー
タ回路が必要となり、装置全体が大きくなってコスト的
にも割高なものとなっていた。そこでDC−DCコンバ
ータのような複雑な回路を必要とせず、簡単な回路構成
で力率を改善する方式として、特公平5−9918号に
示されるようにインバータ回路の高周波電圧の出力を電
源入力部位側に帰し、入力電流の歪を改善する方式があ
る。この方式は帰還する高周波電圧が電源電圧に重畳さ
れることにより整流回路部の出力端間の電圧がこの整流
回路部の入力端よりも低い状態を交流電源電圧の一周期
の全域にわたってパルス列状に発生させ、その結果交流
電源電圧の一周期の全域にわたってパルス列状の入力電
流を流して交流電源で電圧の一周期当たりの入力電流の
流れる帰還を拡げ、入力電流の歪を改善し、入力力率の
改善を図ったものである。
が放電灯の場合同一器具内にて、W数の異なる放電灯を
多数点灯する場合や、放電灯によりRGBの光色の組み
合わせで光の色を可変したり、ビルとか事務所とかに複
数の照明器具が必要な場合、放電灯点灯装置を構成する
複数の電源装置が必要となってくる。その場合、複数の
放電灯点灯装置がたる電源装置が同時に動作して放電灯
を点灯させるため、特に入力電流歪を改善する必要があ
る。上述したように高周波電圧を電源入力部位側に帰還
する方式がコスト的にも有利な方式であるが、上記のよ
うに個々の装置に対策を施すと、上記のように多数の放
電灯点灯装置を用いる場合には、トータル的にもコスト
高となってくるという問題があった。
ので、請求項1の発明の目的とするところは交流電源を
整流平滑して得た直流を電源とするインバータ部を備え
た電源装置の入力電流歪を、当該電源装置の電源入力部
位に他の電源装置の高周波電圧を重畳印加する簡単な回
路構成で改善でき、且つ当該電源装置の高周波出力を交
流電源周波数のリップル成分が含まれない安定したもの
とすることができる電源システムを提供するにある。さ
らには、第1、第2の電源装置の入力電流の歪の改善を
相互の高周波電圧の重畳印加によって改善でき、しかも
両電源装置のインバータ部の出力の補い合いと、両電源
装置のインバータ部の無負荷時のストレスの低減とが図
れる電源システムを提供するにある。
求項1の発明の目的に加え回路の共有化による回路の簡
単化とコスト低減とが図れる電源システムを提供するに
ある。
に請求項1の発明では、交流電源の交流電圧を直流電圧
に変換する整流回路部と、整流回路部に接続され直流電
圧を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサを
電源として直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ
部とを備えた第1の電源装置と、交流電源に接続され交
流電圧を直流電圧に変換する整流回路部と、整流回路部
に接続され直流電圧を平滑する平滑用コンデンサと、平
滑用コンデンサを電源として直流電圧を高周波電圧に変
換するインバータ部とを含んで構成された第2の電源装
置とを備え、第2の電源装置の平滑用コンデンサより前
の電源入力部位に第1の電源装置の高周波電圧を重畳印
加させる第1の高周波重畳手段と、第1の電源装置の平
滑用コンデンサより前の電源入力部位に第2の電源装置
の高周波電圧を重畳印加させる第2の高周波重畳手段と
を設けたものである。
いて、第1、第2の電源装置の整流回路部を共用として
同一の交流電源に両電源装置を接続したものである。
を直流電圧に変換する整流回路部と、整流回路部に接続
され直流電圧を平滑する平滑用コンデンサと、平滑用コ
ンデンサを電源として直流電圧を高周波電圧に変換する
インバータ部とを備えた第1の電源装置と、交流電源に
接続され交流電圧を直流電圧に変換する整流回路部と、
整流回路部に接続され直流電圧を平滑する平滑用コンデ
ンサと、平滑用コンデンサを電源として直流電圧を高周
波電圧に変換するインバータ部とを含んで構成された第
2の電源装置とを備え、第2の電源装置の平滑用コンデ
ンサより前の電源入力部位に第1の電源装置の高周波電
圧を重畳印加させる第1の高周波重畳手段と、第1の電
源装置の平滑用コンデンサより前の電源入力部位に第2
の電源装置の高周波電圧を重畳印加させる第2の高周波
重畳手段とを設けてあるので、整流回路部と、平滑用コ
ンデンサによって交流電源を整流平滑して得られる直流
を電源とするインバータ部を各々備えた第1、第2の電
源装置の各入力電流歪を、相互の高周波電圧の重畳印加
によって、部品点数が少なくて構成が簡単でコストも安
価な回路で改善でき、しかも自己回路に帰還回路を設け
ないため第1、第2の電源装置の各高周波出力を交流電
源周波数のリップル成分が含まれない安定したものとす
ることができる。さらに、両電源装置のインバータ部の
出力の補い合いと、両電源装置のインバータ部の無負荷
時のストレスの低減とが図れる。
源装置の整流回路部を共用として同一の交流電源に両電
源装置を接続したので、回路の共有化による回路の簡単
化とコスト低減とが図れる。
に基づいて説明する。なお、(基本構成)では、本発明
の基本的な構成、動作について説明しており、上記(特
許請求の範囲)に即していない内容も含むものである。
本基本構成では交流電源AC1を整流回路部DB1にて
直流脈流電圧に変換し、その直流脈流電圧を第1の電源
部11に供給してこの第1の電源部11で高周波に変換
し、その高周波の出力を負荷41に供給する第1の電源
装置31と、交流電源AC2を整流回路部DB2にて直
流脈流電圧に変換し、その直流脈流電圧を第2の電源部
12に供給してこの第2の電源部12で高周波電圧に変
換し、その高周波電圧を負荷42に印加する第2の電源
装置32とからなり、第1の電源部11の高周波電圧を
第2の電源装置32の整流回路部DB2の前又は後に設
けた高周波重畳部2に重畳印加し、第2の電源装置32
の入力電流の歪を改善するものである。
り、各電源装置31,32のダイオードブリッジからな
る整流回路部DB1,DB2は交流電源AC1,AC2
にフィルタ用のチョークL01、L02を介して接続さ
れ、交流電源電圧を全波整流して直流脈流電圧を得、こ
の直流脈流電圧を第1、第2の電源装置31、32の電
源部11、12に夫々印加するようになっている。
デンサC01を高周波カット用チョークL1を介して整
流回路部DB1に接続しており、平滑用コンデデンサC
01により平滑されて得られる直流をインバータ部51
により高周波に変換し、この変換により得られる高周波
電圧を負荷41に印加供給するようになっている。イン
バータ部51は平滑用コンデンサC01にMOSFET
からなるスイッチング素子Q1とQ2との直列回路を接
続した直列インバータ方式の回路から構成され、スイッ
チング素子Q1には直流カット用コンデンサC3を介し
て共振用コンデンサC4、帰還用トランスT1の1次巻
線n1の直列回路を並列に接続しており、スイッチング
素子Q1,Q2の交互のオン・オフにより、共振用コン
デンサC4と、帰還用トランスT1の1次巻線n1のイ
ンダクタンスとの共振動作で、共振用コンデンサC4に
並列に接続された負荷回路へ高周波電力を供給するよう
になっている。
は帰還用トランスT1に巻回してある帰還用巻線n2,
n3により抵抗R2,R3を介して共振電圧をスイッチ
ング素子Q1,Q2のゲートに帰還する自励発振動作に
より行なっている。電源投入時の起動は、抵抗R1、コ
ンデンサC2、ダイアックQ3の起動回路により行なっ
ており、抵抗R1を介してコンデンサC2を充電し、そ
の充電電圧がダイアックQ3のブレークオーバ電圧に達
してダイアックQ3がオンしたときにダイアックQ3を
介してコンデンサC2の充電電圧をスイッチング素子Q
2のゲートに印加することによりスイッチング素子Q2
をオンさせて起動させる。
ンスからなる出力用トランスT2の1次巻線N1を接続
し、該出力用トランスT2の2次巻線N2に接続してあ
る負荷41に高周波電力を供給するようになっている。
またこの出力用トランスT2には夫々の電源部11、電
源部12の入力電流波形を改善するための帰還手段を構
成する巻線N3,N4を接続してある。
整流回路部DB1に接続しており、平滑用コンデデンサ
C2により平滑されて得られる直流をインバータ部52
により高周波に変換して負荷42に供給するようになっ
ている。インバータ部52は基本的にはインバータ部5
1と同様に動作する直列インバータ方式の回路から構成
されているが、インバータ部51では共振用コンデンサ
C4に出力用トランスT2を介して負荷41を接続して
あるのに対して、インバータ部52は共振用コンデンデ
サC4に負荷42を直接的に並列接続してある点で相違
する。尚インバータ部51と同様な動作を為すインバー
タ部52の回路素子には同一の記号を付してその説明を
省略する。
第1の電源装置31の整流回路部DB1の出力端側間に
直流カット用コデンサC11を介して接続され、巻線N
3に発生する高周波電圧を整流回路部DB1の直流脈流
電圧に重畳印加させるようになっている。この高周波電
圧の重畳印加と、高周波カット用チョークL1と、ロー
パスフィルタ用チョークL01とで上記特公平5−99
18号の回路と同様な動作により第1の電源装置31の
入力電流の歪を改善するのである。
第2の電源装置32の整流回路部DB2の入力端間に直
流カット用コンデンサC12を介して接続され、巻線N
4に発生する高周波電圧を整流回路部DB1の入力側交
流電圧に重畳印加させるようになっている。この重畳と
ローパスフィルタ用チョークL02とで第2の電源装置
32の入力電流の歪を改善するのである。
2には入力側に高周波出力を帰還する巻線手段が必要で
なく、簡単に入力電流の歪を改善することができる。ま
た第1の電源装置31の電源部11の出力に多少交流電
源AC1の周波数のリップル成分が出るが、第2の電源
装置32の電源部12の出力にはなんら影響がない。ま
た第2の電源装置32を第3、第4と複数接続しても同
様に、第1又は第2の電源部11又は12からの帰還手
段にて、簡単に入力電流の歪を改善することができ、ま
た帰還手段としては一つの巻線手段によらず、複数の帰
還手段を設けても良く、更にまた帰還する場所も一か所
に限らず、整流回路部DB2の入力側、出力側の両方と
いうように複数の場所に帰還してもよい。
る手段であれば、これに限らない。また各インバータ部
51、52は本基本構成の直列インバータ方式の回路に
特に限定されるものではなく、また高周波出力を帰還す
る手段としては本基本構成に示すように絶縁型トランス
からなる出力用トランスT2を用いているが、特にこの
方式に限定されるものではなく、高周波電圧を帰還する
手段であれば何れの方式でもよい。
1,32の電源部11、12の内の一方に高周波電圧を
帰還する手段を設け、自己及び他方の電源入力部位に高
周波電圧を重畳印加させることにより、装置全体の入力
電流の歪を改善するようにしたので、回路構成が簡単な
上に回路の部品点数の削減と、コストの低減とが図れ、
更に帰還する手段を有さない電源部(本基本構成では1
2)においては、高周波電圧を重畳印加する場合の欠点
である、高周波出力に交流電源の周波数のリップル成分
が出るという問題点も無いという利点がある。
32で異なる場合(例えば、AC100V/AC200
V)、後述する図10、図11等の場合と比較して入力
交流電源電圧の違いに容易に対応することができる。(実施例1) 上記基本構成1では一方の電源装置31の電源部11に
高周波電圧の帰還手段を設け、自己の電源入力部位に対
して重畳印加するとともに、他方の電源装置32の電源
部12の電源入力部位に対しても重畳印加するようにな
っているが、本実施例では第3図に示すように交流電源
AC1を整流回路部DB1にて直流脈流電圧に変換し、
その直流脈流電圧を第1の電源部11に供給してこの第
1の電源部11で高周波電圧に変換し、その高周波電圧
を負荷41に印加供給する第1の電源装置31と、交流
電源AC2を整流回路部DB2にて直流脈流電圧に変換
し、その直流脈流電圧を第2の電源部12に供給してこ
の第2の電源部12で高周波電圧に変換し、その高周波
電圧を負荷42に印加する第2の電源装置32とからな
り、第1の電源部11よりその高周波電圧を第2の電源
装置32の整流回路部DB2の前又は後に設けた高周波
重畳部22に重畳印加し、第2の電源装置32の入力電
流の歪を改善し、また第2の電源部12よりその高周波
電圧を第1の電源装置31の整流回路部DB1の前又は
後に設けた高周波重畳部21に重畳し、第1の電源装置
31の入力電流の歪を改善するようになっている。
本実施例の各電源装置31,32の第1、第2の電源部
11,12に設けられるインバータ部51,52は図2
で示した基本構成1の回路と略同じ構成であるが、スイ
ッチング素子Q1,Q2にはバイポーラトランジスタを
用い、基本構成1ではMOSFETの寄生ダイオードを
利用していたフライホール用ダイオードとしてダイオー
ドD1,D2を、各スイッチング素子Q1,Q2に並列
に接続した点とで基本構成1のインバータ部51、52
と相違している。尚本実施例のインバータ部51、52
で基本構成1のインバータ部51,52と同じ動作を為
す回路素子には同一記号、番号を付しその説明を省略す
る。
力用トランスT2には第2の電源装置32の電源入力部
位に高周波出力を重畳印加させるための帰還用巻線N4
を設けるのみで、自己回路への帰還は行なわない点と、
第2の電源装置32の電源部12には電源部11と同様
に共振用コンデンサC4に絶縁型トランスからなる出力
用トランスT2’の1次巻線N1を接続し、この出力用
トランスT2’の2次巻線N2に接続してある負荷42
に高周波電圧を印加供給するとともに、この出力用トラ
ンスT2’に設けた帰還用巻線N4により第1の電源装
置31の電源入力部位に高周波出力を重畳印加させる点
で基本構成1の回路と相違している。
C1と整流回路部DB1との間にはコンデンサC6とチ
ョークL2とで構成されるフィルタ回路と、高周波重畳
部21とを介在させている。高周波重畳部21は電源路
に並列に接続されたコンデンサC7と、直列に挿入され
たチョークL3と、整流回路部DB1の入力端間に接続
されるコンデンサC8、第2の電源部12の出力用トラ
ンスT2’の帰還用巻線N4の直列回路とで構成され、
帰還用巻線N4により出力される第2の電源部12の高
周波出力を整流回路部DB1の入力交流電源電圧に重畳
印加するようになっている。ここで本実施例の高周波重
畳部21の動作について説明すると、コンデンC8の両
端電圧と帰還用巻線N3に生じる高周波電圧とが重畳さ
れる交流電源電圧は、その一周期の略全域にわたって平
滑用コンデンサC01の両端電圧よりも高くなるので、
上記略全域においてチョッピング電流として平滑用コン
デンサC01に充電電流が流れ、その結果交流電源AC
1の電圧の一周期の略全域にあわたって入力電流が流れ
て入力電流の休止区間を無くし、歪を改善することがで
きるのである。
2と整流回路部DB2との間にはチョークL02で構成
されるフィルタ回路と、高周波重畳部22とを介在させ
ている。高周波重畳部22は電源路に並列に接続された
コンデンサC9と、直列に挿入される第1の電源部11
の出力用トランスT2の帰還用巻線N4とで構成され、
帰還用巻線N4により出力される第1の電源部11の高
周波電圧を整流回路部DB2の入力交流電源電圧に重畳
印加するようになっている。
31、32は互いの電源部11,12の高周波電圧を電
源入力部位に重畳印加し合うことにより、入力電流の波
形歪を改善するのである。ところで、図4の回路におい
て、各電源装置31,32に接続される負荷41、42
が放電灯である場合には、夫々の電源装置31、32に
より負荷たる放電灯が点灯することになるが、例えば二
つの放電灯が同時に点灯し、或る一定の光出力を出す要
求がある場合、どちらかの放電灯が外された時、残りの
放電灯でその光出力を補うことができると効果的であ
る。つまり本実施例はこの要求に答える形で実現された
もので、以下負荷41、42が放電灯である場合におけ
る動作について説明する。
12のインバータ部51,52はスイッチング素子
Q1,Q2のスイッチング動作で、帰還用トランスT1
の1次巻線n1のインダクタンスと、共振用コンデンサ
C4との共振動作によってコンデンサC4の共振エネル
ギを出力用トランスT2,T2’にて放電灯からなる負
荷41,42に供給している。ここで負荷41,42で
ある放電灯が正常に点灯しているときは、接続されてい
る放電灯の等価抵抗が共振用コンデンサC4に並列接続
されたことになり、帰還用トランスT1の1次巻線n1
とコンデンサC4との共振点からずれた安定したポイン
トで点灯しており、各出力用トランスT2,T2’の各
2次巻線N2には放電灯の管電圧分の高周波電圧しか発
生しない。
に近い周波数にて帰還用トランスT1の1次巻線n1と
コンデンサC4とが共振動作するため、コンデンサC4
の両端電圧が上昇してしまう。つまり第1の電源装置3
1の負荷41たる放電灯が外されると、電源部11の出
力用トランスT2の2次出力電圧が上昇し、該出力用ト
ランスT2に巻回してある帰還用巻線N4の帰還電圧の
振幅が上昇する。そのために、第2の電源装置32の高
周波重畳部22に重畳印加される高周波電圧が上昇して
帰還量が増加する。そのため第2の電源部12の平滑用
コンデンサC02の充電量が増加して、平滑用コンデン
サC02の充電電圧が上昇する。このとき第2の電源部
12の入力電源電圧が上昇するので、インバータ部52
の共振が強まり、第2の電源装置32に接続される負荷
42たる放電灯の光出力が増加して、全体として光出力
を補うことになる。また第1の電源装置12においては
負荷41たる放電灯が外されるため、インバータ部51
の共振が強まり、スイッチング素子Q1,Q2のストレ
スが増大するが、第2の電源装置32の電源部12の出
力用トランスT2’の帰還用巻線N4によって共振エネ
ルギを第1の電源装置31の高周波重畳部21に重畳印
加するため、第1の電源装置31の電源部11のインバ
ータ部51の無負荷時のストレスが低減されることにな
る。
2が互いの高周波電圧を電源入力部位に重畳印加し合う
ため、互いに電源部11、12の出力を補い合い、同時
に異常時の回路動作のストレスを吸収し合うことができ
るという利点がある。尚本実施例では説明を簡略化する
ために、各電源部11、12に用いるインバータ部
51,52を基本構成1と同様な直列インバータ方式の
回路としているが、この方式のインバータ回路に特に限
定されるものではない。
方法も本実施例の方法に特に限定されるものではなく、
複数の帰還手段によって各整流回路部DB1,DB2の
入力側と出力側の両側と言うように複数の帰還場所に重
畳印加して効果的に目的を達成できるものであれば良
い。また更に高周波電圧を帰還する手段としては本実施
例回路のように絶縁用トランスT2,T2’に帰還用巻
線N4を夫々巻回して構成するものに限定されるもので
はなく、高周波の振動素子で、帰還可能であれば良い。
31、32の組み合わせとなっているが、複数の場合で
も同じような利点が得られる。
路部DB1にて直流脈流電圧に変換し、その直流脈流電
圧を第1の電源部11に供給してこの第1の電源部11
で高周波電圧に変換する第1の電源装置31と、交流電
源AC2を整流回路部DB2にて直流脈流電圧に変換
し、その直流脈流電圧を第2の電源部12に供給してこ
の第2の電源部12で高周波電圧に変換し、その高周波
電圧を負荷42に印加供給する第2の電源装置32とか
らなり、第1の電源部11よりその高周波電圧を第2の
電源装置32の整流回路部DB2の前又は後に設けた高
周波重畳部2に重畳印加し、第2の電源装置32の入力
電流の歪を改善するようにしたものである。
設けた高周波発振装置から第2の電源装置32の入力電
流の歪改善のための高周波電圧を第2の電源装置32の
電源部12の電源入力部位に重畳印加することにより、
第2の電源装置32に自己回路からの帰還手段等の特別
な回路を用いずに入力電流の波形歪を改善できるように
したものである。
り、第1の電源装置31は交流電源AC1をチョークL
41とコンデンサC10とからなるフィルタ回路を介し
て整流回路部DB1を接続し、この整流回路部DB1に
はスイッチング素子Q1’からなるインバータ部5
1と、このインバータ部51の高周波出力をダイオード
D3で整流し、コンデンサC0で平滑する整流平滑部と
でACーDCコンバータを構成する第1の電源部11を
備えている。
1次巻線N10を介して整流回路部DB1の出力端間に
接続したスイッチング素子Q1’を制御回路6による駆
動信号でスイッチングさせ、そのスイッチングにより出
力用トランスT3の2次巻線N20に高周波電圧を発生
させるようになっている。更に詳説すると、スイッチン
グ素子Q1’のオン期間では電流i1が出力用トランス
T3の1次巻線N10に流れて、1次巻線N10の両端
には電源電圧(a端が+、b端が−)が発生し、スイッ
チング素子Q1がオフすると、1次巻線N10に逆起電
圧(a端が−、b端が+)が発生して2次巻線N20に
も同極性方向の電圧(a’端が−、b’端が+)が発生
する。この電圧によりダイオードD3を介して電流i2
が流れ、コンデンサC0を充電する。このようにしてス
イッチング素子Q1’のオンオフ動作を高周波で繰り返
すことによって、出力端子A,B間に直流電圧を出力
し、出力端子A,B間に接続されている負荷41に電力
を供給することになる。
クL42と、高周波重畳部2とを介して整流回路部DB
2を接続し、この整流回路部DB2に平滑用コンデンサ
C02と、インバータ部52とで構成される電源部12
を接続して構成される。高周波重畳部2は第1の電源部
11のインバータ部51の出力用トランスT3に設けて
ある帰還用巻線N40とコンデンサC8との直列回路か
らなり、この直列回路を整流回路部DB1の入力端間に
接続してある。
装置31の電源部11のインバータ部51で出力される
高周波電圧を整流回路部DB2の入力電源に重畳印加さ
せることにより、上記基本構成1と同様に第2の電源装
置32の入力電流の歪を改善することができるのであ
る。尚第2の電源装置32を、第3、第4というように
複数接続しても第1の電源装置31の帰還手段にて簡単
に第2、第3、第4…の各電源装置の入力電流の歪を改
善することもできる。また帰還手段は一つに限らず、複
数でも良く、また帰還場所も一か所に限らず、整流回路
部DB2の入力端側、出力端側のどちらでも複数の場所
に帰還して良い。
CーDCコンバータを構成するものであるが、高周波発
振動作をする回路を含むものであれば、どのような回路
でも良くまた負荷を接続する回路でも、また接続しない
回路でもよい。また更に第1の電源装置31は高周波出
力を持つ機器であればどのような機器でも良く、例えば
第2、第3…の電源装置の負荷が放電灯で、例えば事務
所のフロアーに設けた放電灯を一括して点灯させるよう
なシステムを構築する場合、その事務所の設備として、
空調設備やそのた直流電源装置等が設置されている場
合、これらの設備や装置に組み込まれている高周波発振
回路の高周波出力を利用することにより、これら設備や
装置を本発明の電源システムの第1の電源装置31とし
て利用しても良い。
の電源装置の内、一つの高周波を発生する電源装置31
から高周波電圧を帰還する手段を設けて、他の電源装置
32の電源入力部位に重畳印加させることにより、装置
全体の入力電流の歪の改善を部品点数が少なくて簡単
で、コストも易い回路構成により実現することができる
利点がある。
路部DB1にて直流脈流電圧に変換し、高周波スイッチ
ング動作を行なうアクティブフィルタ7を介して直流電
圧を電源部11に供給して高周波電圧に変換し、その変
換された高周波電圧を負荷41に印加供給する第1の電
源装置31と、交流電源AC2を整流回路部DB2にて
直流に変換し、その直流脈流電圧を電源部12に供給し
て高周波電圧に変換し、その変換された高周波電圧を負
荷42に印加供給する第2の電源装置32とで構成さ
れ、第1の電源装置31のアクティブフィルタ7より、
その高周波スイッチングによって発生する高周波電圧を
第2の電源装置31の電源入力部位(整流回路部DB2
の入力端側或いは出力端側)に設けた高周波重畳部2に
重畳印加し、第2の電源装置32の入力電流の歪を改善
するようにしたものである。
を改善するために第1の電源装置31のようなアクティ
ブフィルタ7や、自己回路の高周波動作部からの帰還手
段等の特別な回路を必要としないことを特徴とする。図
8は本基本構成の具体回路を示しており、第1の電源装
置31には交流電源AC1を整流回路部DB1で直流脈
流電圧に変換した後、この直流脈流電圧をアクティブフ
ィルタ7を構成する昇圧チョッパ回路のチョッパ動作に
より昇圧して入力電流の歪みを改善し、このアクティブ
フィルタ7の出力直流電圧を電源部11に備えた平滑用
コンデンサC01により平滑した後、この直流電圧をイ
ンバータ部51により高周波に変換してその高周波電力
を放電灯からなる負荷41に供給して点灯させている。
回路を用いず、交流電源ACを整流回路部DB2で整流
した後、電源部12に備えている平滑用コンデンサC
02により平滑した後、インバータ部52により高周波
に変換し、この変換された高周波電圧を放電灯かなる負
荷42に供給印加して点灯させている。上記アクティブ
フィルタ7を構成する昇圧チョッパ回路の動作は次の通
りである。つまり整流回路部DB1の出力端間にチョー
クL5を介して接続したスイッチング素子Q4が制御回
路9の駆動信号でオンすると、整流回路部DB1の+側
出力端より、チョークL5、スイッチング素子Q4を経
て整流回路部DB1の−側出力端へ図9(a)に示すt
1区間に流れ、このt1区間においてチョークL4に磁
気エネルギを蓄積する。
チョークL5に蓄積された磁気エネルギがダイオードD
4、コンデンサC01、整流回路部DB1の回路を介し
て図9(a)のt2区間で放出される。ここで流れる電
流のピーク値IP は、IP =(Vin/L)・Tで定義さ
れる。
t)、Vout は出力電圧、LはチョークL7のインダク
タンス値、スイッチングCQ4のオン時間〕 スイッチング素子Q4が制御回路8からの適切なデュー
ティ信号によって高周波でオンオフを繰り返すことによ
り、チョークL7に流れる電流は図9(b)のようにピ
ーク値IP が電源電圧|VAC|に追従した高周波電流波
形Iとなり,これにチョークL8、コンデンサC5で構
成されるフィルタ回路を介して入力電流の波形が略正弦
波となる。
圧チョッパ回路の動作により第1の電源装置31の入力
電流の歪が改善されることになる。また第1の電源装置
31のアクティブフィルタ7はスイッチング素子Q4の
高周波スイッチングによって生じる高周波電流をチョー
クL5に設けた2次巻線L52によって高周波電圧とし
て取り出して第2の電源装置32の高周波重畳部2へ帰
還するようになっている。高周波重畳部2は第2の電源
装置32の整流回路部DB2の入力端間に上記2次巻線
L52をコンデンサC13を介して接続して構成される
もので、2次巻線L52に発生する高周波電圧が交流電
源電圧に重畳印加するようになっている。
入力電流の歪が改善されることになる。尚L8はフィル
タ回路を構成するチョークである。尚第2の電源装置3
2を第3、第4…と複数接続しても、同様に第1の電源
装置31(或いは第1の電源装置31と同様にアクティ
ブフィルタ7を備えている電源装置)からの帰還手段に
よって簡単に入力電流の歪を改善でき、また帰還する場
所も1箇所に限らず、整流回路部DB1の入力側、出力
側の何れでもよくまたその両方というように複数場所に
帰還しても良い。更に入力電流を最も効果的に改善する
手段であれば、本基本構成の構成に限らない。またアク
ティブフィルタ7としては上述した昇圧チョッパ回路に
は限らない。各インバータ部51,52はハーフブリッ
ジ型、プッシュプル型、一石型等いかなる方式であって
も良く、また各インバータ部51,52が同一方式で
も、異なる方式でも良い。
の少なくとも一つの電源装置31にアクティブフィルタ
7を備えるとともにこのアクティブフィルタ7に高周波
帰還手段を設け、このアクティブフィルタ7で得られる
高周波電圧を他の電源装置32の電源入力部位に重畳す
ることにより装置全体の入力電流の歪みの改善を、別途
高周波発生用電源を設けることなく、部品点数の少ない
簡単な回路構成で、低コストに実現でき、また高周波の
帰還をアクティブフィルタ7より行なっているので、高
周波を供給する側も供給される側も、出力に入力電圧周
波数リップルが現れるということがなく、全ての装置に
おいて安定した出力が得られる。
路部DBにて直流脈流電圧に変換し、その直流脈流電圧
を第1の電源部11に供給して第1の電源部11により
高周波電圧に変換し、その高周波電圧を負荷41に供給
する第1の電源装置31と、この第1の電源装置31の
交流電源ACと整流回路部DBとを共用し、その直流脈
流電圧を第2の電源部12に供給して第2の電源部12
により高周波電圧に変換し、その高周波電圧を帰還手段
により整流回路部DBの前又は後に設けた高周波重畳部
2に高周波電圧を重畳印加し、その入力電流の歪みを改
善したものである。
第1の電源装置31に設けられる電源部11のインバー
タ部51は、バイポーラトランジスタからなる二つのス
イッチング素子Q1、Q2を直列に接続し、スイッチン
グ素子Q1、Q2を制御回路9により交互にオンオフす
る特開平4−193066号に見られるような公知のハ
ーフブリッジ型インバータ回路から構成され、平滑用コ
ンデンサC01に並列に接続されたコンデンサC20,
C21からなる直列回路の中点とスイッチング素子
Q1、Q2の接続点との間に負荷41である放電灯と共
振用コンデンサC23との並列回路と、コンデンサC
23とで共振回路を構成するチョークL20との直列回
路を接続し、コンデンサC23とチョークL20との共
振により発振を行なう。そして本基本構成はコンデンサ
C20,C21の中点からコンデンサC24を介して整
流回路部DBの入力端側に重畳印加して入力電流の歪を
改善しているものである。
2のインバータ部52は、平滑用コンデンサC02に共
振用コンデンサC25と共振用チョークL21との並列
回路を介して並列接続したスイッチング素子Q5と、こ
のスイッチング素子Q5をオンオフ制御する制御回路1
1とからなる一石式インバータ回路から構成され、共振
用チョークL21に並列に直流カット用コンデンサC
21と、バラスト用チョークL22とを介して放電灯の
ような負荷41を接続してあり、上記共振用コンデンサ
C25と共振用チョークL21との並列共振で発振を行
い、発生する高周波電圧を負荷42にバラスト用チョー
クL22及び直流カット用コンデンサC21を介して供
給するようになっている。
ンサC02で、ダイオードD10乃至D13からなる整
流回路部DBより出力される直流脈流電圧を平滑するよ
うになっている。整流回路部DBは交流電源ACにチョ
ークL23、コンデンサC27からなる雑音防止用フィ
ルタ回路を介して入力端が接続されるとともに、入力端
の一方に電源部11のコンデンサC20,C21の中点
をコンデンサC24を介して接続している。
ば、整流回路部DBと、フィルタ回路とが電源装置
31、32で共用できるため、回路部品の削減が図れる
と共に、コストの低減が図れ、また第1の電源装置31
の電源部11の高周波出力を電源入力部位に帰還して入
力電流の歪を改善しているので、第2の電源装置32の
電源部12には高周波出力の帰還手段を設ける必要がな
く、また電源部12の出力には交流電源ACと同じ周波
数のリップル成分が出ないため安定した出力が得られ
る。
ール用ダイオードである。
雑音防止用のフィルタ回路と整流回路部DBを第2の電
源装置32と共用するものであるが、夫々の電源部
11、12のインバータ部51、52の回路が図12に
示すように基本構成4と相違する。
1の電源部11に設けるインバータ部51に、実施例5
における第2の電源装置32の電源部12のインバータ
部52と同様な一石式インバータ回路を用いるととも
に、このインバータ部51を構成する共振用チョークL
22に2次巻線L22’を巻回して、高周波電圧を電源
入力部位を構成する整流回路部DBの出力端間に設けら
れた高周波重畳部2に直流カット用コンデンサC24’
を介して帰還するようにしてある。尚基本構成4の電源
部12と同じ役割を持つ回路素子には同じ番号を付し説
明を省略する。
ンバータ部52には実施例1、実施例2における直列式
インバータ回路を採用しており、図示例では上側のスイ
ッチング素子Q1にはバイポーラトランジスタを、下側
のスイッチング素子Q2にはMOSFETを用い、スイ
ッチング素子Q1のオンオフ制御は基本構成1、実施例
1と同様に自励制御により行い、スイッチング素子Q2
のオンオフ制御は制御回路11による他励制御により行
なうようになっている。共振用コンデンサC4と帰還用
トランスT1の1次巻線n1のインダクタンス成分との
共振動作は基本構成1、実施例1と略同一の動作である
が、他励制御を行なうことによって負荷42への出力制
御が容易に行なえる。この第2の電源装置32の電源部
12の電源となる平滑用コンデンサC02が第1の電源
装置31の電源部11の整流回路部DBに並列接続され
いているので、基本構成4の場合と同じように整流回路
部DBと、フィルタ回路とを共用できるため、回路部品
の削減が図れると共に、コストの低減が図れ、また第1
の電源装置31の電源部11の高周波電圧を電源入力部
位に帰還して入力電流の歪を改善しているので、第2の
電源装置32の電源部12には高周波電圧の帰還手段を
設ける必要がなく、また電源部12の出力には交流電源
ACと同じ周波数のリップル成分が出ないため安定した
出力が得られる。
31の雑音防止用のフィルタ回路と整流回路部DBを第
2の電源装置32と共用するものであるが、夫々の電源
部11、12のインバータ部51、52の回路が図13
に示す基本構成4,5と相違し、また高周波出力を帰還
する場所が異なる。
置31,32の電源部11,12のインバータ部51、
52に、基本構成1の図2に示した直列インバータ方式
のインバータ回路と基本的には共通する構成のインバー
タ回路を用いている。そして本基本構成のインバータ部
51、52は夫々のスイッチング素子Q1,Q2を制御
回路131、132によりオンオフする他励制御を行な
い、また夫々に設けてある共振用コンデンサC4の共振
電圧を負荷41、42に供給するようになっている。
振用チョークT1’と、共振用コンデンサC4との接続
点aに直流カット用コンデンサC5を介して整流回路部
DBの正極の出力端側を接続し、a点の高周波電圧を整
流回路部DBの後ろの脈流電圧に印加して、a点の高周
波電圧がDB後の直流脈流電圧より低ければ、コンデン
サC24’’を充電し、その半サイクル後に高周波電圧
+コンデンサC24’’の充電電圧が平滑用コンデンサ
C01(C02)の電圧を越えたらダイオードD
20(D21)をオンして、夫々コンデンサC01(C
02)を充電するようになっている。
ンバータ部51の高周波の周波数でチョッピング電流が
流れ、その電流をチョークL2とコンデンサC6とのフ
ィルタ回路により、交流電源ACの電圧と同相とする。
従って本基本構成において、第1の電源装置31の電源
部11からの帰還により第2の電源装置32の入力電流
の歪を改善できるので、第2の電源装置32の電源部1
2には特に入力歪を改善する手段は必要ない。また第1
の電源装置31の電源部11の出力には帰還のため交流
電源ACの周波数と同じリップルが出るが、第2の電源
装置32の電源部12には安定した出力が得られる。更
にまた本基本構成では基本構成1のように帰還手段とし
てトランスT2を設ける必要もない。
装置31の整流回路部DB及びフィルタ回路を第2の電
源装置32が共有するものであったが、一つの整流回路
部DBを共有する複数の電源装置において、少なくとも
一つの電源装置の電源部に設けた高周波帰還手段によ
り、高周波電圧を整流回路部DBの前又は後に重畳印加
すれば良く、特に二つの電源装置31、32に限らな
い。また電源部11、12のインバータ部51、52の
回路方式も特に上述した方式に限定されない。また一つ
の電源部から高周波出力を帰還する帰還手段も一つに限
らず、帰還場所も整流回路部DBの入力端側、出力端側
に限らず、効果的に入力電流の歪を改善できれば複数の
帰還手段でも良い。
回路部DBにて直流脈流電圧に変換し、その直流電圧を
第1の電源部11に供給して高周波電圧に変換させ、そ
の高周波電圧を負荷41に供給する第1の電源装置31
と、第1の電源装置31の交流電源ACと整流回路部D
Bとを共用し、その直流脈流出力電圧を第1の電源部1
1に供給して高周波に変換させ、その高周波電圧を負荷
41に供給する第2の電源装置32とで構成され、第
1、第2の電源装置31、32の電源部11、12の高
周波出力を帰還手段によって夫々整流回路部DBの入力
端、出力端に設けられる高周波重畳部2に重畳させ、そ
の入力電流の歪を改善したものである。
り、第1の電源装置31の電源部11のインバータ部5
1にスイッチング素子Q10、Q11、共振用コンデン
サC40、起動用抵抗R10、R11、出力用トランス
T10からなるL−プッシュプル方式のインバータ回路
を用い、その出力用トランスT10に巻回してある帰還
用巻線N15から直流カット用コンデンサC28を介し
て整流回路部DBの出力端側に高周波出力を帰還するよ
うになっている。
2に基本構成6のインバータ部52と同様に他励式の直
列インバータ方式からなるインバータ回路を用い、共振
用コンデンサC4に1次巻線N1を並列に接続した出力
用トランスT2に巻回してある帰還用巻線N4から直流
カット用コンデンサC29を介して整流回路部DBの入
力端側に高周波出力を帰還するようになっている。
13によりダイオードブリッジからなり、その内のダイ
オードD12に上記直流カット用コンデンサC28を介
して上記帰還用巻線N15を並列に接続して第1の高周
波重畳手段を構成し、ダイオードD10に上記直流カッ
ト用コンデンサC29を介して上記帰還用巻線N4を並
列に接続して第2の高周波重畳手段を構成している。
高周波重畳部2により各電源部11、12の高周波電圧
を電源入力部位に重畳印加し、各電源部11、12に設
けてある平滑用コンデンサC01、C02を充電するよ
うになっている。そして二つの高周波重畳手段によって
重畳される高周波電圧により充電されるコンデンサC
01、C02の充電量が消費される電力と釣り合わせる
ことで、入力電流の歪を改善している。
11、12に接続される負荷41、42が放電灯であっ
て、もし何方かの放電灯が何等かの原因で消灯した場
合、例えば第1の電源装置31の電源部11の負荷41
たる放電灯が外された場合、インバータ部51はL−プ
ッシュプル方式のため、負荷41が外されると、出力用
トランスT10の出力電圧が上昇するが、出力用トラン
スT10の1次巻線N10の中間タップと、電源である
平滑用コンデンサC01との間に接続してあるチョーク
L24により回路は定電流特性を持つため、出力用トタ
ンスT2の帰還用巻線N15に発生する高周波電圧が上
昇しても電力の供給は変わらない。従って結局第1の電
源部11からの高周波の帰還電力は変わらず、一方負荷
が減るので、平滑用コンデンサC01,C02の充電電
圧が増加して、第2の電源部12のインバータ部52の
共振用コンデンサC4、共振用チョークT1’の共振が
強まり、第2の電源部12の負荷42たる放電灯の光出
力が増加して、光出力の減少分を補うことができるので
ある。
2に高周波帰還手段を設けたので、結局は自分自身の入
力電流の歪の改善は自分自身の高周波帰還により改善す
ることになり、例えば第2の電源部12の場合、負荷4
2である放電灯が外されたとき、制御回路13がこの無
負荷状態を検知して第2の電源部12のインバータ部5
2の発振を停止させるようになっており、帰還用巻線N
4には帰還用の高周波出力が発生しない。そのため結局
は第1の電源部11の高周波帰還電力分で入力電流の歪
を改善するため、高周波帰還電力とコンデンサC01、
C02の充電分とが釣り合って、入力電流波形が変わる
ことなく歪を改善できる。これは第1の電源部11に無
負荷時にインバータ部51の発振を停止させる手段があ
れば第2の電源部12と同様に第1の電源装置31にお
いても負荷41たる放電灯の光出力が増加して、光出力
の減少分を補うことができるのである。
によっては光出力を相補ったり、負荷が外されても、入
力電流の歪が変わることなく改善できる。これは二つの
電源装置31、32を設けた場合に限らず、複数の電源
装置を設けた場合においても同様なことが言える。尚各
電源部11、12を構成するインバータ部51、52の
回路方式は本実施例に特に限定されるもので良く、また
整流回路部DBを構成するダイオードD10乃至D13
の内異なるダイオードD10、D12に並列に夫々帰還
用巻線N4、N15を直流カット用コンデンサC28、
C29を介して並列に接続して整流回路部DBの入力端
側、出力端側に高周波出力を重畳するようにしたもので
あるが、本実施例の構成に特に限定されるものではな
く、インバータ部51、52からの高周波電圧重畳印加
して入力電流歪を改善できる場所であればどこでも良
い。また高周波帰還手段も一つの電源部から一つとは限
らず、複数の高周波帰還手段を用いて効果的に入力電流
の歪が改善できれば良い。
1,32の電源部11、12のインバータ部51、52
の高周波出力を電源入力部位に帰還させる点で類似する
ものであるが、図16に示すように各インバータ部
51、52に基本構成6のインバータ部52と同様なに
直列式インバータ方式の回路を夫々用い、各インバータ
部51,52の共振用コンデンサC4に1次巻線N1を
並列接続した出力用トランスT2を夫々設けたもので、
各出力用トランスT2には帰還用巻線N4を備え、これ
らの帰還用巻線N4により夫々のインバータ部51、5
2の高周波電圧を直流カット用コンデンサC28、C
29を介して、整流回路部DBの出力端側に重畳印加す
るようになっている。
31の電源部11からの帰還によるチョークL25、直
流カット用コンデンサC28の共振回路とダイオードD
20との第1の高周波重畳手段と、第2の電源装置32
の電源部12からの帰還によるチョークL26、直流カ
ット用コンデンサC29の共振回路とダイオードD21
との第2の高周波重畳手段とで構成され、これらの二つ
の高周波重畳回路によって重畳される高周波出力を含む
整流回路部DBの出力電圧により平滑用コンデンサC
01,C02を充電するようになっており、これらコン
デンサC01、C02が各電源部11,12の電源を構
成している。
のインバータ部51の発振周波数をf1とし、第2の電
源装置32の電源部12のインバータ部52の発振周波
数をf2とし、また各高周波重畳手段のLC共振周波数
をf0〔=1/(2π√L25C28)=1/(2π√
L26C29)〕とし、共振周波数f0と、各発振周波
数f1f2との関係を図17に示すように設定する。ま
た各インバー部51,52としては接続する負荷41、
42を予熱型放電灯とした場合、電源投入時に放電灯の
フィラメントを先行予熱するために、予熱巻線を設けて
放電灯の始動改善する方式が良く用いられ、その時のイ
ンバータ部51、52の制御として、発振周波数を点灯
時と比較して高くなるように設定するのが一般的であ
る。更に放電灯たる負荷が外された時は発振周波数がイ
ンバータ部51、52の共振点に近づいて低くなるのが
一般的である。
ータ部51、52の発振周波数を図17に示すように夫
々f1’、f1’’、f2’、f2’’とすると、共振
点f0に近づくに従って、コンデンサC28、C29に
印加される電圧が高くなって充電する量が増加する。高
周波重畳部2においては夫々のインバータ部51、52
の点灯時の発振周波数f1、f2の時、つまり図17の
P1,P2の各点の時のコンデンサC60、C61の電
圧で、夫々ダイオードD60、D61をオンして充電す
るときが入力電流歪が良く改善されるように設定されて
いる。ここで上述した先行予熱時と無負荷時等の場合に
おいては、その発振周波数が図17に示すように対称的
に設定すれば、夫々のインバータ部51、52の回路が
先行予熱とか、無負荷とか言った動作モードになった
時、自然に図17に示すように発振周波数が移行するの
で、例えばインバータ部51、52の動作が先行予熱モ
ードとなった時、各高周波重畳回路の夫々の共振動作で
C28、C29に印加される電圧がC28はP2’、C
29がP1’点の電圧となり、コンデンサC29により
平滑用コンデンサC01,C02に充電する量は増加す
るが、コンデンサC28により充電する量は減るため、
点灯時のP1点、P2点の電圧による充電量とあまり大
きな変化が無く、先行予熱時においても、良好な入力電
流波形が得られ、またコンデンサC01、C02が異常
昇圧されるといった問題がない、同じく無負荷時におい
ても、発振周波数が図のように移行して同様のことが言
える。ここでは実際は、先行予熱時又は無負荷時におい
て、帰還用巻線N4に印加される電圧も増加するが、先
に説明した効果により、コンデンサC01、C02の電
圧が異常に昇圧するといった問題は無くなる。
の電源部12からの高周波電圧を整流回路部DBの後と
前とに別々に重畳印加させるようにした点で実施例3と
相違するものである。また電源部11、12のインバー
タ部51、52は実施例3の場合と異なり、発振周波数
が同期手段により同一の周波数、同一の位相にて動作す
るようにしてある。そして各電源部11、12の夫々の
出力用トランスT2の2次巻線N2には同一位相の高周
波電圧が出力されることになる。ここで出力用トランス
T2の帰還用巻線N4に発生する電圧が図19のV1、
V2のような位相で発生すると、ダイオードD20がオ
ンする方向、つまり図の矢印の向きにコンデンサ
C01、C02を充電する電圧は図20に示すようにな
り、高周波の半波が足し合わされて、波高値の高い波形
となり、帰還用巻線N4が何方か一つの場合に比べてコ
ンデンサC01、C02の充電電圧が高くなるようにし
ている(図20で示す斜線部分はコンデンサC01、C
02に充電電流を流す電圧を示し、図中VACは交流電源
ACを示し、VDCはダイオードD20がオンするレベル
を示す)。つまり交流電源AC電圧が低い場合、インバ
ータ部51、52の効率の点から、インバータ部51、
52の電源電圧を高い電圧て使いたい時に効果的であ
る。またもしどちらか一方の放電灯たる負荷41又は4
2が外されて、対応する出力用トランスT2の出力電圧
が異常昇圧した時、帰還量も更に上昇するが、接続され
ている放電灯たる負荷41又は42の光出力が増加する
ので、光出力自体は相補い合う動作となる。
2の入力電圧の昇圧比を高くして使い時に効果的であ
り、また上述のように光出力を補う合うような場合、ま
たどの電源部が無負荷時などで発振が停止した場合て
も、他の電源部にて入力電流の歪を改善することができ
るという利点がある。尚出力用トランスT2には予熱型
放電灯たる負荷41、42の予熱用巻線N5、N6を設
けてある。
と、第2、第3…の電源装置32、33…とによって構
成され、第1の電源装置31は整流回路部DB1と、平
滑用コンデンサC01及びインバータ部51とからなる
電源部11とで構成され、インバータ部51には負荷4
1を接続する。他方第2、第3…の電源装置32、33
…は、整流回路部DB1、DB2…と、DCーDCコン
バータ回路201…と、平滑コンデンサC02、C03
…及びインバータ部52,53…とで構成される電源部
12、13…とからなり、各インバータ部52,53…
には負荷42、43…を接続したもので、DCーDCコ
ンバータ回路201,202…により夫々の入力電流の
歪を改善するようにしてある。
波出力を第1の電源装置31の整流回路部DB1の前又
は後に設けた高周波重畳部2により重畳印加することに
より、第1の電源装置31の入力電流の歪を改善するよ
うになっている。図22は本基本構成の具体回路を示し
ており、電源装置32,33…のDC−DCコンバータ
回路201,202…はチョークLa、スイッチング素
子QaとダイオードDaとからなる公知の昇圧チョッパ
回路で構成され、インバータ部52…のスイッチング素
子Q1、Q2のオンオフを制御する制御回路121,1
22…からの駆動信号によりスイッチング素子Qaはス
イッチングするようになっている。
ンバータ回路により構成され、基本的には基本構成6に
用いられたインバータ部52と同じ他励制御の直列イン
バータ方式の回路となっており、各インバータ部52、
53…に設けた出力用トランスT21、T22…に巻回
してある各帰還用巻線N4は第1の電源装置31の整流
回路部DB1の出力端間にコンデンサC31,C32…
を介して接続され、高周波帰還回路と高周波重畳部2と
を構成している。
ィルタ回路を構成している。以上のような構成により本
基本構成では、第2、第3…の電源装置32、33…が
分担して夫々の高周波電圧を第1の電源装置31の電源
入力部位へ帰還することにより第1の電源装置31の入
力電流の歪を改善するようにしているため、第1の電源
装置31に接続される負荷41の容量が非常に大きく
て、また負荷出力が交流電源ACの周波数のリップルの
変動を受けてはならない、安定した出力が必要な場合、
各電源装置32、33…の出力の負担を少なくして影響
を減らしつつ、第1の電源装置31の入力電流の歪を改
善することができる。
平滑用コンデンサC0を共有する複数の第1の電源装置
311…を備えている点で実施例4と相違するもので、
実施例4と同様に他の電源装置32…のインバータ部5
2…からの高周波出力を整流回路部DBの前又は後の高
周波重畳部2に重畳印加し、第1の電源装置311…の
入力電流歪を改善するなっている。
路部DB1から出力され、且つ高周波出力が重畳された
直流脈流電圧を平滑用コンデンサC0で平滑し、この平
滑された直流を電源として各電源部111…のインバー
タ部511…が動作して高周波に変換し、夫々の負荷4
11…に印加するようになっている。尚第2、第3…の
電源装置32、33…の構成は基本構成7と同じ構成で
あり、その具体回路も基本構成7と同じであるからその
説明及び図示を省略する。
基本構成7の利点に加えて、複数の第1の電源装置3
11…の入力電流の歪を一括して改善できるものであ
る。
流電圧を直流電圧に変換する整流回路部と、整流回路部
に接続され直流電圧を平滑する平滑用コンデンサと、平
滑用コンデンサを電源として直流電圧を高周波電圧に変
換するインバータ部とを備えた第1の電源装置と、交流
電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換する整流回路
部と、整流回路部に接続され直流電圧を平滑する平滑用
コンデンサと、平滑用コンデンサを電源として直流電圧
を高周波電圧に変換するインバータ部とを含んで構成さ
れた第2の電源装置とを備え、第2の電源装置の平滑用
コンデンサより前の電源入力部位に第1の電源装置の高
周波電圧を重畳印加させる第1の高周波重畳手段と、第
1の電源装置の平滑用コンデンサより前の電源入力部位
に第2の電 源装置の高周波電圧を重畳印加させる第2の
高周波重畳手段とを設けてあるので、整流回路部と、平
滑用コンデンサによって交流電源を整流平滑して得られ
る直流を電源とするインバータ部を各々備えた第1、第
2の電源装置の各入力電流歪を、相互の高周波電圧の重
畳印加によって、部品点数が少なくて構成が簡単でコス
トも安価な回路で改善でき、しかも自己回路に帰還回路
を設けないため第1、第2の電源装置の各高周波出力を
交流電源周波数のリップル成分が含まれない安定したも
のとすることができるという効果がある。さらに、両電
源装置のインバータ部の出力の補い合いと、両電源装置
のインバータ部の無負荷時のストレスの低減とが図れる
という効果がある。
源装置の整流回路部を共用として同一の交流電源に両電
源装置を接続したので、回路の共有化による回路の簡単
化とコスト低減とが図れるという効果がある。
Claims (2)
- 【請求項1】交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する
整流回路部と、整流回路部に接続され直流電圧を平滑す
る平滑用コンデンサと、平滑用コンデンサを電源として
直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ部とを備え
た第1の電源装置と、 交流電源に接続され交流電圧を直流電圧に変換する整流
回路部と、整流回路部に接続され直流電圧を平滑する平
滑用コンデンサと、平滑用コンデンサを電源として直流
電圧を高周波電圧に変換するインバータ部とを含んで構
成された第2の電源装置とを備え、 第2の電源装置の平滑用コンデンサより前の電源入力部
位に第1の電源装置の高周波電圧を重畳印加させる第1
の高周波重畳手段と、第1の電源装置の平滑用コンデン
サより前の電源入力部位に第2の電源装置の高周波電圧
を重畳印加させる第2の高周波重畳手段とを設けたこと
を特徴とする電源システム。 - 【請求項2】第1、第2の電源装置の整流回路部を共用
として同一の交流電源に両電源装置を接続したことを特
徴とする請求項1記載の電源システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07771194A JP3433506B2 (ja) | 1994-04-15 | 1994-04-15 | 電源システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07771194A JP3433506B2 (ja) | 1994-04-15 | 1994-04-15 | 電源システム |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07288985A JPH07288985A (ja) | 1995-10-31 |
JP3433506B2 true JP3433506B2 (ja) | 2003-08-04 |
Family
ID=13641484
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP07771194A Expired - Lifetime JP3433506B2 (ja) | 1994-04-15 | 1994-04-15 | 電源システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3433506B2 (ja) |
-
1994
- 1994-04-15 JP JP07771194A patent/JP3433506B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07288985A (ja) | 1995-10-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR970006380B1 (ko) | Ac/dc 콘버터 | |
US6181079B1 (en) | High power electronic ballast with an integrated magnetic component | |
US5488269A (en) | Multi-resonant boost high power factor circuit | |
JP3382012B2 (ja) | 自励式インバータ装置 | |
US20070091647A1 (en) | Switching power supply unit | |
US5995398A (en) | Power supply device | |
JP3433506B2 (ja) | 電源システム | |
GB2452261A (en) | Discharge lamp controller with SEPIC and push-pull stage | |
JP2001211658A (ja) | 相補形スイッチを有するハロゲン電力変換器 | |
JPH11308879A (ja) | 中性点形インバータ | |
JP4093116B2 (ja) | 力率改善コンバータ | |
JP3404874B2 (ja) | 負荷制御装置 | |
JPH0588067B2 (ja) | ||
JPH06284730A (ja) | 直流電源装置 | |
JP4527959B2 (ja) | 高周波インバータ装置 | |
JP3614011B2 (ja) | インバータ装置 | |
JPH07322614A (ja) | 電力変換装置 | |
JP3661135B2 (ja) | 力率改善機能付きスイッチング電源装置 | |
JP4421250B2 (ja) | 高周波インバータ装置 | |
JP3235295B2 (ja) | 電源装置 | |
JP3332296B2 (ja) | 電源装置 | |
JP4473533B2 (ja) | 放電ランプ点灯装置 | |
JP4641343B2 (ja) | インバータ式安定器 | |
JP2002153072A (ja) | インバータ式電源装置 | |
JP2005124369A (ja) | 高周波インバータ装置および放電ランプ点灯装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030121 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030430 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080530 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090530 Year of fee payment: 6 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090530 Year of fee payment: 6 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100530 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100530 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110530 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120530 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120530 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130530 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130530 Year of fee payment: 10 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |