JP3428329B2 - 波形等化回路 - Google Patents
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- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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- H—ELECTRICITY
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- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/23—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using convolutional codes, e.g. unit memory codes
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- H04L2025/03477—Tapped delay lines not time-recursive
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- Signal Processing (AREA)
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル情報信号
の記録再生装置に好適な波形等化回路において、再生さ
れた信号の特性によって係数の収束が遅くなったり、判
定誤りが増加することによって係数が発散することを防
ぐ波形等化回路に関する。
の記録再生装置に好適な波形等化回路において、再生さ
れた信号の特性によって係数の収束が遅くなったり、判
定誤りが増加することによって係数が発散することを防
ぐ波形等化回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から波形等化回路として用いられて
きたトランスバーサル型フィルタの基本的構成は、信号
周期に等しいタップ間遅延を持つ遅延素子のタップ係数
を推定制御部によって自動制御をするものであった。上
記フィルタは非巡回形であることから基本的に安定であ
るという特徴を持つ。
きたトランスバーサル型フィルタの基本的構成は、信号
周期に等しいタップ間遅延を持つ遅延素子のタップ係数
を推定制御部によって自動制御をするものであった。上
記フィルタは非巡回形であることから基本的に安定であ
るという特徴を持つ。
【０００３】パーシャルレスポンス方式によるディジタ
ル情報信号の記録再生を行う磁気記録再生装置において
上記したトランスバーサル型フィルタからなる波形等化
回路を用いるものがある。このとき上記したフィルタに
おいて、再生ディジタル情報信号の符号間干渉を抑圧す
るため、仮判定して得た推測値（３値）と比較し信号振
幅の誤差分を用いて適応化しており、このフィルタの出
力はここでは図示しないビタビ(Viterbi)復号回路又は
判定回路によって得られた２値ディジタルデータ系列に
なった後誤り訂正等の処理が行われる。
ル情報信号の記録再生を行う磁気記録再生装置において
上記したトランスバーサル型フィルタからなる波形等化
回路を用いるものがある。このとき上記したフィルタに
おいて、再生ディジタル情報信号の符号間干渉を抑圧す
るため、仮判定して得た推測値（３値）と比較し信号振
幅の誤差分を用いて適応化しており、このフィルタの出
力はここでは図示しないビタビ(Viterbi)復号回路又は
判定回路によって得られた２値ディジタルデータ系列に
なった後誤り訂正等の処理が行われる。
【０００４】上記した磁気記録再生装置の再生系におい
て、図７に示すように、図示しない回転ドラムに搭載さ
れた磁気ヘッドＨがテープ状記録媒体（以下単に「テー
プ」という）Ｔを走査することによって得た再生信号
を、再生アンプ（プリアンプ：ＰＡ）１によって所定レ
ベルまで増幅し、フィルタ２によって雑音成分を除去
し、ＡＤ変換器３によってディジタル信号に変換し、Ｄ
Ｃ除去回路４によって直流レベルを設定して波形等化回
路Ｅに供給する。
て、図７に示すように、図示しない回転ドラムに搭載さ
れた磁気ヘッドＨがテープ状記録媒体（以下単に「テー
プ」という）Ｔを走査することによって得た再生信号
を、再生アンプ（プリアンプ：ＰＡ）１によって所定レ
ベルまで増幅し、フィルタ２によって雑音成分を除去
し、ＡＤ変換器３によってディジタル信号に変換し、Ｄ
Ｃ除去回路４によって直流レベルを設定して波形等化回
路Ｅに供給する。
【０００５】この波形等化回路Ｅは、供給される再生デ
ィジタル情報信号を順次遅延出力する遅延回路11〜14、
再生ディジタル信号と遅延回路11〜14からの出力と後述
するローパスフィルタ（以下単に「ＬＰＦ」という）36
〜40からの出力とを夫々乗算する乗算器15〜19、乗算器
15〜19からの出力を夫々加算して合成出力する加算器2
0、加算器20からの出力を所定のスレッシュレベルで比
較しディジタル情報信号の値を仮判別する仮判別回路
Ｆ、仮判別回路Ｆからの出力と加算器20からの出力との
演算により理想値に対する情報信号の振幅誤差を出力す
る誤差演算回路Ｇ、誤差演算回路Ｇからの振幅誤差と、
上記した再生ディジタル情報信号と遅延回路11〜14から
の出力とを夫々乗算する乗算器31〜35、乗算器31〜35か
らの出力を夫々積分出力し信号の低域成分を出力するＬ
ＰＦ36〜40とから構成される。
ィジタル情報信号を順次遅延出力する遅延回路11〜14、
再生ディジタル信号と遅延回路11〜14からの出力と後述
するローパスフィルタ（以下単に「ＬＰＦ」という）36
〜40からの出力とを夫々乗算する乗算器15〜19、乗算器
15〜19からの出力を夫々加算して合成出力する加算器2
0、加算器20からの出力を所定のスレッシュレベルで比
較しディジタル情報信号の値を仮判別する仮判別回路
Ｆ、仮判別回路Ｆからの出力と加算器20からの出力との
演算により理想値に対する情報信号の振幅誤差を出力す
る誤差演算回路Ｇ、誤差演算回路Ｇからの振幅誤差と、
上記した再生ディジタル情報信号と遅延回路11〜14から
の出力とを夫々乗算する乗算器31〜35、乗算器31〜35か
らの出力を夫々積分出力し信号の低域成分を出力するＬ
ＰＦ36〜40とから構成される。
【０００６】ここで、上記した再生ディジタル情報信号
と遅延回路11〜14からの出力と、誤差演算回路Ｇからの
振幅誤差とを乗算するとき、この振幅誤差には仮判定回
路Ｆや誤差演算回路Ｇを介することによる信号遅延が生
じる。そこで、ここでは図示しない遅延素子を遅延回路
11〜14と乗算器31〜35との間に設けて上記した再生ディ
ジタル情報信号と遅延回路11〜14からの出力に遅延をか
けて乗算のためのタイミングをあわせている。因みに、
再生ディジタル情報信号、遅延回路11〜14からの個々の
出力夫々に対して遅延素子を設けても良いし、遅延回路
14からの出力を順次遅延して乗算器31〜35に供給するよ
うにしても良い。
と遅延回路11〜14からの出力と、誤差演算回路Ｇからの
振幅誤差とを乗算するとき、この振幅誤差には仮判定回
路Ｆや誤差演算回路Ｇを介することによる信号遅延が生
じる。そこで、ここでは図示しない遅延素子を遅延回路
11〜14と乗算器31〜35との間に設けて上記した再生ディ
ジタル情報信号と遅延回路11〜14からの出力に遅延をか
けて乗算のためのタイミングをあわせている。因みに、
再生ディジタル情報信号、遅延回路11〜14からの個々の
出力夫々に対して遅延素子を設けても良いし、遅延回路
14からの出力を順次遅延して乗算器31〜35に供給するよ
うにしても良い。
【０００７】遅延回路11〜14によって供給された再生デ
ィジタル情報信号を順次所定量づつ遅延し、乗算器15〜
19においてＬＰＦ36〜40の出力とその乗算によって所定
のタップ係数による乗算がなされ、その出力に重み付け
が施される。そしてこれらを加算合成することによっ
て、２値のディジタル情報信号の値を得るために多値の
信号波形を識別しやすいように整形する。即ち、符号間
干渉などによって本来のディジタル情報信号波形が劣化
するとき、所定量遅延された信号にタップ係数による重
み付けを行ってこれを合成することによって波形等化を
行い、符号間干渉成分を抑圧する。
ィジタル情報信号を順次所定量づつ遅延し、乗算器15〜
19においてＬＰＦ36〜40の出力とその乗算によって所定
のタップ係数による乗算がなされ、その出力に重み付け
が施される。そしてこれらを加算合成することによっ
て、２値のディジタル情報信号の値を得るために多値の
信号波形を識別しやすいように整形する。即ち、符号間
干渉などによって本来のディジタル情報信号波形が劣化
するとき、所定量遅延された信号にタップ係数による重
み付けを行ってこれを合成することによって波形等化を
行い、符号間干渉成分を抑圧する。
【０００８】加算器20の出力は仮判定回路Ｆに供給され
る。仮判定回路Ｆは所定の信号レベルとの比較によって
期待値（例えばこの場合、［−１］，［０］，［１］の
３値）を判定するもので、この判定結果を誤差演算回路
Ｇに供給する。誤差演算回路Ｇは加算器20の出力信号と
上記した期待値との振幅差を演算し、振幅誤差を得てこ
れを乗算器31〜35へ供給する。
る。仮判定回路Ｆは所定の信号レベルとの比較によって
期待値（例えばこの場合、［−１］，［０］，［１］の
３値）を判定するもので、この判定結果を誤差演算回路
Ｇに供給する。誤差演算回路Ｇは加算器20の出力信号と
上記した期待値との振幅差を演算し、振幅誤差を得てこ
れを乗算器31〜35へ供給する。
【０００９】乗算器31〜35は供給された振幅誤差と、元
の信号、再生ディジタル情報信号及びその遅延信号（上
記したように、更に遅延素子を介してタイミングが調整
される）とを夫々乗算する。乗算器31〜35において波形
等化の誤差出力と等化前の入力とを乗算することによ
り、波形等化すべき再生ディジタル情報信号に乗算する
ためのタップ係数が定まる。そしてこの係数と、波形等
化すべきディジタル情報信号とを乗算することによって
符号間干渉が抑圧され波形等化がなされる。
の信号、再生ディジタル情報信号及びその遅延信号（上
記したように、更に遅延素子を介してタイミングが調整
される）とを夫々乗算する。乗算器31〜35において波形
等化の誤差出力と等化前の入力とを乗算することによ
り、波形等化すべき再生ディジタル情報信号に乗算する
ためのタップ係数が定まる。そしてこの係数と、波形等
化すべきディジタル情報信号とを乗算することによって
符号間干渉が抑圧され波形等化がなされる。
【００１０】上記した波形等化回路として、例えば、ビ
デオ信号をディジタル信号に変換していわゆるパーシャ
ルレスポンス方式を利用して磁気記録媒体に記録した信
号を再生する磁気再生性装置において、再生信号にプリ
イコライザの特性により簡易的なイコライジングを施
し、適応型イコライザとなるディジタルフィルタの各タ
ップ係数毎の乗算係数（タップ係数）の初期値が不要、
かつ作動立ち上がり時に早い安定性が得られるフィルタ
を備えた磁気再生装置（特開平５−１０２７９３号公
報）、あるいは、ディジタルデータ通信や記録装置で復
調に用いられる等化器のタップ係数を入力信号の歪みに
あわせて自動的に補正し、アナログ回路で実現可能な自
動等化回路（特開平５−２９１８７９号公報）等が提案
されていた。
デオ信号をディジタル信号に変換していわゆるパーシャ
ルレスポンス方式を利用して磁気記録媒体に記録した信
号を再生する磁気再生性装置において、再生信号にプリ
イコライザの特性により簡易的なイコライジングを施
し、適応型イコライザとなるディジタルフィルタの各タ
ップ係数毎の乗算係数（タップ係数）の初期値が不要、
かつ作動立ち上がり時に早い安定性が得られるフィルタ
を備えた磁気再生装置（特開平５−１０２７９３号公
報）、あるいは、ディジタルデータ通信や記録装置で復
調に用いられる等化器のタップ係数を入力信号の歪みに
あわせて自動的に補正し、アナログ回路で実現可能な自
動等化回路（特開平５−２９１８７９号公報）等が提案
されていた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
たフィルタのタップ係数の初期値が適切でなかったり、
入力信号の周波数特性が劣化するために符号間干渉が大
きくなったりすると、再生信号の判定値が誤った値に収
束してしまう（結果として値が発散する）という問題が
あった。
たフィルタのタップ係数の初期値が適切でなかったり、
入力信号の周波数特性が劣化するために符号間干渉が大
きくなったりすると、再生信号の判定値が誤った値に収
束してしまう（結果として値が発散する）という問題が
あった。
【００１２】例えば、図８（Ａ）に示すディジタル情報
信号が上記した波形等化回路に入力されたとき、同図
（Ｂ）のようなディジタル情報信号に等化される。図８
（Ｃ）では波形等化前の情報信号のサンプリング値が負
の方向に示され、対応するタイミングの波形等化後のサ
ンプリング値が正の方向に示される。サンプリング値は
「＋１」又は「−１」のいずれかが得られたときに対応
している。ここで、波形等化後の情報信号の「＋１」又
は「−１」の位置が得られるべき値に対して完全に一致
していないことがわかる。即ち、一致していないサンプ
リングデータ（負のサンプリングに対応していないデー
タ）は値が発散したことによって「＋１」あるいは「−
１」と誤認識されたものである。従って、図８（Ｂ）の
ように得られた情報信号は、図９に示すように、そのア
イパターンが誤った値に収束してしまう（図９（Ａ）は
再生ディジタル情報信号そのままのアイパターン、同図
（Ｂ）は誤った値に収束した情報信号のアイパター
ン）。
信号が上記した波形等化回路に入力されたとき、同図
（Ｂ）のようなディジタル情報信号に等化される。図８
（Ｃ）では波形等化前の情報信号のサンプリング値が負
の方向に示され、対応するタイミングの波形等化後のサ
ンプリング値が正の方向に示される。サンプリング値は
「＋１」又は「−１」のいずれかが得られたときに対応
している。ここで、波形等化後の情報信号の「＋１」又
は「−１」の位置が得られるべき値に対して完全に一致
していないことがわかる。即ち、一致していないサンプ
リングデータ（負のサンプリングに対応していないデー
タ）は値が発散したことによって「＋１」あるいは「−
１」と誤認識されたものである。従って、図８（Ｂ）の
ように得られた情報信号は、図９に示すように、そのア
イパターンが誤った値に収束してしまう（図９（Ａ）は
再生ディジタル情報信号そのままのアイパターン、同図
（Ｂ）は誤った値に収束した情報信号のアイパター
ン）。
【００１３】また、従来は上記したトランスバーサル型
フィルタをアナログ回路で形成したものが主流であり、
このとき遅延量に個体差を持つ複数の遅延回路を用いる
ことになるので、個々のイコライザの応答を調整する必
要があったり、場合によってはフィルタの前段に調整可
能なイコライザを別途追加する必要が生じ、回路の調整
及び回路規模が煩雑になるという問題があった。
フィルタをアナログ回路で形成したものが主流であり、
このとき遅延量に個体差を持つ複数の遅延回路を用いる
ことになるので、個々のイコライザの応答を調整する必
要があったり、場合によってはフィルタの前段に調整可
能なイコライザを別途追加する必要が生じ、回路の調整
及び回路規模が煩雑になるという問題があった。
【００１４】この際、数十MHzのデータレートを有する
信号に対して等化を行う場合、信号波形をサンプリング
するために数ｎsec（ｎsec＝１０億分の１秒）単位のサ
ンプリングゲートを発生させるため、そのゲート発生位
置を厳密に調整する必要があり煩雑であった。
信号に対して等化を行う場合、信号波形をサンプリング
するために数ｎsec（ｎsec＝１０億分の１秒）単位のサ
ンプリングゲートを発生させるため、そのゲート発生位
置を厳密に調整する必要があり煩雑であった。
【００１５】パーシャルレスポンス方式によるディジタ
ル情報信号の記録再生においてビタビ復号を用いる伝送
系で、上記したトランスバーサル型フィルタを用いるも
のとして、伝送路の歪みにより発生した波形歪みをビタ
ビ復号を用いたビットクロックによりサンプリングして
除去する波形等化回路（特開平６−３０３０９９号公
報）が本出願人より提案されていたが、上記した問題を
解決することについて何等開示示唆されていなかった。
ル情報信号の記録再生においてビタビ復号を用いる伝送
系で、上記したトランスバーサル型フィルタを用いるも
のとして、伝送路の歪みにより発生した波形歪みをビタ
ビ復号を用いたビットクロックによりサンプリングして
除去する波形等化回路（特開平６−３０３０９９号公
報）が本出願人より提案されていたが、上記した問題を
解決することについて何等開示示唆されていなかった。
【００１６】また、波形等化機能を改善することとは別
に、ビタビ復号を行う専用の回路を用いて判別された結
果に基づいて再生信号の判別を行い、波形等化を行うこ
とが考えられるが、波形等化される前の信号に対してビ
タビ復号の判別が有効であるとは限らないという不都合
があった。即ち、再生信号の波形等化後はビタビ復号の
判定結果による遅延制御が施されるため、その分情報が
削られることもあって波形等化前の再生信号の判定を有
効に行う保証がないという不都合があった。
に、ビタビ復号を行う専用の回路を用いて判別された結
果に基づいて再生信号の判別を行い、波形等化を行うこ
とが考えられるが、波形等化される前の信号に対してビ
タビ復号の判別が有効であるとは限らないという不都合
があった。即ち、再生信号の波形等化後はビタビ復号の
判定結果による遅延制御が施されるため、その分情報が
削られることもあって波形等化前の再生信号の判定を有
効に行う保証がないという不都合があった。
【００１７】更に上記したビタビ復号回路では、最尤検
出によって確からしい値が確定するまで判別結果を保持
する必要があり、比較的容量の大きいメモリを用いるこ
とが必要となるので回路構成とその制御が煩雑となるこ
とに加えて、コストの面でも不利であった。
出によって確からしい値が確定するまで判別結果を保持
する必要があり、比較的容量の大きいメモリを用いるこ
とが必要となるので回路構成とその制御が煩雑となるこ
とに加えて、コストの面でも不利であった。
【００１８】具体的にはパーシャルレスポンス，Class
４方式のディジタル情報信号の波形等化において２ビッ
トディジタル遅延したものとの相関を利用する方式の伝
送路では、２つのメモリを用いて個々に１ビットおきに
情報信号値の識別を行うものがあり、メモリアクセスに
まつわる高コスト化を抑えることができるが、波形等化
前の信号に対して正しいディジタル値判定を行うことが
困難であった。
４方式のディジタル情報信号の波形等化において２ビッ
トディジタル遅延したものとの相関を利用する方式の伝
送路では、２つのメモリを用いて個々に１ビットおきに
情報信号値の識別を行うものがあり、メモリアクセスに
まつわる高コスト化を抑えることができるが、波形等化
前の信号に対して正しいディジタル値判定を行うことが
困難であった。
【００１９】更にまた、ビタビ復号との判別共用回路も
含めて、ディジタル情報信号の仮判別を行うためのスレ
ッシュレベルが最終的なディジタル値識別のためのしき
い値と同じに設定されていたため、入力信号のレベルが
小さいときは波形等化されないという問題があった。
含めて、ディジタル情報信号の仮判別を行うためのスレ
ッシュレベルが最終的なディジタル値識別のためのしき
い値と同じに設定されていたため、入力信号のレベルが
小さいときは波形等化されないという問題があった。
【００２０】上記した磁気再生装置（特開平５−１０２
７９３号公報）、あるいは自動等化回路（特開平５−２
９１８７９号公報）では上記した問題を解決することに
ついて何等開示示唆されていなかった。
７９３号公報）、あるいは自動等化回路（特開平５−２
９１８７９号公報）では上記した問題を解決することに
ついて何等開示示唆されていなかった。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記した課題を
解決するため以下（１）〜（６）の構成を提供する。
解決するため以下（１）〜（６）の構成を提供する。
【００２２】（１） 第１の発明は、伝送されたディジ
タル情報信号の遅延出力を夫々適応的に制御されるタッ
プ係数による乗算によって重み付けして加算することに
よりこのディジタル情報信号の符号間干渉を抑圧するト
ランスバーサル型フィルタを用いた波形等化回路におい
て、前記トランスバーサル型フィルタの出力から確から
しいディジタル情報を仮判別する仮判別手段Ｂと、これ
に基づく振幅誤差に応じた値を出力する誤差演算手段Ｃ
と、前記ディジタル情報信号とその遅延信号とを夫々保
持選択する保持選択手段Ｄと、前記誤差演算手段Ｃから
出力した振幅誤差と前記保持選択手段Ｄから出力した信
号値とを乗算し、その結果に基づいて前記トランスバー
サル型フィルタのタップ係数を更新する更新手段(31〜4
0)とを備え、前記仮判別手段Ｂは、最尤検出によって最
も確からしいディジタル情報信号の値を仮判別し、これ
に基づいて前記誤差演算手段Ｃによりその振幅誤差を得
ることを特徴とする波形等化回路を提供するものであ
る。
タル情報信号の遅延出力を夫々適応的に制御されるタッ
プ係数による乗算によって重み付けして加算することに
よりこのディジタル情報信号の符号間干渉を抑圧するト
ランスバーサル型フィルタを用いた波形等化回路におい
て、前記トランスバーサル型フィルタの出力から確から
しいディジタル情報を仮判別する仮判別手段Ｂと、これ
に基づく振幅誤差に応じた値を出力する誤差演算手段Ｃ
と、前記ディジタル情報信号とその遅延信号とを夫々保
持選択する保持選択手段Ｄと、前記誤差演算手段Ｃから
出力した振幅誤差と前記保持選択手段Ｄから出力した信
号値とを乗算し、その結果に基づいて前記トランスバー
サル型フィルタのタップ係数を更新する更新手段(31〜4
0)とを備え、前記仮判別手段Ｂは、最尤検出によって最
も確からしいディジタル情報信号の値を仮判別し、これ
に基づいて前記誤差演算手段Ｃによりその振幅誤差を得
ることを特徴とする波形等化回路を提供するものであ
る。
【００２３】（２） 第２の発明は、前記仮判別手段Ｂ
は、供給される信号のレベルあるいはその周波数特性に
応じて、確からしいディジタル情報信号を仮判別するた
めのしきい値を適応的に可変することを特徴とする上記
（１）記載の波形等化回路を提供するものである。
は、供給される信号のレベルあるいはその周波数特性に
応じて、確からしいディジタル情報信号を仮判別するた
めのしきい値を適応的に可変することを特徴とする上記
（１）記載の波形等化回路を提供するものである。
【００２４】（３） 第３の発明は、前記ディジタル情
報信号は、符号間干渉を利用したパーシャルレスポンス
方式により伝送されたディジタル情報信号であることを
特徴とする上記（１）又は（２）記載の波形等化回路を
提供するものである。
報信号は、符号間干渉を利用したパーシャルレスポンス
方式により伝送されたディジタル情報信号であることを
特徴とする上記（１）又は（２）記載の波形等化回路を
提供するものである。
【００２５】（４） 第４の発明は、ディジタル情報信
号を記録再生する情報信号記録再生装置において再生さ
れたディジタル情報信号の波形等化を行うことを特徴と
する上記（１）乃至（３）のいずれか１に記載の波形等
化回路を提供するものである。
号を記録再生する情報信号記録再生装置において再生さ
れたディジタル情報信号の波形等化を行うことを特徴と
する上記（１）乃至（３）のいずれか１に記載の波形等
化回路を提供するものである。
【００２６】（５） 第５の発明は、ディジタル情報信
号が記録された記録媒体からディジタル情報信号を再生
する情報信号再生装置において再生されたディジタル情
報信号の波形等化を行うことを特徴とする上記（１）乃
至（３）のいずれか１に記載の波形等化回路を提供する
ものである。
号が記録された記録媒体からディジタル情報信号を再生
する情報信号再生装置において再生されたディジタル情
報信号の波形等化を行うことを特徴とする上記（１）乃
至（３）のいずれか１に記載の波形等化回路を提供する
ものである。
【００２７】（６） 第６の発明は、帯域伝送によって
送信されたディジタル情報信号を受信し再生する情報信
号受信装置又は情報信号送受信装置において受信された
ディジタル情報信号の波形等化を行うことを特徴とする
上記（１）乃至（３）記載の波形等化回路を提供するも
のである。
送信されたディジタル情報信号を受信し再生する情報信
号受信装置又は情報信号送受信装置において受信された
ディジタル情報信号の波形等化を行うことを特徴とする
上記（１）乃至（３）記載の波形等化回路を提供するも
のである。
【００２８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の波形等化回路を説
明するブロック図、図２は仮判別回路及び誤差演算回路
を説明するためのブロック図、図３は保持選択回路を説
明するブロック図、図４は仮判別回路の動作を説明する
ための図、図５は本波形等化回路によって得た再生ディ
ジタル情報信号の波形図、図６は本波形等化回路によっ
て得た再生ディジタル情報信号のアイパターンである。
以下図面を参照しつつ本発明の実施の形態を説明する。
また、上述と同一の構成には同一符号を付し、その説明
を省略する。
明するブロック図、図２は仮判別回路及び誤差演算回路
を説明するためのブロック図、図３は保持選択回路を説
明するブロック図、図４は仮判別回路の動作を説明する
ための図、図５は本波形等化回路によって得た再生ディ
ジタル情報信号の波形図、図６は本波形等化回路によっ
て得た再生ディジタル情報信号のアイパターンである。
以下図面を参照しつつ本発明の実施の形態を説明する。
また、上述と同一の構成には同一符号を付し、その説明
を省略する。
【００２９】さて、本発明の波形等化回路は、上記した
ビタビ復号の最尤検出のアルゴリズムを用いて確からし
いディジタル情報信号の値を判別し、波形等化を行うも
のである。図１に示すように、例えば、上記したように
磁気ヘッドＨがテープ状を走査して得た再生信号を上記
したプリアンプ１、フィルタ２、ＡＤ変換器３、ＤＣ除
去回路４等を介して本発明の波形等化回路Ａに供給す
る。
ビタビ復号の最尤検出のアルゴリズムを用いて確からし
いディジタル情報信号の値を判別し、波形等化を行うも
のである。図１に示すように、例えば、上記したように
磁気ヘッドＨがテープ状を走査して得た再生信号を上記
したプリアンプ１、フィルタ２、ＡＤ変換器３、ＤＣ除
去回路４等を介して本発明の波形等化回路Ａに供給す
る。
【００３０】本発明の波形等化回路Ａは、供給された再
生信号を順次所定量遅延する遅延回路11〜14、遅延回路
11〜14の夫々の遅延出力を保持する保持選択回路Ｄ、再
生信号及び遅延回路11〜14の夫々の遅延出力を乗算器15
〜19を介して加算する加算器20、加算器20の出力からデ
ィジタル信号値を判別する仮判別回路Ｂ、仮判別回路Ｂ
からの仮判別結果に基づいて期待値と実際の信号との振
幅誤差を出力する誤差演算回路Ｃと、上記した保持選択
回路Ｄの保持した信号値と誤差演算回路Ｃからの振幅誤
差とを乗算する乗算器31〜35、乗算器31〜35の出力を積
分して低周波数成分を出力し、上記した乗算器15〜19に
供給するローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）36
〜40とから構成される。
生信号を順次所定量遅延する遅延回路11〜14、遅延回路
11〜14の夫々の遅延出力を保持する保持選択回路Ｄ、再
生信号及び遅延回路11〜14の夫々の遅延出力を乗算器15
〜19を介して加算する加算器20、加算器20の出力からデ
ィジタル信号値を判別する仮判別回路Ｂ、仮判別回路Ｂ
からの仮判別結果に基づいて期待値と実際の信号との振
幅誤差を出力する誤差演算回路Ｃと、上記した保持選択
回路Ｄの保持した信号値と誤差演算回路Ｃからの振幅誤
差とを乗算する乗算器31〜35、乗算器31〜35の出力を積
分して低周波数成分を出力し、上記した乗算器15〜19に
供給するローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）36
〜40とから構成される。
【００３１】ここで、本波形等化回路Ａは、従来からの
トランスバーサル型フィルタの仮判別回路Ｆと誤差演算
回路Ｇとを改良し、新たに保持選択回路Ｄを追加したも
のとなる。また、ここでは図示しないが、上記したよう
に再生信号とその遅延出力と保持選択回路Ｄとの間には
信号処理によって振幅誤差に生じた遅延を吸収するため
の遅延素子を備えるものとする。
トランスバーサル型フィルタの仮判別回路Ｆと誤差演算
回路Ｇとを改良し、新たに保持選択回路Ｄを追加したも
のとなる。また、ここでは図示しないが、上記したよう
に再生信号とその遅延出力と保持選択回路Ｄとの間には
信号処理によって振幅誤差に生じた遅延を吸収するため
の遅延素子を備えるものとする。
【００３２】加算器20は出力した情報信号を図示しない
伝送路と共に、仮判別回路Ｂに供給する。図示しない伝
送路はディジタル信号処理回路等で構成され、このトラ
ンスバーサル型フィルタの出力からディジタル信号の２
値判定を行い、判定されたディジタル信号の誤り訂正、
デシャッフリング等の再生処理を行い、この再生ディジ
タル情報信号に含まれる映像、音声などの情報を復元す
る。
伝送路と共に、仮判別回路Ｂに供給する。図示しない伝
送路はディジタル信号処理回路等で構成され、このトラ
ンスバーサル型フィルタの出力からディジタル信号の２
値判定を行い、判定されたディジタル信号の誤り訂正、
デシャッフリング等の再生処理を行い、この再生ディジ
タル情報信号に含まれる映像、音声などの情報を復元す
る。
【００３３】一方、加算器20からのトランスバーサル型
フィルタ出力は仮判別回路Ｂに供給される。図２に示す
ように、誤差演算回路Ｃは三系統のレベル判定回路21,2
4,27、減算器22,25,28及びラッチ回路23,26,29とから構
成される。仮判別手段としての仮判別回路Ｂは供給され
た情報信号を、過去のサンプリング値によって定まるし
きい値と比較し、「＋１」、「０」、「−１」のいずれ
かを仮判別する。そして、その仮判別の結果に基づいて
切換スイッチSW6を制御し、上記したラッチ回路23,26,2
9の出力もしくは減算器25の出力のいずれかを切り換え
る。
フィルタ出力は仮判別回路Ｂに供給される。図２に示す
ように、誤差演算回路Ｃは三系統のレベル判定回路21,2
4,27、減算器22,25,28及びラッチ回路23,26,29とから構
成される。仮判別手段としての仮判別回路Ｂは供給され
た情報信号を、過去のサンプリング値によって定まるし
きい値と比較し、「＋１」、「０」、「−１」のいずれ
かを仮判別する。そして、その仮判別の結果に基づいて
切換スイッチSW6を制御し、上記したラッチ回路23,26,2
9の出力もしくは減算器25の出力のいずれかを切り換え
る。
【００３４】仮判別回路Ｂの動作を、図８（Ａ）に示す
再生信号の区間AAを用いて説明する。便宜上、区間AAの
拡大概略図を図４に示す。区間AAの再生すべきディジタ
ル信号値が…１１０００１００１１１１０００１…であ
るとすると（図４（Ａ））、磁気記録再生系とトランス
バーサル型フィルタとでは１−Ｄ（Ｄ：ビット周期の遅
延演算子）の伝達特性を有することから…１０（−１）
００１（−１）０１０００（−１）００１…の情報信号
が得られるはずである。（−１）は符号間干渉の影響で
ある。
再生信号の区間AAを用いて説明する。便宜上、区間AAの
拡大概略図を図４に示す。区間AAの再生すべきディジタ
ル信号値が…１１０００１００１１１１０００１…であ
るとすると（図４（Ａ））、磁気記録再生系とトランス
バーサル型フィルタとでは１−Ｄ（Ｄ：ビット周期の遅
延演算子）の伝達特性を有することから…１０（−１）
００１（−１）０１０００（−１）００１…の情報信号
が得られるはずである。（−１）は符号間干渉の影響で
ある。
【００３５】ここで、パーシャルレスポンス方式による
ディジタル情報信号の磁気記録の符号化の伝達関数は１
／１−Ｄ2であり、１／（１−Ｄ）（１＋Ｄ）に分離で
きる。このうち１−Ｄは再生時の微分特性で代行するこ
とができる。即ち、再生される信号は１−Ｄの処理によ
って上記した…１０（−１）００１（−１）０１０００
（−１）００１…が得られる。そして個々では詳述しな
いが、波形等化後の情報信号は１＋Ｄ（１ビット遅延及
び加算）によって処理され、複合される。
ディジタル情報信号の磁気記録の符号化の伝達関数は１
／１−Ｄ2であり、１／（１−Ｄ）（１＋Ｄ）に分離で
きる。このうち１−Ｄは再生時の微分特性で代行するこ
とができる。即ち、再生される信号は１−Ｄの処理によ
って上記した…１０（−１）００１（−１）０１０００
（−１）００１…が得られる。そして個々では詳述しな
いが、波形等化後の情報信号は１＋Ｄ（１ビット遅延及
び加算）によって処理され、複合される。
【００３６】図４（Ｂ）に示すように、再生信号に対し
て所定のタイミング…毎にサンプリングを行うと
き、例えば、タイミングに対して過去のサンプリング
結果が「−１」と判定されるとタイミングにおいて、
図４（Ｃ）に示すように、あるレベルの比較データ（点
線矢印）が設定される。このとき仮判定値「−１」から
次は「＋１」を検出するため比較データは図中点線矢印
のように−方向に設定される。
て所定のタイミング…毎にサンプリングを行うと
き、例えば、タイミングに対して過去のサンプリング
結果が「−１」と判定されるとタイミングにおいて、
図４（Ｃ）に示すように、あるレベルの比較データ（点
線矢印）が設定される。このとき仮判定値「−１」から
次は「＋１」を検出するため比較データは図中点線矢印
のように−方向に設定される。
【００３７】次にサンプリングされるタイミングにお
いて、検出されたレベルがタイミングの比較データを
超えたのでタイミングにおける比較データの方向が＋
に切り替わると共にタイミングのサンプリング値が
「＋１」と確定される。この時点でタイミングの値は
「０」か「−１」である。
いて、検出されたレベルがタイミングの比較データを
超えたのでタイミングにおける比較データの方向が＋
に切り替わると共にタイミングのサンプリング値が
「＋１」と確定される。この時点でタイミングの値は
「０」か「−１」である。
【００３８】タイミングにおいて、検出されたレベル
がタイミングの値よりも「−１」に近いのでここでは
じめてタイミングの値は「０」であるとされる。タイ
ミングにおいて、検出されたレベルがタイミングの
レベルと比較して「０」に近く、かつタイミングの比
較データを超えないので、の値は不確定のままタイミ
ングの値が「０」に確定される。タイミングにおい
て、検出されたレベルがタイミングの比較データを超
えたのでのサンプリング値「−１」が確定される。
がタイミングの値よりも「−１」に近いのでここでは
じめてタイミングの値は「０」であるとされる。タイ
ミングにおいて、検出されたレベルがタイミングの
レベルと比較して「０」に近く、かつタイミングの比
較データを超えないので、の値は不確定のままタイミ
ングの値が「０」に確定される。タイミングにおい
て、検出されたレベルがタイミングの比較データを超
えたのでのサンプリング値「−１」が確定される。
【００３９】即ち、「＋１」、「−１」等の値は急峻な
波形を持っているので、その前後の波形は設定された比
較データを超えるはずなので、あるサンプリング値に対
し、次のサンプリング値がその比較データを超えず、よ
り「０」に近い値であった場合、そのデータは「０」と
確定する。但し前のデータは確定しない。
波形を持っているので、その前後の波形は設定された比
較データを超えるはずなので、あるサンプリング値に対
し、次のサンプリング値がその比較データを超えず、よ
り「０」に近い値であった場合、そのデータは「０」と
確定する。但し前のデータは確定しない。
【００４０】例えば、タイミングの時点でサンプリン
グ値「０」が確定しているが、のデータは不確定のま
まで、タイミングが検出されてはじめてタイミング
が確定される。タイミングの検出レベルがのレベル
より更に低ければの値が「０」に確定し、図４(c)に
示すように、タイミングの検出レベルがのレベルよ
り大きければの値が「−１」に確定する。タイミング
以降は同様のサンプリングが行われていく。
グ値「０」が確定しているが、のデータは不確定のま
まで、タイミングが検出されてはじめてタイミング
が確定される。タイミングの検出レベルがのレベル
より更に低ければの値が「０」に確定し、図４(c)に
示すように、タイミングの検出レベルがのレベルよ
り大きければの値が「−１」に確定する。タイミング
以降は同様のサンプリングが行われていく。
【００４１】仮判別回路Ｂは上記したように、最も確か
らしい「＋１」と「−１」とを検出しているが、言い換
えれば「＋１」あるいは「−１」が確定したらその他の
値は「０」として処理するものである。従って急峻な波
形を持つ前後の値では、符号間干渉によって本来「０」
であるべき値にノイズが加わり、従来のスレッシュレベ
ルから「＋１」あるいは「−１」と誤判別されるような
ときでも「０」を確定することができる。
らしい「＋１」と「−１」とを検出しているが、言い換
えれば「＋１」あるいは「−１」が確定したらその他の
値は「０」として処理するものである。従って急峻な波
形を持つ前後の値では、符号間干渉によって本来「０」
であるべき値にノイズが加わり、従来のスレッシュレベ
ルから「＋１」あるいは「−１」と誤判別されるような
ときでも「０」を確定することができる。
【００４２】一方、上記したレベル判定回路21,24,27は
夫々再生すべきディジタル情報信号の理想的な「１」、
「０」、「−１」の信号レベル値が設定されており、こ
れを減算器22,25,28に夫々供給している。減算器22,25,
28は供給されたディジタル情報信号とのレベル判定回路
21,24,27からの理想レベルとを減算し、その差分を誤差
レベルの値としてラッチ回路23,26,29に供給する。ラッ
チ回路23,26,29は上記した仮判定回路30のサンプリング
のタイミングに応じてラッチ動作を行っており、出力さ
れた誤差レベル値を切換スイッチSW6に供給する。
夫々再生すべきディジタル情報信号の理想的な「１」、
「０」、「−１」の信号レベル値が設定されており、こ
れを減算器22,25,28に夫々供給している。減算器22,25,
28は供給されたディジタル情報信号とのレベル判定回路
21,24,27からの理想レベルとを減算し、その差分を誤差
レベルの値としてラッチ回路23,26,29に供給する。ラッ
チ回路23,26,29は上記した仮判定回路30のサンプリング
のタイミングに応じてラッチ動作を行っており、出力さ
れた誤差レベル値を切換スイッチSW6に供給する。
【００４３】例えば、図４において上記したタイミング
で仮判別回路Ｂにおけるサンプリング値が「０」もし
くは「＋１」という確定しない値に設定されたとき、検
出された信号レベルと理想の信号レベル（この場合
「０」と「１」）との差分（振幅誤差）が減算器22,25
よりラッチ回路23,26へ夫々供給、保持される。タイミ
ングで検出された値がの比較データを超えることに
よってタイミングのサンプリング値が「＋１」と確定
するので仮判別回路Ｂが切換スイッチSW6を制御してラ
ッチ回路23からの振幅誤差を乗算器31〜35へ供給する。
で仮判別回路Ｂにおけるサンプリング値が「０」もし
くは「＋１」という確定しない値に設定されたとき、検
出された信号レベルと理想の信号レベル（この場合
「０」と「１」）との差分（振幅誤差）が減算器22,25
よりラッチ回路23,26へ夫々供給、保持される。タイミ
ングで検出された値がの比較データを超えることに
よってタイミングのサンプリング値が「＋１」と確定
するので仮判別回路Ｂが切換スイッチSW6を制御してラ
ッチ回路23からの振幅誤差を乗算器31〜35へ供給する。
【００４４】タイミングで検出された値がの比較デ
ータを超えず「０」に近い場合はは不確定のままで
の値が「０」に確定して切換スイッチSW6が減算器25か
らの出力を切換える。また、タイミングで検出された
値がの比較データを超えず「＋１」に近い場合はの
値が「０」と確定して切換スイッチSW6がラッチ回路26
からの出力を切換える。同様にして「−１」が確定した
場合は切換スイッチSW6がラッチ回路29からの出力を切
換える。
ータを超えず「０」に近い場合はは不確定のままで
の値が「０」に確定して切換スイッチSW6が減算器25か
らの出力を切換える。また、タイミングで検出された
値がの比較データを超えず「＋１」に近い場合はの
値が「０」と確定して切換スイッチSW6がラッチ回路26
からの出力を切換える。同様にして「−１」が確定した
場合は切換スイッチSW6がラッチ回路29からの出力を切
換える。
【００４５】ここで、図２では三系統のレベル判定回路
21,24,27を用いているが、レベル判定回路21,27を共用
することにより減算器22,28及びラッチ回路23,29も共用
して２系統のレベル判定を行うようにしてもよい。例え
ば、レベル判定回路21,27は、過去の値に対して「＋
１」の判定を行うときは「＋１」のスレッシュレベルを
設定して、これにより加算器20から入力される信号のレ
ベルを判定し、過去の値に対して「−１」の判定を行う
ときは「−１」のスレッシュレベルを設定して、これに
より加算器20から入力される信号のレベルを判定すると
いうように、２つのレベルを１つの判定回路によって切
換え判定する。また、このときレベル判定回路を共用と
することにより減算器22,28とラッチ回路23,29とも夫々
共用のものとすることができる。
21,24,27を用いているが、レベル判定回路21,27を共用
することにより減算器22,28及びラッチ回路23,29も共用
して２系統のレベル判定を行うようにしてもよい。例え
ば、レベル判定回路21,27は、過去の値に対して「＋
１」の判定を行うときは「＋１」のスレッシュレベルを
設定して、これにより加算器20から入力される信号のレ
ベルを判定し、過去の値に対して「−１」の判定を行う
ときは「−１」のスレッシュレベルを設定して、これに
より加算器20から入力される信号のレベルを判定すると
いうように、２つのレベルを１つの判定回路によって切
換え判定する。また、このときレベル判定回路を共用と
することにより減算器22,28とラッチ回路23,29とも夫々
共用のものとすることができる。
【００４６】こうして、上記した多値（３値）の情報信
号…１０−１００１−１０１０００−１００１…が等化
によって得られるので、この波形等化回路の後段に構成
される１＋Ｄの遅延回路及び図示しない判別回路によっ
て２値のディジタル情報信号…１１０００１００１１１
１０００１…を再生することができる。
号…１０−１００１−１０１０００−１００１…が等化
によって得られるので、この波形等化回路の後段に構成
される１＋Ｄの遅延回路及び図示しない判別回路によっ
て２値のディジタル情報信号…１１０００１００１１１
１０００１…を再生することができる。
【００４７】ディジタル情報信号の場合、特にパーシャ
ルレスポンス方式によって記録されたディジタル信号は
符号間干渉を応用した記録方式であるため、同じ方向の
山が連続して検出されることはない。例えば、…00100
…と入力されたディジタル情報信号は…001-10…という
ように検出され、+1の孤立パルスに続いて-1の値を持つ
符号間干渉が生じる。よって、あるサンプリングによっ
て「＋１」のレベルが２回判別されたら「−１」がサン
プリングされる前に同じ「＋１」が検出されることはな
いので、いずれかの「＋１」はノイズである。
ルレスポンス方式によって記録されたディジタル信号は
符号間干渉を応用した記録方式であるため、同じ方向の
山が連続して検出されることはない。例えば、…00100
…と入力されたディジタル情報信号は…001-10…という
ように検出され、+1の孤立パルスに続いて-1の値を持つ
符号間干渉が生じる。よって、あるサンプリングによっ
て「＋１」のレベルが２回判別されたら「−１」がサン
プリングされる前に同じ「＋１」が検出されることはな
いので、いずれかの「＋１」はノイズである。
【００４８】このいずれかの「＋１」がノイズであるか
真の（あるいは確からしい）「＋１」であるかを最尤検
出のアルゴリズムを用いて行う。これは確からしい値を
求めていく検出方法であり、信号成分に相関があってノ
イズ成分には相関がないことを前提としている。例え
ば、あるサンプリングによって「＋１」のレベルが検出
され、次のサンプリングで更にレベルの高い「＋１」が
検出されたら、レベルの高い方がこの場合確からしい
「＋１」である。だがこの更にレベルの高い「＋１」の
代わりに「−１」らしきものが検出されたらその直前の
「＋１」が確からしい値と判別される。また、あるサン
プリングで「＋１」が検出され、その次が「−１」らし
きものであっても、更にその次のサンプリングで更に低
いレベルの「−１」らしきものが検出されたら、その直
前の「−１」らしきものはノイズとみなし「０」であっ
たと判別する。
真の（あるいは確からしい）「＋１」であるかを最尤検
出のアルゴリズムを用いて行う。これは確からしい値を
求めていく検出方法であり、信号成分に相関があってノ
イズ成分には相関がないことを前提としている。例え
ば、あるサンプリングによって「＋１」のレベルが検出
され、次のサンプリングで更にレベルの高い「＋１」が
検出されたら、レベルの高い方がこの場合確からしい
「＋１」である。だがこの更にレベルの高い「＋１」の
代わりに「−１」らしきものが検出されたらその直前の
「＋１」が確からしい値と判別される。また、あるサン
プリングで「＋１」が検出され、その次が「−１」らし
きものであっても、更にその次のサンプリングで更に低
いレベルの「−１」らしきものが検出されたら、その直
前の「−１」らしきものはノイズとみなし「０」であっ
たと判別する。
【００４９】更に一方で、本波形等化回路Ａに供給され
る再生ディジタル情報信号は遅延回路11〜14を介して保
持選択回路Ｄに供給される。図３に示すように保持選択
回路Ｄは複数系統のラッチ回路と切換スイッチとから構
成される。再生信号はラッチ回路41及び切換スイッチSW
1に供給され、以下、遅延回路11〜14の出力は夫々ラッ
チ回路42〜45、切換スイッチSW2〜SW5に夫々供給され
る。ラッチ回路41〜45、切換スイッチSW1〜SW5は夫々上
記した仮判別回路Ｂによって動作制御されており、切換
スイッチSW6がラッチ回路23,26,29からの出力を選択し
たとき切換スイッチSW1〜SW5は夫々ラッチ回路41〜45か
らの出力を選択し、切換スイッチSW6が減算器25からの
出力を選択したとき切換スイッチSW1〜SW5はスルーの選
択をする。
る再生ディジタル情報信号は遅延回路11〜14を介して保
持選択回路Ｄに供給される。図３に示すように保持選択
回路Ｄは複数系統のラッチ回路と切換スイッチとから構
成される。再生信号はラッチ回路41及び切換スイッチSW
1に供給され、以下、遅延回路11〜14の出力は夫々ラッ
チ回路42〜45、切換スイッチSW2〜SW5に夫々供給され
る。ラッチ回路41〜45、切換スイッチSW1〜SW5は夫々上
記した仮判別回路Ｂによって動作制御されており、切換
スイッチSW6がラッチ回路23,26,29からの出力を選択し
たとき切換スイッチSW1〜SW5は夫々ラッチ回路41〜45か
らの出力を選択し、切換スイッチSW6が減算器25からの
出力を選択したとき切換スイッチSW1〜SW5はスルーの選
択をする。
【００５０】ここで、切換スイッチSW6がラッチ回路23,
26,29からの出力を選択したときはラッチ回路41〜45に
おいて、それまでにラッチされた信号が出力されると共
に再生ディジタル情報信号と遅延回路11〜14からの出力
信号とが新たに夫々ラッチされ更新される。
26,29からの出力を選択したときはラッチ回路41〜45に
おいて、それまでにラッチされた信号が出力されると共
に再生ディジタル情報信号と遅延回路11〜14からの出力
信号とが新たに夫々ラッチされ更新される。
【００５１】また、上記した再生信号及び遅延回路11〜
14からの出力信号は上述のように、信号遅延の生じた振
幅誤差との遅延誤差を吸収するためここでは図示しない
遅延素子を介して保持選択回路Ｄに供給されるものとす
る。
14からの出力信号は上述のように、信号遅延の生じた振
幅誤差との遅延誤差を吸収するためここでは図示しない
遅延素子を介して保持選択回路Ｄに供給されるものとす
る。
【００５２】誤差演算回路Ｃからディジタル情報信号の
誤差レベル値が出力されたとき、仮判別回路Ｂからの制
御信号に基づいて、対応する波形の信号値をラッチした
ラッチ回路から保持していた信号が出力され、同時に切
換スイッチがその信号を乗算器31〜35に供給する。乗算
器31〜35は、切換スイッチSW1〜SW5からの信号と判別手
段Ｂからの誤差レベル値とを乗算してその結果をＬＰＦ
36〜40に供給する。ＬＰＦ36〜40は夫々供給された信号
を積分して低周波数成分を出力し、これを乗算器15〜19
にフィードバックする。
誤差レベル値が出力されたとき、仮判別回路Ｂからの制
御信号に基づいて、対応する波形の信号値をラッチした
ラッチ回路から保持していた信号が出力され、同時に切
換スイッチがその信号を乗算器31〜35に供給する。乗算
器31〜35は、切換スイッチSW1〜SW5からの信号と判別手
段Ｂからの誤差レベル値とを乗算してその結果をＬＰＦ
36〜40に供給する。ＬＰＦ36〜40は夫々供給された信号
を積分して低周波数成分を出力し、これを乗算器15〜19
にフィードバックする。
【００５３】乗算器15〜19は誤差レベル値と保持選択回
路Ｄの出力した信号値との乗算結果と、再生ディジタル
情報信号の遅延出力との演算によりタップ係数が更新さ
れた再生ディジタル情報信号を得ることができるので、
加算器20から出力される情報信号がより確からしい波形
に等化される。
路Ｄの出力した信号値との乗算結果と、再生ディジタル
情報信号の遅延出力との演算によりタップ係数が更新さ
れた再生ディジタル情報信号を得ることができるので、
加算器20から出力される情報信号がより確からしい波形
に等化される。
【００５４】こうして、本波形等化回路Ａにおいて、判
別手段Ｂが再生ディジタル情報信号の値を判別すると共
にその値が所定のレベルに対してどれだけの誤差を持っ
ているかを検出し、検出結果を保持選択回路Ｄによって
出力された値に乗算することによって確からしいディジ
タル情報信号の値とノイズとを区別して再生ディジタル
情報信号の波形等化を行うことができる。
別手段Ｂが再生ディジタル情報信号の値を判別すると共
にその値が所定のレベルに対してどれだけの誤差を持っ
ているかを検出し、検出結果を保持選択回路Ｄによって
出力された値に乗算することによって確からしいディジ
タル情報信号の値とノイズとを区別して再生ディジタル
情報信号の波形等化を行うことができる。
【００５５】ここで、振幅誤差の出力されるタイミング
が入力信号によって変化するがＬＰＦ36〜40によって十
分に長い積分処理が施されるのでクロック単位でデータ
の確定が前後しても問題はない。また、収束過程の初期
段階ではすべてを完全に判別することは困難であるが、
確率的に正しい判別を多く行うことにより波形等化の係
数データは正しい値に向かって収束するのでデータの発
散を防ぐことが可能となる。
が入力信号によって変化するがＬＰＦ36〜40によって十
分に長い積分処理が施されるのでクロック単位でデータ
の確定が前後しても問題はない。また、収束過程の初期
段階ではすべてを完全に判別することは困難であるが、
確率的に正しい判別を多く行うことにより波形等化の係
数データは正しい値に向かって収束するのでデータの発
散を防ぐことが可能となる。
【００５６】図５（Ａ）に示すような再生ディジタル情
報信号の信号波形が本波形等化回路に入力されるとき、
この再生ディジタル情報信号は同図（Ｃ）のように判別
される。ここで、判別された情報信号の上下の値が一致
していることによって本来の「＋１」、「−１」及び
「０」の値が夫々正確に判別されていることが示されて
いる。
報信号の信号波形が本波形等化回路に入力されるとき、
この再生ディジタル情報信号は同図（Ｃ）のように判別
される。ここで、判別された情報信号の上下の値が一致
していることによって本来の「＋１」、「−１」及び
「０」の値が夫々正確に判別されていることが示されて
いる。
【００５７】従って、図６に示すように、上記したよう
にして波形等化された再生ディジタル情報信号のアイパ
ターンは、「＋１」，「０」，「−１」の値が正確に分
離されており、確からしい値に収束しているのがわか
る。
にして波形等化された再生ディジタル情報信号のアイパ
ターンは、「＋１」，「０」，「−１」の値が正確に分
離されており、確からしい値に収束しているのがわか
る。
【００５８】こうして、ディジタルＶＴＲ等の記録再生
装置から再生されたディジタル情報信号に対して、確か
らしい再生ディジタル情報信号を判別することにより波
形等化の収束が早くなると共に、収束範囲を広げること
ができるという効果がある。また、本波形等化回路をほ
とんどディジタル回路で構成することができるので特性
のばらつきがほとんどなく、安定した動作を確保できる
という効果がある。
装置から再生されたディジタル情報信号に対して、確か
らしい再生ディジタル情報信号を判別することにより波
形等化の収束が早くなると共に、収束範囲を広げること
ができるという効果がある。また、本波形等化回路をほ
とんどディジタル回路で構成することができるので特性
のばらつきがほとんどなく、安定した動作を確保できる
という効果がある。
【００５９】上記した仮判別回路Ｂの比較データ、及び
誤差演算回路Ｃの信号レベルは、夫々あらかじめ定めら
れたしきい値によって設定され、これに基づいて再生信
号から３値の情報信号の判別を行うことを述べたが、例
えば、本波形等化回路に供給される信号のレベル、その
周波数特性等によって上記したしきい値を適応的に可変
しても良いことは勿論である。例えば、本波形等化回路
に供給される信号の２次微分を求めたり、上記したタッ
プ係数の値によって波形等化すべき信号の周波数特性に
応じたしきい値を設定しても良い。
誤差演算回路Ｃの信号レベルは、夫々あらかじめ定めら
れたしきい値によって設定され、これに基づいて再生信
号から３値の情報信号の判別を行うことを述べたが、例
えば、本波形等化回路に供給される信号のレベル、その
周波数特性等によって上記したしきい値を適応的に可変
しても良いことは勿論である。例えば、本波形等化回路
に供給される信号の２次微分を求めたり、上記したタッ
プ係数の値によって波形等化すべき信号の周波数特性に
応じたしきい値を設定しても良い。
【００６０】尚、本波形等化回路と、上述した調整用の
イコライザを含むプリフィルタ等を併用することによっ
て、より精度の高い波形等化を行うように構成しても良
いことは勿論である。またそのとき、上記したように、
本波形等化回路のタップ係数を用いてこのプリフィルタ
のタップ係数を自動的に決定するようにしても良いこと
は勿論である。
イコライザを含むプリフィルタ等を併用することによっ
て、より精度の高い波形等化を行うように構成しても良
いことは勿論である。またそのとき、上記したように、
本波形等化回路のタップ係数を用いてこのプリフィルタ
のタップ係数を自動的に決定するようにしても良いこと
は勿論である。
【００６１】尚、本波形等化回路は、例えば、ディジタ
ルＶＴＲのようにディジタル情報信号を記録再生する記
録再生装置において再生された信号の波形等化を行うこ
とを前提にしたが、ディジタル情報信号の伝送路を用い
るものであればそのメディアに限定されるものではな
く、ディジタルディスクの記録再生装置、通信用モデ
ム、コーストキャンセラ等の信号送受信装置等に用いて
も良いことは勿論である。
ルＶＴＲのようにディジタル情報信号を記録再生する記
録再生装置において再生された信号の波形等化を行うこ
とを前提にしたが、ディジタル情報信号の伝送路を用い
るものであればそのメディアに限定されるものではな
く、ディジタルディスクの記録再生装置、通信用モデ
ム、コーストキャンセラ等の信号送受信装置等に用いて
も良いことは勿論である。
【００６２】尚、本波形等化回路を、例えば、上記した
ビタビ復号回路と併用することによって、更に確からし
い再生ディジタル情報信号を求めるようにしても良いこ
とは勿論である。
ビタビ復号回路と併用することによって、更に確からし
い再生ディジタル情報信号を求めるようにしても良いこ
とは勿論である。
【００６３】尚、トランスバーサル型フィルタを用いた
波形等化回路にはゼロ＝フォーシング(Zero-Forcing)ア
ルゴリズムを用いたものがあり、これは上記した実施の
形態のように波形等化回路の出力を入力信号と演算する
ものではなく（因みに、本実施の形態では最小２乗誤差
アルゴリズムを用いたものである）、出力信号のみによ
って入力信号のタップ係数を制御するものであり、上記
した波形等化回路に対して波形等化回路の出力を入力信
号との間で演算する構成を省略することができ、更に２
値論理演算が用いられる分簡易な構成とすることができ
る。そこで、例えば、上記した判別手段Ｂをこのゼロ＝
フォーシング波形等化回路に用いて更に簡易な構成によ
る波形等化回路を実現しても良いことは勿論である。
波形等化回路にはゼロ＝フォーシング(Zero-Forcing)ア
ルゴリズムを用いたものがあり、これは上記した実施の
形態のように波形等化回路の出力を入力信号と演算する
ものではなく（因みに、本実施の形態では最小２乗誤差
アルゴリズムを用いたものである）、出力信号のみによ
って入力信号のタップ係数を制御するものであり、上記
した波形等化回路に対して波形等化回路の出力を入力信
号との間で演算する構成を省略することができ、更に２
値論理演算が用いられる分簡易な構成とすることができ
る。そこで、例えば、上記した判別手段Ｂをこのゼロ＝
フォーシング波形等化回路に用いて更に簡易な構成によ
る波形等化回路を実現しても良いことは勿論である。
【００６４】但し、このゼロ＝フォーシング波形等化回
路には収束条件があり、出力信号のみからタップ係数制
御を行うため、ディジタルＶＴＲ等からの再生ディジタ
ル情報信号のように大きなジッタを持つものに対しては
信号値が発散する場合がある。よってディジタル情報信
号送受信装置などの通信機器で有用であるといえる。
路には収束条件があり、出力信号のみからタップ係数制
御を行うため、ディジタルＶＴＲ等からの再生ディジタ
ル情報信号のように大きなジッタを持つものに対しては
信号値が発散する場合がある。よってディジタル情報信
号送受信装置などの通信機器で有用であるといえる。
【００６５】尚、本波形等化回路において、再生ディジ
タル情報信号の誤差レベルに基づくタップ係数更新用の
乗算器等、トランスバーサル型フィルタの信号演算は、
従来の構成を用いることができるので、波形等化回路全
体の演算制御は従来より煩雑になるものではない。
タル情報信号の誤差レベルに基づくタップ係数更新用の
乗算器等、トランスバーサル型フィルタの信号演算は、
従来の構成を用いることができるので、波形等化回路全
体の演算制御は従来より煩雑になるものではない。
【００６６】尚、本発明の実施の形態で説明したトラン
スバーサル型フィルタは、負帰還のフィードバックルー
プを構成しているものであり、ここでは図示しないが誤
差演算回路Ｃからの出力を反転するインバータ等の反転
手段を備えるものであることは勿論である。
スバーサル型フィルタは、負帰還のフィードバックルー
プを構成しているものであり、ここでは図示しないが誤
差演算回路Ｃからの出力を反転するインバータ等の反転
手段を備えるものであることは勿論である。
【００６７】
【発明の効果】本発明によれば、トランスバーサル型フ
ィルタに再生ディジタル情報信号の判別を行う仮判別手
段と、その仮判別結果に基づく振幅誤差を出力する誤差
演算手段と、前記トランスバーサル型フィルタの出力す
る信号値を保持選択する保持選択手段と、前記仮判別手
段の出力する振幅誤差と前記保持選択手段の出力した信
号値とを乗算し、その結果に基づいて前記トランスバー
サル型フィルタのタップ係数を更新する更新手段とを備
えたことにより、再生ディジタル情報信号が誤った値に
収束することなく確からしい情報信号を得ることができ
るという効果がある。
ィルタに再生ディジタル情報信号の判別を行う仮判別手
段と、その仮判別結果に基づく振幅誤差を出力する誤差
演算手段と、前記トランスバーサル型フィルタの出力す
る信号値を保持選択する保持選択手段と、前記仮判別手
段の出力する振幅誤差と前記保持選択手段の出力した信
号値とを乗算し、その結果に基づいて前記トランスバー
サル型フィルタのタップ係数を更新する更新手段とを備
えたことにより、再生ディジタル情報信号が誤った値に
収束することなく確からしい情報信号を得ることができ
るという効果がある。
【００６８】また、本発明によれば、上記した効果に加
えて、波形等化回路全体をディジタル回路により構成す
ることができるので、従来のように、個体差を持つ複数
のアナログイコライザの応答を調整したり、サンプリン
グ用のゲート位置を調整したり、フィルタの前段に遅延
時間調整用のイコライザを別途追加する必要がないの
で、簡易な構成を実現することができる。即ち、集積回
路にまとめることで回路規模を小型化すると共に生産時
の無調整化を実現することができるという効果がある。
えて、波形等化回路全体をディジタル回路により構成す
ることができるので、従来のように、個体差を持つ複数
のアナログイコライザの応答を調整したり、サンプリン
グ用のゲート位置を調整したり、フィルタの前段に遅延
時間調整用のイコライザを別途追加する必要がないの
で、簡易な構成を実現することができる。即ち、集積回
路にまとめることで回路規模を小型化すると共に生産時
の無調整化を実現することができるという効果がある。
【００６９】更に、本発明によれば、上記した効果に加
え、本波形等化回路をディジタル回路で構成することに
より、再生されるディジタル情報信号のサンプリング・
レートと同じ信号処理が可能となるという効果がある。
え、本波形等化回路をディジタル回路で構成することに
より、再生されるディジタル情報信号のサンプリング・
レートと同じ信号処理が可能となるという効果がある。
【図１】本発明の波形等化回路を説明するブロック図で
ある。
ある。
【図２】判別手段を説明するためのブロック図である。
【図３】保持手段を説明するためのブロック図である。
【図４】判別手段の動作を説明するための図である。
【図５】本波形等化回路によって得た再生ディジタル情
報信号の波形図である。
報信号の波形図である。
【図６】本波形等化回路によって得た再生ディジタル情
報信号のアイパターンである。
報信号のアイパターンである。
【図７】従来の波形等化回路を示すブロック図である。
【図８】従来の波形等化のアルゴリズムを説明するため
の図である。
の図である。
【図９】従来の波形等化による再生ディジタル情報信号
のアイパターンである。
のアイパターンである。
Ａ…波形等化回路、Ｂ…仮判別手段、Ｃ…保持選択手
段、３１〜４０…更新手段。
段、３１〜４０…更新手段。
Claims (6)
- 【請求項１】 伝送されたディジタル情報信号の遅延出
力を夫々適応的に制御されるタップ係数による乗算によ
って重み付けして加算することによりこのディジタル情
報信号の符号間干渉を抑圧するトランスバーサル型フィ
ルタを用いた波形等化回路において、 前記トランスバーサル型フィルタの出力から確からしい
ディジタル情報を仮判別する仮判別手段と、これに基づ
く振幅誤差に応じた値を出力する誤差演算手段と、前記
ディジタル情報信号とその遅延信号とを夫々保持選択す
る保持選択手段と、前記誤差演算手段から出力した振幅
誤差と前記保持選択手段から出力した信号値とを乗算
し、その結果に基づいて前記トランスバーサル型フィル
タのタップ係数を更新する更新手段とを備え、 前記仮判別手段は、最尤検出によって最も確からしいデ
ィジタル情報信号の値を仮判別し、これに基づいて前記
誤差演算手段によりその振幅誤差を得ることを特徴とす
る波形等化回路。 - 【請求項２】 前記仮判別手段は、供給される信号のレ
ベルあるいはその周波数特性に応じて、確からしいディ
ジタル情報信号を仮判別するためのしきい値を適応的に
可変することを特徴とする請求項１記載の波形等化回
路。 - 【請求項３】 前記ディジタル情報信号は、符号間干渉
を利用したパーシャルレスポンス方式により伝送された
ディジタル情報信号であることを特徴とする請求項１又
は２記載の波形等化回路。 - 【請求項４】 ディジタル情報信号を記録再生する情報
信号記録再生装置において再生されたディジタル情報信
号の波形等化を行うことを特徴とする請求項１乃至３の
いずれか１に記載の波形等化回路。 - 【請求項５】 ディジタル情報信号が記録された記録媒
体からディジタル情報信号を再生する情報信号再生装置
において再生されたディジタル情報信号の波形等化を行
うことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１に記載
の波形等化回路。 - 【請求項６】 帯域伝送によって送信されたディジタル
情報信号を受信し再生する情報信号受信装置又は情報信
号送受信装置において受信されたディジタル情報信号の
波形等化を行うことを特徴とする請求項１乃至３のいず
れか１に記載の波形等化回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30741196A JP3428329B2 (ja) | 1996-10-31 | 1996-10-31 | 波形等化回路 |
| KR1019970051994A KR100480317B1 (ko) | 1996-10-31 | 1997-10-10 | 파형등화회로 |
| US08/960,145 US6061395A (en) | 1996-10-31 | 1997-10-29 | Waveform equalizer |
| EP97402586A EP0840318B1 (en) | 1996-10-31 | 1997-10-30 | Waveform equalizer |
| DE69709833T DE69709833T2 (de) | 1996-10-31 | 1997-10-30 | Wellenformentzerrer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30741196A JP3428329B2 (ja) | 1996-10-31 | 1996-10-31 | 波形等化回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10134513A JPH10134513A (ja) | 1998-05-22 |
| JP3428329B2 true JP3428329B2 (ja) | 2003-07-22 |
Family
ID=17968738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30741196A Expired - Lifetime JP3428329B2 (ja) | 1996-10-31 | 1996-10-31 | 波形等化回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6061395A (ja) |
| EP (1) | EP0840318B1 (ja) |
| JP (1) | JP3428329B2 (ja) |
| KR (1) | KR100480317B1 (ja) |
| DE (1) | DE69709833T2 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3428376B2 (ja) | 1997-05-26 | 2003-07-22 | 日本ビクター株式会社 | 自動等化システム |
| KR20000020797A (ko) * | 1998-09-24 | 2000-04-15 | 전주범 | 계수 자동 로드장치 |
| US6381085B1 (en) * | 1999-07-12 | 2002-04-30 | Cirrus Logic, Inc. | Zero forcing adaptive equalization in a disk drive read channel |
| US7124221B1 (en) | 1999-10-19 | 2006-10-17 | Rambus Inc. | Low latency multi-level communication interface |
| US7161513B2 (en) * | 1999-10-19 | 2007-01-09 | Rambus Inc. | Apparatus and method for improving resolution of a current mode driver |
| US6396329B1 (en) * | 1999-10-19 | 2002-05-28 | Rambus, Inc | Method and apparatus for receiving high speed signals with low latency |
| JP3928332B2 (ja) * | 2000-05-11 | 2007-06-13 | 株式会社日立製作所 | 適応等化回路 |
| US6690635B2 (en) * | 2000-07-18 | 2004-02-10 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Reproducing apparatus |
| US6836456B2 (en) | 2000-07-27 | 2004-12-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Information reproducing apparatus |
| US6940924B1 (en) * | 2000-08-15 | 2005-09-06 | Agere Systems Inc. | Signal detection based on channel estimation |
| US7016440B1 (en) * | 2000-08-16 | 2006-03-21 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Iterative MMSE equalization-decoder soft information exchange decoding method and device |
| US20030070126A1 (en) * | 2001-09-14 | 2003-04-10 | Werner Carl W. | Built-in self-testing of multilevel signal interfaces |
| US7162672B2 (en) * | 2001-09-14 | 2007-01-09 | Rambus Inc | Multilevel signal interface testing with binary test apparatus by emulation of multilevel signals |
| KR100416265B1 (ko) | 2001-12-11 | 2004-01-24 | 삼성전자주식회사 | 출력신호의 부호와 절대값을 이용하여 그 동작을 제어하는적응형 등화기 |
| US8861667B1 (en) | 2002-07-12 | 2014-10-14 | Rambus Inc. | Clock data recovery circuit with equalizer clock calibration |
| US7292629B2 (en) | 2002-07-12 | 2007-11-06 | Rambus Inc. | Selectable-tap equalizer |
| US7561619B2 (en) * | 2003-12-19 | 2009-07-14 | Intel Corporation | Feedback filter |
| JP6871867B2 (ja) | 2015-07-28 | 2021-05-19 | ラムバス・インコーポレーテッド | バースト許容判定帰還等化 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3104333B2 (ja) * | 1991-10-08 | 2000-10-30 | ソニー株式会社 | 磁気再生装置 |
| US5400189A (en) * | 1992-03-19 | 1995-03-21 | Hitachi, Ltd. | Magnetic recording and reproducing apparatus, reproduction signal processing apparatus, and reproduction signal processing method |
| JP3146609B2 (ja) * | 1992-04-09 | 2001-03-19 | 松下電器産業株式会社 | 自動等化回路 |
| US5615233A (en) * | 1992-07-22 | 1997-03-25 | Motorola, Inc. | Method for channel estimation using individual adaptation |
| JPH0676477A (ja) * | 1992-08-26 | 1994-03-18 | Hitachi Ltd | 適応等化回路を有するデータ再生装置 |
| JPH06303099A (ja) * | 1993-04-13 | 1994-10-28 | Victor Co Of Japan Ltd | 波形等化回路 |
| US5923707A (en) * | 1996-08-30 | 1999-07-13 | Canon Kabushiki Kaisha | Reproducing apparatus capable of generating clock signal synchronized in phase with reproduced data |
| KR100199112B1 (ko) * | 1997-05-09 | 1999-06-15 | 서평원 | 디지탈 무선통신시스템의 정보비트열 전송방법 |
-
1996
- 1996-10-31 JP JP30741196A patent/JP3428329B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-10-10 KR KR1019970051994A patent/KR100480317B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-10-29 US US08/960,145 patent/US6061395A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-30 EP EP97402586A patent/EP0840318B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-30 DE DE69709833T patent/DE69709833T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0840318A3 (en) | 1998-06-10 |
| DE69709833D1 (de) | 2002-02-28 |
| DE69709833T2 (de) | 2002-08-29 |
| KR19980032724A (ko) | 1998-07-25 |
| JPH10134513A (ja) | 1998-05-22 |
| EP0840318A2 (en) | 1998-05-06 |
| EP0840318B1 (en) | 2002-01-02 |
| KR100480317B1 (ko) | 2005-05-16 |
| US6061395A (en) | 2000-05-09 |
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