JP3429971B2 - 遠隔制御装置の光信号復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆる赤外線リ
モコンの受信装置として好適に実施される遠隔制御装置
の光信号復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０は、典型的な従来技術の赤外線リ
モコンの受信装置１の電気的構成を示すブロック図であ
る。この受信装置１は、大略的に、フォトダイオードｐ
ｄと、前置アンプａ１と、アンプａ２と、バンドパスフ
ィルタｂｐｆと、検波回路２と、積分回路３とを備えて
構成されている。

【０００３】図示しない送信装置からは、３０〜７０ｋ
Ｈｚを搬送周波数とし、制御情報を表すコード信号のパ
ルスの有無に対応して搬送波が変調された赤外の光コー
ド信号が送信されている。

【０００４】前記光コード信号は、フォトダイオードｐ
ｄで受光されて前記光コード信号に対応した電流に変換
される。前記フォトダイオードｐｄの出力電流は、前置
アンプａ１の帰還抵抗ｒ１によって電流−電圧変換さ
れ、交流結合コンデンサｃ１を介してアンプａ２に与え
られる。アンプａ２では、入力信号が、入力側の抵抗ｒ
２および帰還側の抵抗ｒ３によってｒ３／ｒ２倍に増幅
された後、バンドパスフィルタｂｐｆへ出力される。バ
ンドパスフィルタｂｐｆは、前記搬送周波数成分である
３０〜７０ｋＨｚの成分を抽出して、検波回路２および
積分回路３へ共通に出力する。

【０００５】検波回路２は、前記バンドパスフィルタｂ
ｐｆからの出力電圧ｖ１を、後述するように積分回路３
からの所定の閾値電圧ｖｔｈでレベル弁別して搬送波成
分を除去し、さらに所定の弁別レベルｖｒｅｆ２でレベ
ル弁別して前記コード信号を復調し、出力端子４へ出力
する。

【０００６】積分回路３は、前記出力電圧ｖ１に基づい
て前記閾値電圧ｖｔｈを発生するための回路であり、比
較器ａ３，ａ４と、定電流源５，６と、コンデンサｃ
２，ｃ３と、バッファｂとを備えて構成されている。比
較器ａ３は、電流出力型の差動アンプであり、その反転
入力端には前記出力電圧ｖ１が与えられ、非反転入力端
には前記閾値電圧ｖｔｈが与えられ、ｖ１＞ｖｔｈで所
定の定電流ｉ１を積分用のコンデンサｃ２から吸込み、
ｖ１≦ｖｔｈで前記吸込を停止する。コンデンサｃ２に
はまた、定電流源５を介して、所定の定電圧Ｖｃｃの電
源から定電流ｉ２が、常時、供給されている。コンデン
サｃ２は、前記電流ｉ２，ｉ１で充放電され、その端子
電圧ｖ２は比較器ａ４の反転入力端に与えられる。比較
器ａ４は、電流出力型の差動アンプであり、前記端子電
圧ｖ２が所定の基準電圧ｖｒｅｆ１未満であるときに所
定の定電流ｉ３を平滑用のコンデンサｃ３へ出力し、端
子電圧ｖ２が基準電圧ｖｒｅｆ１以上であるときに前記
出力を停止する。コンデンサｃ３にはまた定電流源６が
並列に設けられており、この定電流源６は前記コンデン
サｃ３から、常時、所定の定電流ｉ４を放電している。
前記電流ｉ３，ｉ４で充放電されるコンデンサｃ３の端
子電圧ｖ３と正確に等しい電圧が、バッファｂによって
前記閾値電圧ｖｔｈとして出力される。

【０００７】前記検波回路２は、比較器ａ５，ａ６と、
定電流源７と、積分用のコンデンサｃ４とを備えて構成
されている。比較器ａ５は、前記比較器ａ３と同様の電
流出力型の差動アンプであり、その反転入力端には前記
出力電圧ｖ１が入力され、非反転入力端には前記閾値電
圧ｖｔｈが入力され、ｖ１＞ｖｔｈであるときにはコン
デンサｃ４から所定の定電流ｉ５を吸込み、ｖ１≦ｖｔ
ｈであるときには前記電流の吸込みを停止する。前記コ
ンデンサｃ４にはまた、定電流源７を介して、前記定電
圧Ｖｃｃの電源から所定の定電流ｉ６が、常時、供給さ
れている。前記電流ｉ６，ｉ５によって充放電されるコ
ンデンサｃ４の端子電圧ｖ４は、比較器ａ６の反転入力
端に入力される。比較器ａ６の非反転入力端には所定の
基準電圧ｖｒｅｆ２が入力されており、この比較器ａ６
は、前記出力端子４への出力電圧ｖ５を、ｖ４＜ｖｒｅ
ｆ２であるときにはハイレベルとし、ｖ４≧ｖｒｅｆ２
であるときにはローレベルとする。

【０００８】図１１は、上述のように構成される受信装
置１の動作を説明するための波形図である。前記バンド
パスフィルタｂｐｆからの出力電圧ｖ１は、図１１
（ａ）で示すように、コード信号のパルスが有る期間だ
け搬送周波数の成分が出力されており、その出力電圧ｖ
１が比較器ａ３，ａ５でそれぞれ閾値電圧ｖｔｈでレベ
ル弁別されると、ｖ１＞ｖｔｈである期間は比較器ａ
３，ａ５がそれぞれ前記電流ｉ１，ｉ５を吸込む。した
がって、この期間では、コンデンサｃ２，ｃ４の端子電
圧ｖ２，ｖ４は、それぞれ図１１（ｂ）および図１１
（ｃ）で示すようにローレベルとなる。これに対して、
ｖ１≦ｖｔｈである期間では、コンデンサｃ２，ｃ４の
端子電圧ｖ２，ｖ４は、前記図１１（ｂ）および図１１
（ｃ）でそれぞれ示すように、前記電流ｉ２，ｉ６の充
電によって上昇してゆく。しかしながら、ｉ１≫ｉ２、
ｉ５≫ｉ６とすることによって、これらの端子電圧ｖ
２，ｖ４が前記パルスの期間だけ、それぞれ前記基準電
圧ｖｒｅｆ１，ｖｒｅｆ２未満となり、前記搬送周波数
成分が除去されることになる。前記端子電圧ｖ２の基準
電圧ｖｒｅｆ１での弁別結果の平滑値は、前述のように
閾値電圧ｖｔｈとなり、前記端子電圧ｖ４の基準電圧ｖ
ｒｅｆ２による弁別結果は、図１１（ｄ）で示すような
前記コード信号に対応した出力電圧ｖ５となる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
る受信装置１では、復調されたコード信号を出力するか
否かの判定は、ｖ１＞ｖｔｈとなるか否かによって決定
されることになり、またその閾値電圧ｖｔｈは、コンデ
ンサｃ３に対する比較器ａ４からの充電電流ｉ３と、定
電流源６による放電電流ｉ４とによって決定されること
になる。

【００１０】一方、家電製品等の赤外線リモコン装置で
用いられる光コード信号は、３０〜７０ｋＨｚの搬送波
を有するパルス列であり、そのパルス幅ｗ１はたとえば
２００〜８００μｓｅｃであり、パルスの有る部分と無
い部分との比であるデューティ比は約１０〜４０％に選
ばれている。したがって、前記電流ｉ３，ｉ４の比が大
きく、たとえば１０：１程度となってしまうと、３０％
のデューティ比の光コード信号が入力されるとき、積分
回路３から搬送波検波用の比較器ａ５に出力される閾値
電圧ｖｔｈは、前記出力電圧ｖ１とほぼ等しくなってし
まい、前記搬送波の検波ができなくなってしまう。この
ため、前記電流ｉ３，ｉ４の比は、前記デューティ比が
上限の４０％程度の光コード信号でも受信可能となるよ
うに、２：１程度に選ばれている。

【００１１】しかしながら、前記赤外線リモコン装置の
主なノイズ源である蛍光灯中には、デューティ比が４０
％以下のものもあり、このようなデューティ比が低い蛍
光灯からのノイズに対しては、積分回路３からの閾値電
圧ｖｔｈが前記ノイズのピークに達しないので、該ノイ
ズがレベル弁別されてしまい、誤動作するという問題が
ある。

【００１２】本発明の目的は、デューティ比の低いノイ
ズ源に対する誤動作を防止することができる遠隔制御装
置の光信号復調装置を提供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る遠
隔制御装置の光信号復調装置は、特定の周波数のパルス
を搬送波とし、制御情報に対応して該パルスが変調され
て作成された赤外の光コード信号を受光素子で受光し、
受光素子から得られた前記光コード信号の光電変換出力
を復調手段で復調して、前記制御情報に対応したコード
信号を復調するための装置において前記コード信号のう
ちヘッダーパルスを除く前記コード信号のパルス幅が予
め定める範囲内であるか否かを判定し、前記予め定める
範囲内では前記コード信号の出力を許容し、前記予め定
める範囲外では前記コード信号の出力を禁止するパルス
幅判定手段を備え、前記パルス幅判定手段は、バンドパ
スフィルタで抽出された前記受光素子の光電変換出力の
うちの搬送周波数成分が出力電圧として入力されると共
に、前記復調手段においてバンドパスフィルタの出力を
レベル弁別して前記パルス信号に復調するための閾値電
圧を、前記閾値電圧を保持しているホールドコンデンサ
に対して電荷を充電及び放電させることで変化させて前
記復調手段に出力する閾値変化手段を含み、前記電荷の
充電および放電により、前記閾値電圧が前記出力電圧の
ピーク値に達しないように変化した場合には前記コード
信号の出力を許容し、一方、前記閾値電圧が前記出力電
圧のピーク値となるように変化した場合には前記コード
信号の出力を禁止するものであり、前記ホールドコンデ
ンサにおいて供給される定電流と吸出される定電流と静
電容量とは、前記コード信号のヘッダーパルスの期間中
に前記閾値電圧が前記出力電圧のピーク値に達すること
がないように設定されていることを特徴とする。

【００１４】上記の構成によれば、たとえばいわゆる赤
外線リモコンを対象とすると、復調されたコード信号の
パルス幅が該赤外線リモコンのパルス幅である２００〜
８００μｓｅｃであるときにのみコード信号の出力が許
容され、後段のデコード回路に入力され、各制御対象へ
の対応する制御出力に復調されて、各制御対象へ出力さ
れることになる。

【００１５】したがって、３０〜７０ｋＨｚの搬送周波
数に近い周波数で、かつコード信号のデューティ比より
も大きいデューティ比で点灯駆動されるインバータ方式
の蛍光灯などの外乱光が受光素子に入力されても、その
外乱光をレベル弁別して得られるパルスの幅は前記予め
定める範囲外となり、該入力に対する前記コード信号の
出力は禁止され、光ノイズの分離特性を向上し、誤動作
を防止することができる。また、例えば２００〜８００
μｓｅｃのパルス幅のコード信号だけでなく、数ｍｓｅ
ｃのパルス幅のヘッダーパルスも受信することができ
る。

【００１６】また、請求項２の発明に係る遠隔制御装置
の光信号復調装置では、前記パルス幅判定手段は、前記
復調手段のアンプで増幅され、さらにバンドパスフィル
タで抽出された前記受光素子の光電変換出力のうちの搬
送周波数成分を入力とし、前記バンドパスフィルタの分
圧出力を積分またはピークホールドし、受光レベルに対
応した基準弁別レベルを作成するピークホールド回路
と、前記バンドパスフィルタの出力を前記基準弁別レベ
ルで弁別し、搬送波成分を除去して前記コード信号を検
波する検波回路と、前記検波回路からのコード信号を積
分して、そのパルス幅に対応した電圧を発生する積分器
と、前記積分器の出力を、前記パルス幅の短い方の第１
の閾値と、長い方の第２の閾値とにそれぞれ対応した２
つの電圧と比較する第１および第２の比較器と、前記第
１および第２の比較器の出力に応答し、前記パルス幅が
前記第１の閾値以上であり、かつ前記第２の閾値以下の
範囲内であるときに、前記復調手段においてバンドパス
フィルタの出力をレベル弁別して前記パルス信号に復調
するための閾値を低下させる閾値変化手段とを含むこと
を特徴とする。

【００１７】上記の構成によれば、パルス幅を弁別する
にあたって、積分器によってコード信号のパルス幅に対
応した電圧を作成し、この電圧を第１および第２の比較
器によってウィンドコンパレートすることによって前記
パルス幅が前記第１の閾値以上であり、かつ前記第２の
閾値以下の範囲内であるか否かの判定を行い、その判定
結果に対応して閾値変化手段がバンドパスフィルタ出力
の復調のための閾値を、前記所定範囲内であるときにの
み低下させてコード信号の復調を可能とし、前記所定範
囲外であるときには高くして対ノイズ性を向上する。こ
のようにして、請求項１で示すようなパルス幅を判定す
ることによるコード信号の出力の許可／禁止制御を、具
体的に実現することができる。

【００１８】さらにまた、請求項３の発明に係る遠隔制
御装置の光信号復調装置では、前記閾値変化手段は、前
記検波回路からのコード信号を微分して該コード信号の
始端のエッジを検出する第３の比較器と、前記第３の比
較器からの出力でローレベルにリセットされ、前記第１
の比較器からの出力でハイレベルにセットされる第１の
セット−リセットフリップフロップと、前記第３の比較
器からの出力でハイレベルにセットされ、前記第２の比
較器からの出力でローレベルにリセットされる第２のセ
ット−リセットフリップフロップと、前記第１および第
２のセット−リセットフリップフロップからの出力がと
もにハイレベルであるときに、前記閾値を保持している
ホールドコンデンサの電荷を放電させて前記閾値を低下
させる放電手段とを有することを特徴とする。

【００１９】上記の構成によれば、前記請求項２の構成
において、積分器によってパルス幅に対応した電圧を発
生し、その電圧を第１および第２の比較器によってウィ
ンドコンパレートすると、電圧の上昇時と下降時とで、
ともに２つの閾値電圧の範囲内に存在する期間が生じる
ことになるのに対して、上記のように第１および第２の
セット−リセットフリップフロップを用いることによっ
て、電圧上昇時にのみ、２つの閾値電圧の範囲内である
ことを判定する。これによって、判定精度をさらに向上
することができる。

【００２０】また、請求項４の発明に係る遠隔制御装置
の光信号復調装置では、前記第３の比較器は、内部に所
定のオフセット電圧を有する差動増幅器と、前記差動増
幅器の一対の入力端を同一電圧にそれぞれバイアスする
一対のバイアス抵抗と、一方の入力端に前記検波回路か
らのコード信号を微分して入力する交流結合コンデンサ
とを有することを特徴とする。

【００２１】上記の構成によれば、定常時にはハイレベ
ルまたはローレベルの何れか一方の比較結果を出力して
おり、前記交流結合コンデンサからコード信号のパルス
の始端に対応したパルスが入力されると、出力を速かに
前記ハイレベルまたはローレベルの何れか他方に切換え
を行うことができる。このようにして、高感度な比較器
を実現することができる。

【００２２】さらにまた、請求項５の発明に係る遠隔制
御装置の光信号復調装置は、前記ホールドコンデンサの
充電電流と放電電流との比を、１０：１以上とすること
を特徴とする。

【００２３】上記の構成によれば、ホールドコンデンサ
の端子電圧は、ほぼバンドパスフィルタのピーク出力と
なっているので、デューティ比の低い外乱光に対する誤
動作もほぼ完全に防止することができる。

【００２４】また、請求項６の発明に係る遠隔制御装置
の光信号復調装置では、前記予め定める範囲は、赤外線
遠隔制御装置で用いられるコード信号のパルス幅である
２００〜８００μｓｅｃであることを特徴とする。

【００２５】上記の構成によれば、家電製品等の赤外線
リモコンにおけるコード信号のパルス列を、蛍光灯など
のノイズ信号から分離して復調することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図９に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００２７】図１は、本発明の実施の一形態の赤外線リ
モコンの受信装置１１の電気的構成を示すブロック図で
ある。この受信装置１１は、大略的に、フォトダイオー
ドＰＤと、前置アンプＡ１と、アンプＡ２と、バンドパ
スフィルタＢＰＦと、検波回路１２と、パルス幅判定回
路１３とを備えて構成されている。

【００２８】図示しない送信装置からは、３０〜７０ｋ
Ｈｚを搬送周波数とし、制御情報を表すコード信号のパ
ルスの有無に対応して搬送波が変調された赤外の光コー
ド信号が送信されている。

【００２９】前記光コード信号は、フォトダイオードＰ
Ｄで受光されて前記光コード信号に対応した電流に変換
される。前記フォトダイオードＰＤの出力電流は、前置
アンプＡ１の帰還抵抗Ｒ１によって電流−電圧変換さ
れ、交流結合コンデンサＣ１を介してアンプＡ２に与え
られる。アンプＡ２では、入力信号が、入力側の抵抗Ｒ
２および帰還側の抵抗Ｒ３によってＲ３／Ｒ２倍に増幅
された後、バンドパスフィルタＢＰＦへ出力される。バ
ンドパスフィルタＢＰＦは、前記搬送周波数成分である
３０〜７０ｋＨｚの成分を抽出して、検波回路１２およ
びパルス幅判定回路１３へ共通に出力する。

【００３０】検波回路１２は、前記バンドパスフィルタ
ＢＰＦからの出力電圧Ｖ１を、後述するようにしてパル
ス幅判定回路１３から得られる所定の閾値電圧Ｖｔｈで
レベル弁別して搬送波成分を除去し、さらに所定の弁別
レベルＶｒｅｆ１でレベル弁別して前記コード信号を復
調し、出力端子１４へ出力する回路である。したがっ
て、この検波回路１２は、比較器Ａ３，Ａ４と、定電流
源１５と、積分用のコンデンサＣ２と、オフセット電圧
源１６とを備えて構成されている。

【００３１】前記比較器Ａ３は、電流出力型の差動アン
プであり、前記バンドパスフィルタＢＰＦからの出力電
圧Ｖ１が反転入力端に入力され、非反転入力端には、前
記パルス幅判定回路１３で作成された閾値電圧Ｖ１０に
オフセット電圧源１６で発生されたオフセット電圧ΔＶ
ｔｈが加算されて作成された前記閾値電圧Ｖｔｈが入力
される。この比較器Ａ３は、Ｖ１＞Ｖｔｈであるときに
は、コンデンサＣ２から所定の定電流Ｉ１を吸込み、Ｖ
１≦Ｖｔｈであるときには、応答しない状態となって、
前記吸込みを停止する。前記コンデンサＣ２にはまた、
定電流源１５を介して、予め定める定電圧Ｖｃｃの電源
から、所定の定電流Ｉ２が、常時、供給されている。

【００３２】前記電流Ｉ２，Ｉ１の充放電に対応したコ
ンデンサＣ２の端子電圧Ｖ２は、比較器Ａ４の反転入力
端に入力される。この比較器Ａ４の非反転入力端には予
め定める基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されており、該比較
器Ａ４は、Ｖ２＜Ｖｒｅｆ１となると前記出力端子１４
への出力信号Ｖ３をハイレベルとし、Ｖ２≧Ｖｒｅｆ１
となるとローレベルとする。このようにして復調された
コード信号は、図示しないデコード回路などに与えられ
て、各制御対象に対応する制御出力が復調される。

【００３３】前記パルス幅判定回路１３は、検波回路１
２で復調されるコード信号のパルス幅が所定の範囲であ
るか否かを判定し、その範囲内であるときには前記閾値
電圧Ｖ１０を低下してコード信号の復調を許容し、前記
範囲外であるときには前記閾値電圧Ｖ１０を上昇して前
記コード信号の復調を禁止するための回路である。この
パルス幅判定回路１３は、大略的に、分圧抵抗Ｒ１１，
Ｒ１２と、ピークホールド回路２１と、検波回路２２
と、積分回路２３と、微分回路２４と、比較器Ａ１１，
Ａ１２と、閾値変化回路２５とを備えて構成されてい
る。

【００３４】ピークホールド回路２１には、前記バンド
パスフィルタＢＰＦからの出力電圧Ｖ１が前記分圧抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２でＲ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）に分圧さ
れて入力され、分圧して得られた電圧Ｖ１１は比較器Ａ
１３の非反転入力端に入力される。この比較器Ａ１３か
らの出力はダイオードＤ１１を介してホールド用のコン
デンサＣ１１に入力され、またこのコンデンサＣ１１の
端子電圧は前記比較器Ａ１３の反転入力端に入力されて
いる。したがって、比較器Ａ１３は、コンデンサＣ１１
の端子電圧が前記電圧Ｖ１１よりも低いときにはハイレ
ベルの出力を導出して該コンデンサＣ１１を充電し、こ
うして前記電圧Ｖ１１のピーク値が作成される。そのピ
ーク値は、バッファＢ１１を介して、忠実に、ホールド
電圧Ｖ１２として出力される。

【００３５】前記ホールド電圧Ｖ１２は、パルス幅判定
にあたって、前記搬送周波数成分を除去する検波回路２
２に入力される。この検波回路２２は、前記検波回路１
２の比較器Ａ３、定電流源１５およびコンデンサＣ２と
それぞれ同様に構成される比較器Ａ１４、定電流源２６
およびコンデンサＣ１２を備えて構成されている。比較
器Ａ１４は、電流出力型の差動アンプであり、その反転
入力端には前記出力電圧Ｖ１が入力され、非反転入力端
には前記ホールド電圧Ｖ１２が入力され、Ｖ１＞Ｖ１２
であるときにはコンデンサＣ１２から電流Ｉ１１を吸込
み、Ｖ１≦Ｖ１２であるときには前記吸込みを停止す
る。コンデンサＣ１２には、予め定める定電圧Ｖｃｃの
電源から、定電流源２６を介して、定電流Ｉ１２が、常
時、供給されている。これらの電流Ｉ１２，Ｉ１１の充
放電によって生じる該コンデンサＣ１２の端子電圧Ｖ１
３は、Ｉ１１≫Ｉ１２であるので、搬送周波数成分の脈
動が除去されたコード信号のパルスにほぼ対応してい
る。前記端子電圧Ｖ１３は、積分回路２３に入力される
とともに、その電圧を忠実に伝達するバッファＢ１２を
介して微分回路２４に入力される。

【００３６】積分回路２３は、検波回路２２で検波され
たコード信号のパルスのパルス幅を計測するにあたっ
て、該パルス幅を電圧に変換するための回路であって、
比較器Ａ１５と、積分用のコンデンサＣ１３と、定電流
源２７とを備えて構成されている。

【００３７】前記比較器Ａ１５は、電流出力型の差動ア
ンプであり、その反転入力端には前記端子電圧Ｖ１３が
入力され、非反転入力端には予め定める基準電圧Ｖｒｅ
ｆ１１が入力されており、Ｖ１３＜Ｖｒｅｆ１１である
ときには予め定める定電流Ｉ２１をコンデンサＣ１３へ
流し出し、Ｖ１３≧Ｖｒｅｆ１１であるときには前記定
電流Ｉ２１の出力を停止する。また、コンデンサＣ１３
からは、定電流源２７によって、常時、定電流Ｉ２２が
放電されている。

【００３８】Ｖ１３＜Ｖｒｅｆ１１である時間は、前記
コード信号のパルス幅ｔｓにほぼ等しく、したがってこ
の積分回路２３からの出力電圧Ｖ１４は、 Ｖ１４＝｛（Ｉ２１−Ｉ２２）×ｔｓ｝／Ｃ１３ となり、前記パルス幅ｔｓに比例した電圧となる。な
お、Ｉ２１：Ｉ２２＝２：１とすることによって、前記
コード信号のデューティ比が５０％以下であれば、その
受信に支障を生じることはない。このようにして、前記
パルス幅ｔｓの出力電圧Ｖ１４への変換を行うことがで
きる。

【００３９】前記出力電圧Ｖ１４は比較器Ａ１１，Ａ１
２の反転入力端に共通に入力されており、これらの比較
器Ａ１１，Ａ１２の各非反転入力端には、それぞれ予め
定める基準電圧Ｖｒｅｆ２１，Ｖｒｅｆ２２が入力され
ている。比較器Ａ１１は、Ｖ１４≧Ｖｒｅｆ２１となる
とその出力電圧Ｖ２１をローレベルとし、Ｖ１４＜Ｖｒ
ｅｆ２１であるときには前記出力電圧Ｖ２１をハイレベ
ルとする。比較器Ａ１２は、Ｖ１４＞Ｖｒｅｆ２２とな
るときにはその出力電圧Ｖ２２をローレベルとし、Ｖ１
４≦Ｖｒｅｆ２２であるときには前記出力電圧Ｖ２２を
ハイレベルとする。なお、Ｖｒｅｆ２１＜Ｖｒｅｆ２２
に選ばれている。また、基準電圧Ｖｒｅｆ２１は、前記
パルス幅ｔｓの短い方の閾値ｔ１に対応した値であり、 Ｖｒｅｆ２１＝｛（Ｉ２１−Ｉ２２）×ｔ１｝／Ｃ１３ が成立するように設定されている。さらにまた、基準電
圧Ｖｒｅｆ２２は、前記パルス幅ｔｓの長い方の閾値ｔ
２に対応した値であり、 Ｖｒｅｆ２２＝｛（Ｉ２１−Ｉ２２）×ｔ２｝／Ｃ１３ が成立するように設定されている。

【００４０】したがって、Ｖ１４＜Ｖｒｅｆ２１、すな
わちｔｓ＜ｔ１であるときには、出力電圧Ｖ２１，２２
はともにハイレベルとなり、Ｖｒｅｆ２１≦Ｖ１４≦Ｖ
ｒｅｆ２２であるとき、すなわちｔ１≦ｔｓ≦ｔ２であ
るときには、出力電圧Ｖ２１がローレベルとなり、出力
電圧Ｖ２２がハイレベルとなり、Ｖ１４＞Ｖｒｅｆ２２
であるとき、すなわちｔｓ＞ｔ２であるときには、出力
電圧Ｖ２１，Ｖ２２はともにローレベルとなる。

【００４１】前記比較器Ａ１１，Ａ１２からの出力電圧
Ｖ２１，Ｖ２２は、それぞれ閾値変化回路２５内のセッ
ト−リセットフリップフロップＦＦ１，ＦＦ２で、その
状態が保持される。これらのセット−リセットフリップ
フロップＦＦ１，ＦＦ２は、ＮＡＮＤ回路で構成されて
おり、前記出力電圧Ｖ２１はセット−リセットフリップ
フロップＦＦ１のセット入力端に入力されており、前記
出力電圧Ｖ２２はセット−リセットフリップフロップＦ
Ｆ２のリセット入力端に入力されている。セット−リセ
ットフリップフロップＦＦ１のリセット入力端およびセ
ット−リセットフリップフロップＦＦ２のセット入力端
には、微分回路２４からのパルスが入力される。

【００４２】微分回路２４は、前記検波回路２２の出力
電圧Ｖ１３をバッファＢ１２を介して受信し、その立下
がりタイミング、すなわちコード信号のパルスの始端を
検知するための回路であり、微分用のコンデンサＣ１４
と、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６と、比較器Ａ
１６とを備えて構成されている。比較器Ａ１６の非反転
入力端は、予め定める電圧Ｖｃｃの電源と接地レベルと
の間に介在された分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４によって、Ｖ
１５＝Ｖｃｃ×Ｒ１４／（Ｒ１３＋Ｒ１４）の電圧にバ
イアスされるとともに、コンデンサＣ１４を介してバッ
ファＢ１２からの出力が入力される。これに対して比較
器Ａ１６の反転入力端は、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６によっ
て、前記非反転入力端と同様に、Ｖ１６＝Ｖｃｃ×Ｒ１
６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）の電圧にバイアスされている。

【００４３】前記各抵抗Ｒ１３〜Ｒ１６の抵抗値は相互
に等しく選ばれており、したがって定常時には、Ｖ１５
＝Ｖ１６＝Ｖｃｃ／２となっている。また、コンデンサ
Ｃ１４と抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とによって構成される微分
回路の時定数τ１は、 τ１＝｛Ｃ１４×（Ｒ１３×Ｒ１４）｝／（Ｒ１３＋Ｒ
１４） で決定され、τ１≪ｔｓとなるように選ばれている。

【００４４】したがって、比較器Ａ１６の出力電圧Ｖ１
７は、微分回路２４にコード信号のパルスが入力された
タイミング、すなわち該パルスの始端でローレベルのパ
ルスを発生し、定常状態ではハイレベルに安定してい
る。

【００４５】比較器Ａ１６は、分圧抵抗Ｒ１３，Ｒ１４
およびＲ１５，Ｒ１６でバランスされている入力に、前
記コード信号のパルスの立下がりを速かに検知する高感
度の差動アンプであり、たとえば図２で示すようにして
構成することができる。図２は、比較器Ａ１６の具体的
構成を示す電気回路図である。この比較器Ａ１６は、ト
ランジスタＱ１〜Ｑ４と、定電流源４０とを備えて構成
されている。

【００４６】トランジスタＱ１，Ｑ２は、差動対を構成
し、そのエミッタは共通に定電流源４０を介して前記電
圧Ｖｃｃの電源に接続され、ベースには分圧抵抗Ｒ１
３，Ｒ１４；Ｒ１５，１６によってそれぞれ作成された
前記電圧Ｖ１５，１６が与えられている。トランジスタ
Ｑ２のコレクタはトランジスタＱ４のコレクタに接続さ
れ、トランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ３の
ベースおよびコレクタならびにトランジスタＱ４のベー
スに接続される。トランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ
は、ともに接地されている。トランジスタＱ３とトラン
ジスタＱ４とのエミッタ面積比は、ｎ：１（ｎ＞１）に
形成されている。

【００４７】したがって、前記コード信号パルスが入力
されないときには、Ｖ１５＝Ｖ１６であるので、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ電流Ｉ４１，Ｉ４２は等し
くなるのに対して、前記エミッタ面積比がｎ：１である
ので、トランジスタＱ４はハイインピーダンスとなり、
出力電圧Ｖ１７はハイレベルとなる。

【００４８】これに対して、ｋをボルツマン定数とし、
Ｔを絶対温度とし、ｑを電子の電荷量とするとき、 Ｖ１５＝Ｖ１６−（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｎ） となると、Ｉ４１：Ｉ４２＝ｎ：１となり、トランジス
タＱ４は能動状態となる。

【００４９】さらに、 Ｖ１５＜Ｖ１６−（ｋＴ／ｑ）×ｌｎ（ｎ） となると、トランジスタＱ４は飽和状態となり、出力電
圧Ｖ１７はローレベルとなる。

【００５０】したがって、比較器Ａ１６の閾値電圧は、
（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｎ）であり、無信号時には、（ｋＴ
／ｑ）ｌｎ（ｎ）のオフセット電圧ΔＶを内部に有し
て、常にハイレベルを出力するコンパレータとなる。前
記オフセット電圧は、たとえばｎ＝２であり、かつ周囲
の温度が２５℃であるときには、約１８ｍＶであり、極
めて小さく、非常に高感度のコンパレータ回路を実現す
ることができる。

【００５１】この比較器Ａ１６の出力電圧Ｖ１７は、前
述のように、前記閾値変化回路２５内のセット−リセッ
トフリップフロップＦＦ１のリセット入力端およびセッ
ト−リセットフリップフロップＦＦ２のセット入力端に
入力される。したがって、パルスが入力された瞬間に、
セット−リセットフリップフロップＦＦ１の出力電圧Ｖ
３１はローレベルにリセットされ、セット−リセットフ
リップフロップＦＦ２の出力電圧Ｖ３２はハイレベルに
セットされ、これらの状態を保持する。その後、ｔｓ≧
ｔ１となるとセット−リセットフリップフロップＦＦ１
の出力電圧Ｖ３１はハイレベルにセットされ、ｔｓ＞ｔ
２となるとセット−リセットフリップフロップＦＦ２の
出力電圧Ｖ３２はローレベルにリセットされる。

【００５２】前記閾値変化回路２５は、前記パルス幅ｔ
ｓが前記時間ｔ１〜ｔ２の所定の範囲内であるか否かに
対応して、前記検波回路１２へ出力する閾値電圧Ｖ１０
を変化するための回路である。この閾値変化回路２５
は、前記セット−リセットフリップフロップＦＦ１，Ｆ
Ｆ２と、ＮＡＮＤゲートＧと、前記検波回路２２と同様
の検波動作を行う比較器Ａ１７、定電流源２８および積
分用のコンデンサＣ１４と、前記積分回路２３と同様に
積分動作を行う比較器Ａ１８、積分用のコンデンサＣ１
５および定電流源２９と、コンデンサＣ１５の放電時定
数を変化するための定電流源３０およびスイッチ３１
と、バッファＢ１３とを備えて構成されている。

【００５３】この閾値変化回路２５において、セット−
リセットフリップフロップＦＦ１，ＦＦ２の出力電圧Ｖ
３１，Ｖ３２は、ＮＡＮＤゲートＧに入力されている。
したがって、該ＮＡＮＤゲートＧの出力電圧Ｖ３３は、
前記パルスが検知されてからｔｓ＜ｔ１まではハイレベ
ルとなり、ｔ１≦ｔｓ≦ｔ２ではローレベルとなり、ｔ
ｓ＞ｔ２ではハイレベルとなる。このようにして、パル
ス幅が所定の時間ｔ１〜ｔ２に入っていることを判定す
ることができる。

【００５４】一方、比較器Ａ１７は、前記比較器Ａ１４
と同様の電流出力型の差動アンプであり、その反転入力
端には前記出力電圧Ｖ１が入力され、非反転入力端には
前記閾値電圧Ｖ１０が入力され、Ｖ１＞Ｖ１０となると
コンデンサＣ１４から予め定める定電流Ｉ３１を吸出
し、Ｖ１≦Ｖ１０であるときには前記吸出しを停止す
る。コンデンサＣ１４にはまた、予め定める電圧Ｖｃｃ
の電源から、定電流源２８を介して、定電流Ｉ３２が、
常時、供給されている。

【００５５】前記電流Ｉ３２，Ｉ３１の充放電によって
変化するコンデンサＣ１４の端子電圧Ｖ３４は、比較器
Ａ１８の反転入力端に入力されている。この比較器Ａ１
８も同様に電流出力型の差動アンプであり、その非反転
入力端には予め定める基準電圧Ｖｒｅｆ３１が入力され
ており、Ｖ３４＜Ｖｒｅｆ３１となるとコンデンサＣ１
５に定電流Ｉ３３を供給し、Ｖ３４≧Ｖｒｅｆ３１とな
ると前記供給を停止する。コンデンサＣ１５には、並列
に、定電流源２９と、前記定電流源３０およびスイッチ
３１から成る直列回路とが設けられており、定電流源２
９によって定電流Ｉ３４が、常時、吸出され、また前記
ＮＡＮＤゲートＧの出力電圧Ｖ３３がローレベルとなっ
てスイッチ３１が導通すると、定電流源３０によって定
電流Ｉ３５が吸出される。コンデンサＣ１５の端子電圧
は、バッファＢ１３を介して、正確に、前記閾値電圧Ｖ
１０として出力される。

【００５６】したがって、Ｖ３４＜Ｖｒｅｆ３１であ
り、かつパルス幅が所定の範囲内であるときには、コン
デンサＣ１５は、Ｉ３３−Ｉ３４−Ｉ３５の比較的小さ
い電流で充電されて、閾値電圧Ｖ１０は低くなる。これ
に対して、Ｖ３４＜Ｖｒｅｆ３１であっても、パルス幅
が所定の範囲内にないときには、コンデンサＣ１５はＩ
３３−Ｉ３４で充電されて、閾値電圧Ｖ１０は高くな
る。

【００５７】たとえば、充電電流Ｉ３３は２００ｎＡで
あり、放電電流Ｉ３４は１０ｎＡであり、放電電流Ｉ３
５は１００ｎＡである。したがって、コード信号のパル
ス幅ｔｓが所定の範囲内である状態で、Ｖ３４＜Ｖｒｅ
ｆ３１の期間、すなわち前記パルス幅にほぼ等しいＯＮ
デューティの期間はスイッチ３１が導通するので、コン
デンサＣ１５はＩ３３−Ｉ３４−Ｉ３５＝９０ｎＡで充
電が行われ、これに対して、Ｖ３４≧Ｖｒｅｆ３１の期
間、すなわちＯＦＦデューティの期間には、コンデンサ
１５はＩ３４＋Ｉ３５＝１１０ｎＡで放電が行われる。

【００５８】したがってこの場合、１１０／２００＝
０．５５から、コード信号パルスのデューティ比が、家
庭電化製品等に用いられる赤外線リモコンのコード信号
のデューティ比である０．４以下を含む０．５５（５５
％）までの信号に対して、閾値変化回路２５の出力する
閾値電圧Ｖ１０は、バンドパスフィルタＢＰＦからの出
力電圧Ｖ１のピークに達しないので、該デューティ比ま
でのコード信号の受信が可能となる。

【００５９】これによって、所定範囲内のパルス幅のコ
ード信号の受信時には前記閾値電圧Ｖ１０が低下し、そ
のコード信号に対しては検波回路１２が応答して、該コ
ード信号のパルス列の復調が行われる。前記コード信号
のパルス幅が所定の範囲内でないときには、Ｖ３４＜Ｖ
ｒｅｆ３１の期間中もスイッチ３１は遮断しているの
で、たとえば、前述のようにＩ３３＝２００ｎＡ，Ｉ３
４＝１０ｎＡであるとき、コンデンサＣ１５の充電電流
はＩ３３−Ｉ３４＝１９０ｎＡとなり、これに対してＶ
３４≧Ｖｒｅｆ３１の期間中には放電電流Ｉ３４によっ
て放電が行われる。したがって、コード信号のデューテ
ィ比が１０／２００＝０．０５（５．０％）以上のコー
ド信号に対して、閾値電圧Ｖ１０は、バンドパスフィル
タＢＰＦの出力電圧Ｖ１のピーク値となることができ
る。

【００６０】通常、蛍光灯光および太陽光等の外乱光の
ノイズ信号のデューティ比は０．１（１０％）以上であ
るので、Ｉ３３−Ｉ３４：Ｉ３４を１０：１以上とする
と、すべての外来光ノイズに対して誤動作を防止するこ
とができる。

【００６１】図３〜図５は、上述のように構成された受
信装置１の動作を説明するための波形図であり、図３は
ｔｓ＜ｔ１の場合を示し、図４はｔ１≦ｔｓ≦ｔ２の場
合を示し、図５はｔｓ＞ｔ２の場合を示す。搬送波成分
が検出されると、バンドパスフィルタＢＰＦからの出力
電圧Ｖ１およびその分圧して得られた電圧Ｖ１１のピー
クホールド値であるバッファＢ１１のホールド電圧Ｖ１
２は、図３（ａ）、図４（ａ）および図５（ａ）で示す
ようになる。したがって、ピークホールド値である前記
バッファＢ１１のホールド電圧Ｖ１２で、出力電圧Ｖ１
をレベル弁別し、コード信号のパルス成分を抽出した検
波回路２２の出力となるコンデンサＣ１２の端子電圧Ｖ
１３は、図３（ｂ）、図４（ｂ）および図５（ｂ）で示
すようになる。

【００６２】積分回路２３の出力電圧Ｖ１４は、前記パ
ルスの始端のタイミングから上昇してゆき、ｔｓ＜ｔ１
であるときには図３（ｃ）で示すように、該出力電圧Ｖ
１４は比較器Ａ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ２１まで到達せ
ず、ｔ１≦ｔｓ≦ｔ２であるときには図４（ｃ）で示す
ように、該出力電圧Ｖ１４は２つの比較器Ａ１１，Ａ１
２の基準電圧Ｖｒｅｆ２１〜Ｖｒｅｆ２２内となり、さ
らにまたｔｓ＞ｔ２であるときには図５（ｃ）で示すよ
うに、該出力電圧Ｖ１４は比較器Ａ１２の基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２２より大きくなってしまう。

【００６３】したがって、比較器Ａ１１からの出力電圧
Ｖ２１は、ｔｓ＜ｔ１である図３（ｆ）の場合には常時
ハイレベルであり、ｔ１≦ｔｓ≦ｔ２である図４（ｆ）
の場合およびｔｓ＞ｔ２である図５（ｆ）の場合には、
該期間だけローレベルとなる。また、比較器Ａ１２から
の出力電圧Ｖ２２は、ｔｓ＜ｔ１である図３（ｇ）の場
合およびｔ１≦ｔｓ≦ｔ２である図４（ｇ）の場合に
は、常時ハイレベルであり、ｔｓ＞ｔ２である図５
（ｇ）の場合には、その期間だけローレベルとなる。

【００６４】一方、微分回路２４からは、一定の入力の
電圧Ｖ１６に対して、前記パルスの始終端でそれぞれ電
圧Ｖ１５に立下がりおよび立上がりが生じ、図３
（ｄ），図４（ｄ）および図５（ｄ）で示すようにな
る。これによって、該比較器Ａ１６からの出力電圧は、
図３（ｅ）、図４（ｅ）および図５（ｅ）で示すよう
に、パルスの始端において立下がりを生じる。

【００６５】したがって、セット−リセットフリップフ
ロップＦＦ１からの出力電圧Ｖ３１は、ｔｓ＜ｔ１であ
る図３（ｈ）の場合には、前記パルスの始端においてロ
ーレベルにリセットされたままとなり、ｔ１≦ｔｓ≦ｔ
２である図４（ｈ）の場合およびｔｓ＞ｔ２である図５
（ｈ）の場合には、前記始端においてローレベルにリセ
ットされた後、Ｖ１４≦Ｖｒｅｆ２１となった時点でハ
イレベルにセットされる。また、セット−リセットフリ
ップフロップＦＦ２からの出力電圧Ｖ３２は、ｔｓ＜ｔ
１の場合およびｔ１≦ｔｓ≦ｔ２の場合には、それぞれ
図３（ｉ）および図４（ｉ）で示すように、常時ハイレ
ベルであり、ｔｓ＞ｔ２である場合には図５（ｉ）で示
すようにＶ１４＞Ｖｒｅｆ２２となった時点でローレベ
ルにリセットされる。

【００６６】これによって、ＮＡＮＤゲートＧからの出
力電圧Ｖ３３は、ｔｓ＜ｔ１の場合には、図３（ｊ）で
示すようにパルスの始端においてハイレベルに立上げら
れた後、このハイレベルを維持し、ｔ１≦ｔｓ≦ｔ２の
場合には、図４（ｊ）で示すように前記始端においてハ
イレベルに立上げられた後、ｔｓ＝ｔ１となった時点で
ローレベルに立ち下げられ、ｔｓ＞ｔ２の場合には、図
５（ｊ）で示すようにパルスの始端でハイレベルに立上
げられ、時間ｔ１が経過した時点で一旦ローレベルに立
下げられた後、時間ｔ２が経過した時点で再びハイレベ
ルに立上げられる。

【００６７】したがって、図４（ｋ）で示すように、ｔ
１≦ｔｓ≦ｔ２の場合のみコンデンサＣ１５の端子電圧
が低下して、閾値電圧Ｖｔｈが低下し、比較器Ａ３から
の端子電圧Ｖ２は図４（ｌ）で示すように、ローレベル
に立下がって搬送周波数に対応した脈動を生じることに
なる。この脈動成分が比較器Ａ４でレベル弁別されて出
力される出力信号Ｖ３は図４（ｍ）のようになる。これ
に対して、ｔｓ＜ｔ１であるときおよびｔｓ＞ｔ２であ
るときには、前記基準電圧Ｖｔｈが高くなって、それぞ
れ図３（ｋ）および図５（ｋ）で示すように前記出力電
圧Ｖ１をレベル弁別することができず、したがって比較
器Ａ３からの端子電圧Ｖ２も図３（ｌ）および図５
（ｌ）で示すようにハイレベルのままとなる。これによ
って、出力信号Ｖ３も、図３（ｍ）および図５（ｍ）で
示すようにローレベルのままとなる。

【００６８】以上のようにして、ｔ１≦ｔｓ≦ｔ２であ
る場合にのみ、閾値電圧Ｖｔｈが低下し、コード信号パ
ルスの復号化が許容され、そうでない場合には該パルス
の復号化が禁止されることになる。

【００６９】図６〜図９は、前記赤外線リモコンにおけ
る主要な外乱光入力時のバンドパスフィルタＢＰＦの出
力波形を示す図である。図６はインパルス性パルスによ
って点灯する蛍光灯光の場合であり、図７は商用交流電
源で点灯する蛍光灯光の場合であり、図８は太陽光の場
合であり、図９は４０〜７０ｋＨｚの周波数で点灯する
インバータ蛍光灯光の場合を示す。これらの各図で示す
ように、ピーク値のほぼ半分程度のレベルを基準値、す
なわち前記分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２による分圧値とする
と、図６〜図８の例の場合にはパルス幅は２００μｓｅ
ｃ未満となり、図９の例の場合には連続パルスで、パル
ス幅が８００μｓｅｃより大きくなることが理解され
る。

【００７０】これに対して、コード信号のパルス幅は、
ヘッダーパルスと呼ばれるリードパルス部を除き、すべ
て２００〜８００μｓｅｃの範囲内である。したがっ
て、ｔ１＝２００μｓｅｃ，ｔ２＝８００μｓｅｃとす
ることによって、これらの外乱光をノイズと判定してコ
ード信号の出力を禁止し、誤動作を防止することができ
る。

【００７１】また、前記ヘッダーパルスは数ｍｓｅｃの
パルス幅を有しており、パルス幅判定回路１３はスイッ
チ３１を遮断して、閾値電圧Ｖ１０は前記ヘッダーパル
ス信号のピーク値に向って上昇するけれども、前述のよ
うに、たとえばＩ３３＝２００ｎＡ，Ｉ３４＝１０ｎ
Ａ，Ｃ１５＝０．１μＦのように設定することによっ
て、ヘッダーパルスのピーク値Ｖｐが１００ｍＶである
とすると、そのピーク値に達するまでの時間は、 （Ｃ１５×Ｖｐ）／（Ｉ３３−Ｉ３４）＝５０（ｍｓｅ
ｃ） だけ必要なる。

【００７２】したがって、前記閾値電圧Ｖ１０は前記ヘ
ッダーパルスの期間中にそのピーク値に到達することは
なく、該ヘッダーパルスの受信を行うことができる。こ
のようにして、赤外線リモコンの外乱光による誤動作を
防止することができる。

【００７３】本発明は、前記赤外線リモコンに限らず、
コード信号と外乱光とをパルス幅で区分することができ
る場合に好適に実施することができる。

【００７４】

【発明の効果】請求項１の発明に係る遠隔制御装置の光
信号復調装置は、以上のように、特定の周波数のパルス
を搬送波とし、制御情報に対応して該パルスが変調され
て作成された光コード信号を受光し、前記制御情報に対
応したコード信号を復調する、いわゆる赤外線リモコン
の受信装置などの光信号復調装置において、前記コード
信号のパルス幅が予め定める範囲内であるときにのみ、
前記コード信号の出力を許容するパルス幅判定手段を備
えており、また、パルス幅判定手段は、前記コード信号
のヘッダーパルスの期間中に閾値電圧がバンドパスフィ
ルタからの出力電圧のピーク値に達することがないよ
う、ホールドコンデンサについて供給される定電流と吸
出される定電流と静電容量とが設定されている。

【００７５】それゆえ、搬送周波数に近い周波数で、か
つコード信号のデューティ比よりも大きいデューティ比
の外乱光が受光素子に入力されても、その外乱光をレベ
ル弁別して得られるパルスの幅は前記予め定める範囲外
となり、該入力に対する前記コード信号の出力は禁止さ
れるので、光ノイズの分離特性を向上し、誤動作を防止
することができる。

【００７６】それゆえ、搬送周波数に近い周波数で、か
つコード信号のデューティ比よりも大きいデューティ比
の外乱光が受光素子に入力されても、その外乱光をレベ
ル弁別して得られるパルスの幅は前記予め定める範囲外
となり、該入力に対する前記コード信号の出力は禁止さ
れるので、光ノイズの分離特性を向上し、誤動作を防止
することができる。また、例えば２００〜８００μｓｅ
ｃのパルス幅のコード信号だけでなく、数ｍｓｅｃのパ
ルス幅のヘッダーパルスも受信することができる。

【００７７】それゆえ、請求項１で示すようなパルス幅
を判定することによるコード信号の出力の許可／禁止制
御を、具体的に実現することができる。

【００７８】さらにまた、請求項３の発明に係る遠隔制
御装置の光信号復調装置は、以上のように、パルス幅に
対応した電圧を第１および第２の比較器によってウィン
ドコンパレートすると、電圧の上昇時と下降時とで、と
もに２つの閾値電圧の範囲内に存在する期間が生じるこ
とになるのに対して、第１および第２のセット−リセッ
トフリップフロップを用いて、電圧上昇時にのみ、２つ
の閾値電圧の範囲内であることを判定する。

【００７９】それゆえ、判定精度をさらに向上すること
ができる。

【００８０】また、請求項４の発明に係る遠隔制御装置
の光信号復調装置は、以上のように、コード信号の始端
のエッジを検出する第３の比較器を、内部に所定のオフ
セット電圧を有する差動増幅器と、前記差動増幅器の一
対の入力端を同一電圧にそれぞれバイアスする一対のバ
イアス抵抗と、一方の入力端に前記検波回路からのコー
ド信号を微分して入力する交流結合コンデンサとを有し
て構成する。

【００８１】それゆえ、コード信号のパルスの始端に対
応したパルスが入力されると、出力を速かに切換えるこ
とができ、高感度な比較器を実現することができる。

【００８２】さらにまた、請求項５の発明に係る遠隔制
御装置の光信号復調装置は、以上のように、前記ホール
ドコンデンサの充電電流と放電電流との比を、１０：１
以上とする。

【００８３】それゆえ、ホールドコンデンサの端子電圧
は、ほぼバンドパスフィルタのピーク出力とし、デュー
ティ比の低い外乱光に対する誤動作もほぼ完全に防止す
ることができる。

【００８４】また、請求項６の発明に係る遠隔制御装置
の光信号復調装置は、以上のように、前記予め定める範
囲を、赤外線遠隔制御装置で用いられるコード信号のパ
ルス幅である２００〜８００μｓｅｃとする。

【００８５】それゆえ、家電製品等の赤外線リモコンに
おけるコード信号のパルス列を、蛍光灯などのノイズ信
号から分離して復調することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の赤外線リモコンの受信
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図２】前記受信装置における微分回路の比較器の具体
的構成を示す電気回路図である。

【図３】前記コード信号のパルス幅が短い方の閾値より
小さい状態での動作を説明するための波形図である。

【図４】前記コード信号のパルス幅が所定の閾値内の状
態での動作を説明するための波形図である。

【図５】前記コード信号のパルス幅が長い方の閾値より
大きい状態での動作を説明するための波形図である。

【図６】外乱光の一例であるインパルス性パルスによっ
て点灯する蛍光灯光のバンドパスフィルタ出力波形を示
す図である。

【図７】外乱光の一例である商用交流電源によって点灯
する蛍光灯光のバンドパスフィルタ出力波形を示す図で
ある。

【図８】外乱光の一例である太陽光のバンドパスフィル
タ出力波形を示す図である。

【図９】外乱光の一例であるインバータ蛍光灯光のバン
ドパスフィルタ出力波形を示す図である。

【図１０】典型的な従来技術の赤外線リモコンの受信装
置の電気的構成を示すブロック図である。

【図１１】図１０で示す受信装置の動作を説明するため
の波形図である。

【符号の説明】

１１ 受信装置（光信号復調装置） １２ 検波回路（復調手段） １３ パルス幅判定回路 １６ オフセット電圧源 ２１ ピークホールド回路 ２２ 検波回路 ２３ 積分回路 ２４ 微分回路 ２５ 閾値変化回路 Ａ１ 前置アンプ（復調手段） Ａ２ アンプ（復調手段） Ａ３，Ａ４，Ａ１１〜Ａ１８ 比較器 ＢＰＦ バンドパスフィルタ Ｃ１ 交流結合コンデンサ Ｇ ＮＡＮＤゲート ＦＦ１，ＦＦ２ セット−リセットフリップフロップ ＰＤ フォトダイオード Ｒ１１，Ｒ１２ 分圧抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/22 10/26 10/28 Ｈ０４Ｑ 9/00 ３１１ 9/14 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 10/00 - 10/28 H04J 14/00 - 14/08 H04Q 9/00 311 H04Q 9/14

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】特定の周波数のパルスを搬送波とし、制御
   情報に対応して該パルスが変調されて作成された赤外の
   光コード信号を受光素子で受光し、受光素子から得られ
   た前記光コード信号の光電変換出力を復調手段で復調し
   て、前記制御情報に対応したコード信号を復調するため
   の装置において、前記コード信号のうちヘッダーパルスを除く 前記コード
   信号のパルス幅が予め定める範囲内であるか否かを判定
   し、前記予め定める範囲内では前記コード信号の出力を
   許容し、前記予め定める範囲外では前記コード信号の出
   力を禁止するパルス幅判定手段を備え、 前記パルス幅判定手段は、バンドパスフィルタで抽出さ
   れた前記受光素子の光電変換出力のうちの搬送周波数成
   分が出力電圧として入力されると共に、前記復調手段に
   おいてバンドパスフィルタの出力をレベル弁別して前記
   パルス信号に復調するための閾値電圧を、前記閾値電圧
   を保持しているホールドコンデンサに対して電荷を充電
   及び放電させることで変化させて前記復調手段に出力す
   る閾値変化手段を含み、前記電荷の充電および放電によ
   り、前記閾値電圧が前記出力電圧のピーク値に達しない
   ように変化した場合には前記コード信号の出力を許容
   し、一方、前記閾値電圧が前記出力電圧のピーク値とな
   るように変化した場合には前記コード信号の出力を禁止
   するものであり、 前記ホールドコンデンサにおいて供給される定電流と吸
   出される定電流と静電容量とは、前記コード信号のヘッ
   ダーパルスの期間中に前記閾値電圧が前記出力電圧のピ
   ーク値に達することがないように設定されている ことを
   特徴とする遠隔制御装置の光信号復調装置。
2. 【請求項２】前記パルス幅判定手段は、 前記復調手段のアンプで増幅され、さらにバンドパスフ
   ィルタで抽出された前記受光素子の光電変換出力のうち
   の搬送周波数成分を入力とし、 前記バンドパスフィルタの分圧出力を積分またはピーク
   ホールドし、受光レベルに対応した基準弁別レベルを作
   成するピークホールド回路と、 前記バンドパスフィルタの出力を前記基準弁別レベルで
   弁別し、搬送波成分を除去して前記コード信号を検波す
   る検波回路と、 前記検波回路からのコード信号を積分して、そのパルス
   幅に対応した電圧を発生する積分器と、 前記積分器の出力を、前記パルス幅の短い方の第１の閾
   値と、長い方の第２の閾値とにそれぞれ対応した２つの
   電圧と比較する第１および第２の比較器と、 前記第１および第２の比較器の出力に応答し、前記パル
   ス幅が前記第１の閾値以上であり、かつ前記第２の閾値
   以下の範囲内であるときに、前記復調手段においてバン
   ドパスフィルタの出力をレベル弁別して前記パルス信号
   に復調するための閾値を低下させる閾値変化手段とを含
   むことを特徴とする請求項１記載の遠隔制御装置の光信
   号復調装置。
3. 【請求項３】前記閾値変化手段は、 前記検波回路からのコード信号を微分して該コード信号
   の始端のエッジを検出する第３の比較器と、 前記第３の比較器からの出力でローレベルにリセットさ
   れ、前記第１の比較器からの出力でハイレベルにセット
   される第１のセット−リセットフリップフロップと、 前記第３の比較器からの出力でハイレベルにセットさ
   れ、前記第２の比較器からの出力でローレベルにリセッ
   トされる第２のセット−リセットフリップフロップと、 前記第１および第２のセット−リセットフリップフロッ
   プからの出力がともにハイレベルであるときに、前記閾
   値を保持しているホールドコンデンサの電荷を放電させ
   て前記閾値を低下させる放電手段とを有することを特徴
   とする請求項２記載の遠隔制御装置の光信号復調装置。
4. 【請求項４】前記第３の比較器は、 内部に所定のオフセット電圧を有する差動増幅器と、 前記差動増幅器の一対の入力端を同一電圧にそれぞれバ
   イアスする一対のバイアス抵抗と、 一方の入力端に前記検波回路からのコード信号を微分し
   て入力する交流結合コンデンサとを有することを特徴と
   する請求項３記載の遠隔制御装置の光信号復調装置。
5. 【請求項５】前記ホールドコンデンサの充電電流と放電
   電流との比を、１０：１以上とすることを特徴とする請
   求項３または４記載の遠隔制御装置の光信号復調装置。
6. 【請求項６】前記予め定める範囲は、赤外線遠隔制御装
   置で用いられるコード信号のパルス幅である２００〜８
   ００μｓｅｃであることを特徴とする請求項１〜５の何
   れかに記載の遠隔制御装置の光信号復調装置。