JP3412417B2 - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、たとえば電力系統
の保護継電器に、光変成器からの出力を増幅して入力す
るために好適に用いられる、高精度で高効率な電力増幅
器に関する。 【０００２】 【従来の技術】図３は、前記光変成器出力の増幅に用い
られる典型的な従来技術の電力増幅器１の電気的構成を
示すブロック図である。この電力増幅器１は、入力端子
２から入力され、たとえば±５（Ｖ）の振幅を有する前
記光変成器出力を、１１０／√３（Ｖ）に増幅して、保
護継電器などの負荷３へ出力する。したがって、大きな
負担に対応するために、プッシュプルアンプなどに比べ
て、大容量で、かつ高効率な電圧形のＰＷＭ（パルス幅
変調）インバータ回路４を備えて構成されている。 【０００３】前記ＰＷＭインバータ回路４は、直流電源
５の両端子間に、スイッチング素子ｔｒ１，ｔｒ２から
成る直列回路と、スイッチング素子ｔｒ３，ｔｒ４から
成る直列回路とが相互に並列に接続されて構成されてお
り、各スイッチング素子ｔｒ１〜ｔｒ４にはまた、スイ
ッチングによって発生する逆起電力を吸収するためのダ
イオードｄ１〜ｄ４がそれぞれ関連して設けられてい
る。対を成すスイッチング素子ｔｒ１，ｔｒ４と、スイ
ッチング素子ｔｒ３，ｔｒ２とは、いずれか一方の対が
導通駆動されているときには、いずれか他方の対が遮断
駆動され、各対が負荷３に対応したパルス幅で交互に導
通駆動されることによって、スイッチング素子ｔｒ１，
ｔｒ２の接続点ｐ１およびスイッチング素子ｔｒ３，ｔ
ｒ４の接続点ｐ２から、交流の矩形波パルスが出力され
る。 【０００４】前記矩形波パルスは、複数段のＬＣ回路か
ら成るフィルタ６によって正弦波に復調された後、変圧
器７を介して、前記負荷３へ供給される。 【０００５】前記変圧器７の２次側の出力電圧波形はフ
ィードバック用の変圧器８によってフィードバック用の
帰還信号ｖｏとして取出され、この帰還信号ｖｏは加算
器９において前記入力信号ｖｉから減算され、こうして
加算器９からは入力信号ｖｉと帰還信号ｖｏとの誤差成
分が出力される。 【０００６】前記加算器９からの出力は、誤差増幅回路
１０によって増幅された後、比較器１１の一方の入力に
与えられる。比較器１１の他方の入力には、三角波発生
回路１２で発生された三角波が入力されている。したが
って、比較器１１は、前記三角波の振幅レベルが前記誤
差増幅回路１０の出力レベル以内である期間だけハイレ
ベルとなる制御信号を駆動回路１３へ出力する。 【０００７】前記駆動回路１３は、前記入力信号ｖｉよ
りも充分高い周波数、たとえば入力信号周波数を商用周
波数である５０（Ｈｚ）または６０（Ｈｚ）とすると
き、数百（ｋＨｚ）の高周波で、かつ前記制御信号に対
応したパルス幅で、前記各スイッチング素子ｔｒ１〜ｔ
ｒ４を導通／遮断駆動する。 【０００８】このようにして、負荷３の容量によって変
化する出力電圧振幅を、帰還信号ｖｏとして入力信号ｖ
ｉに負帰還することによって、入力信号ｖｉを高精度に
増幅した出力信号が作成されている。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術の電力
増幅器１では、加算器９において、入力信号ｖｉから帰
還信号ｖｏを減算することによって、それらの信号ｖ
ｉ，ｖｏの電圧振幅の瞬時値を相互に比較している。こ
れに対して、負荷３の有無によって、前記信号ｖｉ，ｖ
ｏ間の比誤差および位相誤差が変化し、所望とする精度
を維持することができないという問題がある。すなわ
ち、負荷３が接続されると、変圧器７の巻線抵抗および
漏れインダクタンス等の影響で、出力信号の振幅値およ
び位相が変化する。 【００１０】また、ＰＷＭインバータ回路４における各
スイッチング素子ｔｒ１〜ｔｒ４のアーム短絡防止用の
デッドタイムおよびオン抵抗ならびにフィルタ６および
変圧器７，８のインピーダンスなどの影響によっても、
前記比誤差および位相誤差が生じる。前記電力増幅器１
では、このような比誤差および位相誤差、特に位相誤差
を高精度に補正することができないという問題がある。 【００１１】本発明の目的は、高精度で、かつ高効率な
電力増幅器を提供することである。 【００１２】 【課題を解決するための手段】本発明に係る電力増幅器
は、電圧形ＰＷＭインバータ回路を用いる電力増幅器に
おいて、増幅すべき入力信号と前記ＰＷＭインバータ回
路からの出力信号とをそれぞれ整流・平滑化する直流変
換回路と、前記各直流変換回路からの出力の誤差を求
め、増幅して出力する振幅誤差増幅回路と、予め定める
基準直流電圧を発生する基準電圧源と、前記基準直流電
圧と誤差増幅回路からの出力電圧との加算値を前記入力
信号に乗算して振幅制御信号を作成する振幅制御信号作
成手段と、前記入力信号を９０（°）シフトする移相器
と、前記移相器からの出力と前記出力信号とを相互に乗
算し、その低域成分を抽出する位相誤差抽出回路と、前
記移相器からの出力に前記位相誤差抽出回路からの出力
を乗算して位相制御信号を作成する位相制御信号作成手
段と、前記振幅制御信号および位相制御信号の加算値に
応答し、前記ＰＷＭインバータ回路におけるスイッチン
グ素子の導通期間を制御する駆動回路とを含むことを特
徴とする。 【００１３】上記の構成によれば、該電力増幅器の入出
力信号間の振幅誤差と位相誤差とを、それぞれ振幅誤差
増幅回路および位相誤差抽出回路で抽出し、前記振幅誤
差と位相誤差とに対応する振幅制御信号および位相制御
信号を作成して、それらの加算値に対応したデューティ
でＰＷＭインバータ回路のスイッチング素子を制御す
る。 【００１４】すなわち、前記振幅制御信号に関しては、
入力信号および出力信号をそれぞれ直流変換回路で整流
・平滑化して得られた緩やかに変化する振幅の平均値の
誤差を、基準電圧源によって発生される基本デューティ
に対応している基準直流電圧に加算し、得られた信号で
入力信号を補正して該振幅制御信号を作成している。ま
た、位相制御信号に関しては、まず入力信号の位相を移
相器において９０（°）シフトした出力と、出力信号と
を相互に乗算し、こうして得られた信号の低域成分は、
入出力信号間の位相差に対応した成分であり、この成分
に基づいて該位相制御信号が作成されている。 【００１５】したがって、前記振幅誤差および位相誤差
を高精度に補正した、入力信号に忠実な出力信号を増幅
して得ることができる。 【００１６】 【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１および図２に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。 【００１７】図１は、本発明の実施の一形態の電力増幅
器２１の電気的構成を示すブロック図である。この電力
増幅器２１は、後述するようにして、光電圧変成器から
入力端子２２に入力された入力信号ＶＩを高効率で増幅
して、保護継電器などの負荷２３を駆動するために用い
られる。したがって、電力増幅段には、プッシュプルア
ンプなどの半導体増幅素子の線形領域を利用するアンプ
よりも高効率なスイッチングアンプであるＰＷＭインバ
ータ回路２４が用いられている。 【００１８】前記ＰＷＭインバータ回路２４は、直流電
源２５の両端子間に、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２
から成る直列回路と、スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４
から成る直列回路とが相互に並列に接続されて構成され
ており、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４にはまた、
スイッチングによって発生する逆起電力を吸収するため
のダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ関連して設けられて
いる。対を成すスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４と、ス
イッチング素子ＴＲ３，ＴＲ２とは、いずれか一方の対
が導通駆動されているときには、いずれか他方の対が遮
断駆動され、各対が負荷２３に対応したパルス幅で交互
に導通駆動されることによって、スイッチング素子ＴＲ
１，ＴＲ２の接続点Ｐ１およびスイッチング素子ＴＲ
３，ＴＲ４の接続点Ｐ２から、交流の矩形波パルスが出
力される。 【００１９】前記矩形波パルスは、複数段のＬＣ回路か
ら成るフィルタ２６によって正弦波に復調された後、変
圧器２７を介して、前記負荷２３へ供給される。 【００２０】前記変圧器２７からの出力電圧振幅は、変
圧器２８を介して、帰還信号ＶＯとして取出される。前
記入力信号ＶＩおよび帰還信号ＶＯは、それぞれバンド
パスフィルタ（略称ＢＰＦ）３１，３２に入力され、増
幅すべき対象周波数であり、電力系統の系統周波数であ
る５０（Ｈｚ）または６０（Ｈｚ）の成分が抽出され、
さらに直流変換回路３３，３４に入力され、整流・平滑
化される。こうして直流変換回路３３から出力される入
力信号ＶＩにおける系統周波数成分の直流分から、前記
直流変換回路３４から出力される帰還信号ＶＯにおける
系統周波数成分の直流分が、加算器３５において減算さ
れ、誤差増幅回路３６へ入力される。誤差増幅回路３６
は、前記加算器３５からの入力電圧を所定のゲイン、た
とえば１０倍で増幅した後、加算器３７へ出力する。加
算器３７にはまた、基準電圧源３８で発生された基本デ
ューティに対応した基準直流電圧が与えられている。加
算器３７は、前記基準直流電圧に前記誤差増幅回路３６
からの出力電圧を加算した後、乗算器３９へ出力する。
乗算器３９は、前記入力信号ＶＩに前記加算器３７から
の出力を乗算して、振幅補正信号を作成し、加算器４０
へ出力する。 【００２１】一方、前記バンドパスフィルタ３１を介す
る入力信号ＶＩの系統周波数成分は、移相器４１におい
て、位相が９０（°）だけシフトされた後、乗算器４２
に入力されており、この乗算器４２にはまた、前記バン
ドパスフィルタ３２を介する帰還信号ＶＯの系統周波数
成分が入力されている。乗算器４２は、移相器４１から
の出力とバンドパスフィルタ３２からの出力とを相互に
乗算する。乗算器４２からの出力は、ローパスフィルタ
（略称ＬＰＦ）４３において、その低域成分が抽出され
た後、乗算器４４に入力される。乗算器４４は、移相器
４１からの出力と、ローパスフィルタ４３からの出力と
を相互に乗算して、位相補正信号を作成し、前記加算器
４０へ出力する。 【００２２】加算器４０からの出力は、比較器４５の一
方の入力に与えられており、またこの比較器４５の他方
の入力には、三角波発生回路４６で発生された三角波が
与えられている。比較器４５は、前記三角波の振幅レベ
ルが前記加算器４０の出力レベル以内であるときには、
ハイレベルとなる制御信号を駆動回路４７へ出力する。 【００２３】駆動回路４７は、前記入力信号ＶＩよりも
充分高い周波数、たとえば入力信号周波数を商用周波数
である５０（Ｈｚ）または６０（Ｈｚ）とするとき、数
百（ｋＨｚ）の高周波で、かつ前記制御信号に対応した
パルス幅で、前記各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を
選択的に導通／遮断駆動する。 【００２４】上述のように構成された電力増幅器２１に
おいて、まず振幅誤差の補正に関して、以下に説明す
る。たとえば入力信号ＶＩの振幅が１（ｐｕ）であると
きに、出力信号から得られた帰還信号ＶＯの振幅が０．
９９９（ｐｕ）とすると、加算器３５での減算結果は、
０．００１（ｐｕ）となり、誤差増幅回路３６からの出
力は、０．０１（ｐｕ）となる。したがって、基準電圧
源３８からの基準直流電圧を１（ｐｕ）とすると、加算
器３７からの出力は１．０１（ｐｕ）となり、前記振幅
制御信号が１．０１（ｐｕ）となって、この振幅制御信
号に対応したデューティで各スイッチング素子ＴＲ１〜
ＴＲ４が駆動される。 【００２５】これによって、負荷２３側の電圧は、 １．０１（ｐｕ）×０．９９９＝１．００８９９（ｐｕ） …（１） となる。 【００２６】したがって、次の振幅制御信号は負とな
り、このようにして入出力信号間の比誤差がほぼ０とな
ると、平衡となる。なお、誤差増幅回路３６のゲイン
は、前述のような振幅の誤差要因の変動速度に対応して
設定すればよい。 【００２７】次に、位相誤差の補正に関して、以下に説
明する。入力信号ＶＩをＡｓｉｎωｔ、たとえばＡ＝
４．５（Ｖ）、ω＝２π５０（ｒａｄ／ｓｅｃ）とする
と、移相器４１でのシフト量が−９０（°）であるとす
ると、その出力は、−Ａｃｏｓωｔとなる。 【００２８】一方、帰還信号ＶＯの最大振幅をＢとし、
前記入力信号ＶＩとの位相差をθとすると、ＶＯ＝Ｂｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ）であり、これらを乗算器４２で乗算す
ると、 −Ａｃｏｓωｔ×Ｂｓｉｎ（ωｔ＋θ） ＝−（１／２）ＡＢ｛ｓｉｎ（２ωｔ＋θ）＋ｓｉｎθ｝ …（２） となり、ローパスフィルタ４３を通過させると、−（１
／２）ＡＢｓｉｎθが得られる。 【００２９】したがって、このローパスフィルタ４３の
出力を反転して、乗算器４４において、移相器４１から
の出力と乗算すると、 −Ａｃｏｓωｔ×（１／２）ＡＢｓｉｎθ＝−Ｋｃｏｓωｔ …（３） となる。ただし、 Ｋ＝（１／２）Ａ2 Ｂｓｉｎθ …（４） である。 【００３０】ここで、乗算器３９での乗算係数を１とし
て、加算器４０において入力信号ＶＩと加算すると、 【００３１】 【数１】 【００３２】となる。ただし、 α＝−ｔａｎ-1（Ｋ／Ａ）＝−ｔａｎ-1｛（１／２）ＡＢｓｉｎθ｝…（６） である。 【００３３】したがって、式６から、位相差θが正であ
るときには、補正値αは負となり、位相差θが負である
ときには、補正値αが正となって、入出力信号間の位相
差は一定値で平衡する。前記一定値は、前記フィルタ３
１，３２，４３および乗算器４２，４４などのゲインを
調整して、前記最大振幅Ａ，Ｂを調整することによっ
て、実現することができる。 【００３４】このようにして、本発明に従う電力増幅器
２１では、入出力信号間の振幅誤差だけでなく、位相誤
差も補正するので、スイッチングアンプであるＰＷＭイ
ンバータ回路２４を用いても、入力信号ＶＩを、所望と
するゲインで高精度に増幅することができる。これによ
って、たとえばＪＥＣの１級以上、すなわち比誤差が±
１．０％以内および位相誤差は±４０分以内の規格を満
足することができる。 【００３５】図２は、上述のように構成される電力増幅
器２１の一使用例である保護継電系統を説明するための
図である。この使用例では、前記電力増幅器２１は、光
電圧変成器出力の増幅に用いられている。前記光電圧変
成器は、センサ部５１と、光電変換回路５２とを備えて
構成されている。 【００３６】前記センサ部５１は、ＧＩＳ（Gas Insula
ted Switchgears ）と称されるガス絶縁開閉装置に関し
て用いられる。前記ガス絶縁開閉装置は、導体５３およ
び図示しない開閉装置等を不活性ガスＳＦ6 などを充填
したタンク５４内に設けることによって、通常の空気絶
縁に比べて、省スペース化を図ることができるようにし
た装置である。 【００３７】前記タンク５４内には、前記導体５３と並
行に電極５５が設けられており、これらの導体５３と電
極５５とによって、参照符Ｃｃで示されるように、浮遊
のコンデンサが形成されることになる。したがって、こ
のコンデンサＣｃと接地電位との間に分圧コンデンサＣ
ｄを介在し、その分圧比と分圧コンデンサＣｄの端子電
圧とから、導体５３の電位を測定することができる。 【００３８】前記コンデンサＣｄの端子電圧は、コンデ
ンサＣｆ１および抵抗Ｒ１から成るハイパスフィルタを
介して、光電圧センサＳ１に印加されるとともに、同様
にコンデンサＣｆ２と抵抗Ｒ２とから成るハイパスフィ
ルタを介して、光電圧センサＳ２に印加される。光電圧
センサＳ１，Ｓ２は、ポッケルス素子を備えて構成され
ており、出力光は、印加される電圧にリニアに対応し
て、その光量が変化する。 【００３９】これらの光電圧センサＳ１，Ｓ２には、そ
れぞれ光電変換回路５２から、光ケーブル５６を介して
予め定める一定光量の光が入射されており、ポッケルス
効果による光量変化が、前記光ケーブル５６を介して光
電変換回路５２によって検知される。光電変換回路５２
からの微少な出力電圧、たとえば実効値で４．５（Ｖ）
程度の出力電圧が前記電力増幅器２１に入力され、たと
えば最大値で１１０√３（Ｖ）程度の出力電圧に増幅さ
れる。この電力増幅器２１からの出力電圧は、たとえば
遮断器のトリップ指令を出力する不足電圧リレーへの入
力信号などとして使用される。 【００４０】このような光電圧変成器出力の増幅には、
高い精度が要求され、本発明に従う電力増幅器２１で
は、前述のように、そのような高い精度を確保すること
ができるとともに、高効率化を図ることができ、制御盤
内における放熱の構成などを削減することができる。 【００４１】本発明は、上述のような光変成器出力に限
らず、高精度で、かつ高効率な増幅動作が要求されるオ
ーディオアンプ等の他の用途にも好適に実施することが
できる。 【００４２】 【発明の効果】本発明に係る電力増幅器は、以上のよう
に、電圧形ＰＷＭインバータ回路を用いる電力増幅器に
おいて、該電力増幅器への入出力信号間の振幅誤差と位
相誤差とをそれぞれ振幅誤差増幅回路および位相誤差抽
出回路で抽出し、それに対応する振幅制御信号および位
相制御信号を作成して、それらの加算値に対応したデュ
ーティで前記ＰＷＭインバータ回路のスイッチング素子
を制御する。 【００４３】それゆえ、前記振幅誤差および位相誤差を
高精度に補正した、入力信号に忠実な出力信号を増幅し
て得ることができる。
の保護継電器に、光変成器からの出力を増幅して入力す
るために好適に用いられる、高精度で高効率な電力増幅
器に関する。 【０００２】 【従来の技術】図３は、前記光変成器出力の増幅に用い
られる典型的な従来技術の電力増幅器１の電気的構成を
示すブロック図である。この電力増幅器１は、入力端子
２から入力され、たとえば±５（Ｖ）の振幅を有する前
記光変成器出力を、１１０／√３（Ｖ）に増幅して、保
護継電器などの負荷３へ出力する。したがって、大きな
負担に対応するために、プッシュプルアンプなどに比べ
て、大容量で、かつ高効率な電圧形のＰＷＭ（パルス幅
変調）インバータ回路４を備えて構成されている。 【０００３】前記ＰＷＭインバータ回路４は、直流電源
５の両端子間に、スイッチング素子ｔｒ１，ｔｒ２から
成る直列回路と、スイッチング素子ｔｒ３，ｔｒ４から
成る直列回路とが相互に並列に接続されて構成されてお
り、各スイッチング素子ｔｒ１〜ｔｒ４にはまた、スイ
ッチングによって発生する逆起電力を吸収するためのダ
イオードｄ１〜ｄ４がそれぞれ関連して設けられてい
る。対を成すスイッチング素子ｔｒ１，ｔｒ４と、スイ
ッチング素子ｔｒ３，ｔｒ２とは、いずれか一方の対が
導通駆動されているときには、いずれか他方の対が遮断
駆動され、各対が負荷３に対応したパルス幅で交互に導
通駆動されることによって、スイッチング素子ｔｒ１，
ｔｒ２の接続点ｐ１およびスイッチング素子ｔｒ３，ｔ
ｒ４の接続点ｐ２から、交流の矩形波パルスが出力され
る。 【０００４】前記矩形波パルスは、複数段のＬＣ回路か
ら成るフィルタ６によって正弦波に復調された後、変圧
器７を介して、前記負荷３へ供給される。 【０００５】前記変圧器７の２次側の出力電圧波形はフ
ィードバック用の変圧器８によってフィードバック用の
帰還信号ｖｏとして取出され、この帰還信号ｖｏは加算
器９において前記入力信号ｖｉから減算され、こうして
加算器９からは入力信号ｖｉと帰還信号ｖｏとの誤差成
分が出力される。 【０００６】前記加算器９からの出力は、誤差増幅回路
１０によって増幅された後、比較器１１の一方の入力に
与えられる。比較器１１の他方の入力には、三角波発生
回路１２で発生された三角波が入力されている。したが
って、比較器１１は、前記三角波の振幅レベルが前記誤
差増幅回路１０の出力レベル以内である期間だけハイレ
ベルとなる制御信号を駆動回路１３へ出力する。 【０００７】前記駆動回路１３は、前記入力信号ｖｉよ
りも充分高い周波数、たとえば入力信号周波数を商用周
波数である５０（Ｈｚ）または６０（Ｈｚ）とすると
き、数百（ｋＨｚ）の高周波で、かつ前記制御信号に対
応したパルス幅で、前記各スイッチング素子ｔｒ１〜ｔ
ｒ４を導通／遮断駆動する。 【０００８】このようにして、負荷３の容量によって変
化する出力電圧振幅を、帰還信号ｖｏとして入力信号ｖ
ｉに負帰還することによって、入力信号ｖｉを高精度に
増幅した出力信号が作成されている。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術の電力
増幅器１では、加算器９において、入力信号ｖｉから帰
還信号ｖｏを減算することによって、それらの信号ｖ
ｉ，ｖｏの電圧振幅の瞬時値を相互に比較している。こ
れに対して、負荷３の有無によって、前記信号ｖｉ，ｖ
ｏ間の比誤差および位相誤差が変化し、所望とする精度
を維持することができないという問題がある。すなわ
ち、負荷３が接続されると、変圧器７の巻線抵抗および
漏れインダクタンス等の影響で、出力信号の振幅値およ
び位相が変化する。 【００１０】また、ＰＷＭインバータ回路４における各
スイッチング素子ｔｒ１〜ｔｒ４のアーム短絡防止用の
デッドタイムおよびオン抵抗ならびにフィルタ６および
変圧器７，８のインピーダンスなどの影響によっても、
前記比誤差および位相誤差が生じる。前記電力増幅器１
では、このような比誤差および位相誤差、特に位相誤差
を高精度に補正することができないという問題がある。 【００１１】本発明の目的は、高精度で、かつ高効率な
電力増幅器を提供することである。 【００１２】 【課題を解決するための手段】本発明に係る電力増幅器
は、電圧形ＰＷＭインバータ回路を用いる電力増幅器に
おいて、増幅すべき入力信号と前記ＰＷＭインバータ回
路からの出力信号とをそれぞれ整流・平滑化する直流変
換回路と、前記各直流変換回路からの出力の誤差を求
め、増幅して出力する振幅誤差増幅回路と、予め定める
基準直流電圧を発生する基準電圧源と、前記基準直流電
圧と誤差増幅回路からの出力電圧との加算値を前記入力
信号に乗算して振幅制御信号を作成する振幅制御信号作
成手段と、前記入力信号を９０（°）シフトする移相器
と、前記移相器からの出力と前記出力信号とを相互に乗
算し、その低域成分を抽出する位相誤差抽出回路と、前
記移相器からの出力に前記位相誤差抽出回路からの出力
を乗算して位相制御信号を作成する位相制御信号作成手
段と、前記振幅制御信号および位相制御信号の加算値に
応答し、前記ＰＷＭインバータ回路におけるスイッチン
グ素子の導通期間を制御する駆動回路とを含むことを特
徴とする。 【００１３】上記の構成によれば、該電力増幅器の入出
力信号間の振幅誤差と位相誤差とを、それぞれ振幅誤差
増幅回路および位相誤差抽出回路で抽出し、前記振幅誤
差と位相誤差とに対応する振幅制御信号および位相制御
信号を作成して、それらの加算値に対応したデューティ
でＰＷＭインバータ回路のスイッチング素子を制御す
る。 【００１４】すなわち、前記振幅制御信号に関しては、
入力信号および出力信号をそれぞれ直流変換回路で整流
・平滑化して得られた緩やかに変化する振幅の平均値の
誤差を、基準電圧源によって発生される基本デューティ
に対応している基準直流電圧に加算し、得られた信号で
入力信号を補正して該振幅制御信号を作成している。ま
た、位相制御信号に関しては、まず入力信号の位相を移
相器において９０（°）シフトした出力と、出力信号と
を相互に乗算し、こうして得られた信号の低域成分は、
入出力信号間の位相差に対応した成分であり、この成分
に基づいて該位相制御信号が作成されている。 【００１５】したがって、前記振幅誤差および位相誤差
を高精度に補正した、入力信号に忠実な出力信号を増幅
して得ることができる。 【００１６】 【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１および図２に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。 【００１７】図１は、本発明の実施の一形態の電力増幅
器２１の電気的構成を示すブロック図である。この電力
増幅器２１は、後述するようにして、光電圧変成器から
入力端子２２に入力された入力信号ＶＩを高効率で増幅
して、保護継電器などの負荷２３を駆動するために用い
られる。したがって、電力増幅段には、プッシュプルア
ンプなどの半導体増幅素子の線形領域を利用するアンプ
よりも高効率なスイッチングアンプであるＰＷＭインバ
ータ回路２４が用いられている。 【００１８】前記ＰＷＭインバータ回路２４は、直流電
源２５の両端子間に、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２
から成る直列回路と、スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４
から成る直列回路とが相互に並列に接続されて構成され
ており、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４にはまた、
スイッチングによって発生する逆起電力を吸収するため
のダイオードＤ１〜Ｄ４がそれぞれ関連して設けられて
いる。対を成すスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４と、ス
イッチング素子ＴＲ３，ＴＲ２とは、いずれか一方の対
が導通駆動されているときには、いずれか他方の対が遮
断駆動され、各対が負荷２３に対応したパルス幅で交互
に導通駆動されることによって、スイッチング素子ＴＲ
１，ＴＲ２の接続点Ｐ１およびスイッチング素子ＴＲ
３，ＴＲ４の接続点Ｐ２から、交流の矩形波パルスが出
力される。 【００１９】前記矩形波パルスは、複数段のＬＣ回路か
ら成るフィルタ２６によって正弦波に復調された後、変
圧器２７を介して、前記負荷２３へ供給される。 【００２０】前記変圧器２７からの出力電圧振幅は、変
圧器２８を介して、帰還信号ＶＯとして取出される。前
記入力信号ＶＩおよび帰還信号ＶＯは、それぞれバンド
パスフィルタ（略称ＢＰＦ）３１，３２に入力され、増
幅すべき対象周波数であり、電力系統の系統周波数であ
る５０（Ｈｚ）または６０（Ｈｚ）の成分が抽出され、
さらに直流変換回路３３，３４に入力され、整流・平滑
化される。こうして直流変換回路３３から出力される入
力信号ＶＩにおける系統周波数成分の直流分から、前記
直流変換回路３４から出力される帰還信号ＶＯにおける
系統周波数成分の直流分が、加算器３５において減算さ
れ、誤差増幅回路３６へ入力される。誤差増幅回路３６
は、前記加算器３５からの入力電圧を所定のゲイン、た
とえば１０倍で増幅した後、加算器３７へ出力する。加
算器３７にはまた、基準電圧源３８で発生された基本デ
ューティに対応した基準直流電圧が与えられている。加
算器３７は、前記基準直流電圧に前記誤差増幅回路３６
からの出力電圧を加算した後、乗算器３９へ出力する。
乗算器３９は、前記入力信号ＶＩに前記加算器３７から
の出力を乗算して、振幅補正信号を作成し、加算器４０
へ出力する。 【００２１】一方、前記バンドパスフィルタ３１を介す
る入力信号ＶＩの系統周波数成分は、移相器４１におい
て、位相が９０（°）だけシフトされた後、乗算器４２
に入力されており、この乗算器４２にはまた、前記バン
ドパスフィルタ３２を介する帰還信号ＶＯの系統周波数
成分が入力されている。乗算器４２は、移相器４１から
の出力とバンドパスフィルタ３２からの出力とを相互に
乗算する。乗算器４２からの出力は、ローパスフィルタ
（略称ＬＰＦ）４３において、その低域成分が抽出され
た後、乗算器４４に入力される。乗算器４４は、移相器
４１からの出力と、ローパスフィルタ４３からの出力と
を相互に乗算して、位相補正信号を作成し、前記加算器
４０へ出力する。 【００２２】加算器４０からの出力は、比較器４５の一
方の入力に与えられており、またこの比較器４５の他方
の入力には、三角波発生回路４６で発生された三角波が
与えられている。比較器４５は、前記三角波の振幅レベ
ルが前記加算器４０の出力レベル以内であるときには、
ハイレベルとなる制御信号を駆動回路４７へ出力する。 【００２３】駆動回路４７は、前記入力信号ＶＩよりも
充分高い周波数、たとえば入力信号周波数を商用周波数
である５０（Ｈｚ）または６０（Ｈｚ）とするとき、数
百（ｋＨｚ）の高周波で、かつ前記制御信号に対応した
パルス幅で、前記各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を
選択的に導通／遮断駆動する。 【００２４】上述のように構成された電力増幅器２１に
おいて、まず振幅誤差の補正に関して、以下に説明す
る。たとえば入力信号ＶＩの振幅が１（ｐｕ）であると
きに、出力信号から得られた帰還信号ＶＯの振幅が０．
９９９（ｐｕ）とすると、加算器３５での減算結果は、
０．００１（ｐｕ）となり、誤差増幅回路３６からの出
力は、０．０１（ｐｕ）となる。したがって、基準電圧
源３８からの基準直流電圧を１（ｐｕ）とすると、加算
器３７からの出力は１．０１（ｐｕ）となり、前記振幅
制御信号が１．０１（ｐｕ）となって、この振幅制御信
号に対応したデューティで各スイッチング素子ＴＲ１〜
ＴＲ４が駆動される。 【００２５】これによって、負荷２３側の電圧は、 １．０１（ｐｕ）×０．９９９＝１．００８９９（ｐｕ） …（１） となる。 【００２６】したがって、次の振幅制御信号は負とな
り、このようにして入出力信号間の比誤差がほぼ０とな
ると、平衡となる。なお、誤差増幅回路３６のゲイン
は、前述のような振幅の誤差要因の変動速度に対応して
設定すればよい。 【００２７】次に、位相誤差の補正に関して、以下に説
明する。入力信号ＶＩをＡｓｉｎωｔ、たとえばＡ＝
４．５（Ｖ）、ω＝２π５０（ｒａｄ／ｓｅｃ）とする
と、移相器４１でのシフト量が−９０（°）であるとす
ると、その出力は、−Ａｃｏｓωｔとなる。 【００２８】一方、帰還信号ＶＯの最大振幅をＢとし、
前記入力信号ＶＩとの位相差をθとすると、ＶＯ＝Ｂｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ）であり、これらを乗算器４２で乗算す
ると、 −Ａｃｏｓωｔ×Ｂｓｉｎ（ωｔ＋θ） ＝−（１／２）ＡＢ｛ｓｉｎ（２ωｔ＋θ）＋ｓｉｎθ｝ …（２） となり、ローパスフィルタ４３を通過させると、−（１
／２）ＡＢｓｉｎθが得られる。 【００２９】したがって、このローパスフィルタ４３の
出力を反転して、乗算器４４において、移相器４１から
の出力と乗算すると、 −Ａｃｏｓωｔ×（１／２）ＡＢｓｉｎθ＝−Ｋｃｏｓωｔ …（３） となる。ただし、 Ｋ＝（１／２）Ａ2 Ｂｓｉｎθ …（４） である。 【００３０】ここで、乗算器３９での乗算係数を１とし
て、加算器４０において入力信号ＶＩと加算すると、 【００３１】 【数１】 【００３２】となる。ただし、 α＝−ｔａｎ-1（Ｋ／Ａ）＝−ｔａｎ-1｛（１／２）ＡＢｓｉｎθ｝…（６） である。 【００３３】したがって、式６から、位相差θが正であ
るときには、補正値αは負となり、位相差θが負である
ときには、補正値αが正となって、入出力信号間の位相
差は一定値で平衡する。前記一定値は、前記フィルタ３
１，３２，４３および乗算器４２，４４などのゲインを
調整して、前記最大振幅Ａ，Ｂを調整することによっ
て、実現することができる。 【００３４】このようにして、本発明に従う電力増幅器
２１では、入出力信号間の振幅誤差だけでなく、位相誤
差も補正するので、スイッチングアンプであるＰＷＭイ
ンバータ回路２４を用いても、入力信号ＶＩを、所望と
するゲインで高精度に増幅することができる。これによ
って、たとえばＪＥＣの１級以上、すなわち比誤差が±
１．０％以内および位相誤差は±４０分以内の規格を満
足することができる。 【００３５】図２は、上述のように構成される電力増幅
器２１の一使用例である保護継電系統を説明するための
図である。この使用例では、前記電力増幅器２１は、光
電圧変成器出力の増幅に用いられている。前記光電圧変
成器は、センサ部５１と、光電変換回路５２とを備えて
構成されている。 【００３６】前記センサ部５１は、ＧＩＳ（Gas Insula
ted Switchgears ）と称されるガス絶縁開閉装置に関し
て用いられる。前記ガス絶縁開閉装置は、導体５３およ
び図示しない開閉装置等を不活性ガスＳＦ6 などを充填
したタンク５４内に設けることによって、通常の空気絶
縁に比べて、省スペース化を図ることができるようにし
た装置である。 【００３７】前記タンク５４内には、前記導体５３と並
行に電極５５が設けられており、これらの導体５３と電
極５５とによって、参照符Ｃｃで示されるように、浮遊
のコンデンサが形成されることになる。したがって、こ
のコンデンサＣｃと接地電位との間に分圧コンデンサＣ
ｄを介在し、その分圧比と分圧コンデンサＣｄの端子電
圧とから、導体５３の電位を測定することができる。 【００３８】前記コンデンサＣｄの端子電圧は、コンデ
ンサＣｆ１および抵抗Ｒ１から成るハイパスフィルタを
介して、光電圧センサＳ１に印加されるとともに、同様
にコンデンサＣｆ２と抵抗Ｒ２とから成るハイパスフィ
ルタを介して、光電圧センサＳ２に印加される。光電圧
センサＳ１，Ｓ２は、ポッケルス素子を備えて構成され
ており、出力光は、印加される電圧にリニアに対応し
て、その光量が変化する。 【００３９】これらの光電圧センサＳ１，Ｓ２には、そ
れぞれ光電変換回路５２から、光ケーブル５６を介して
予め定める一定光量の光が入射されており、ポッケルス
効果による光量変化が、前記光ケーブル５６を介して光
電変換回路５２によって検知される。光電変換回路５２
からの微少な出力電圧、たとえば実効値で４．５（Ｖ）
程度の出力電圧が前記電力増幅器２１に入力され、たと
えば最大値で１１０√３（Ｖ）程度の出力電圧に増幅さ
れる。この電力増幅器２１からの出力電圧は、たとえば
遮断器のトリップ指令を出力する不足電圧リレーへの入
力信号などとして使用される。 【００４０】このような光電圧変成器出力の増幅には、
高い精度が要求され、本発明に従う電力増幅器２１で
は、前述のように、そのような高い精度を確保すること
ができるとともに、高効率化を図ることができ、制御盤
内における放熱の構成などを削減することができる。 【００４１】本発明は、上述のような光変成器出力に限
らず、高精度で、かつ高効率な増幅動作が要求されるオ
ーディオアンプ等の他の用途にも好適に実施することが
できる。 【００４２】 【発明の効果】本発明に係る電力増幅器は、以上のよう
に、電圧形ＰＷＭインバータ回路を用いる電力増幅器に
おいて、該電力増幅器への入出力信号間の振幅誤差と位
相誤差とをそれぞれ振幅誤差増幅回路および位相誤差抽
出回路で抽出し、それに対応する振幅制御信号および位
相制御信号を作成して、それらの加算値に対応したデュ
ーティで前記ＰＷＭインバータ回路のスイッチング素子
を制御する。 【００４３】それゆえ、前記振幅誤差および位相誤差を
高精度に補正した、入力信号に忠実な出力信号を増幅し
て得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の電力増幅器の電気的構
成を示すブロック図である。 【図２】図１で示す電力増幅器の一使用例である保護継
電系統を説明するための図である。 【図３】典型的な従来技術の電力増幅器の電気的構成を
示すブロック図である。 【符号の説明】 ２１ 電力増幅器 ２２ 入力端子 ２３ 負荷 ２４ ＰＷＭインバータ回路 ２５ 直流電源 ２６ フィルタ ２７ 変圧器 ２８ 変圧器 ３３ 直流変換回路 ３４ 直流変換回路 ３５ 加算器（振幅誤差増幅回路） ３６ 誤差増幅回路（振幅誤差増幅回路） ３７ 加算器（振幅制御信号作成手段） ３８ 基準電圧源 ３９ 乗算器（振幅制御信号作成手段） ４０ 加算器 ４１ 移相器 ４２ 乗算器（位相誤差抽出回路） ４３ ローパスフィルタ（位相誤差抽出回路） ４４ 乗算器（位相制御信号作成手段） ４５ 比較器 ４６ 三角波発生回路 ４７ 駆動回路
成を示すブロック図である。 【図２】図１で示す電力増幅器の一使用例である保護継
電系統を説明するための図である。 【図３】典型的な従来技術の電力増幅器の電気的構成を
示すブロック図である。 【符号の説明】 ２１ 電力増幅器 ２２ 入力端子 ２３ 負荷 ２４ ＰＷＭインバータ回路 ２５ 直流電源 ２６ フィルタ ２７ 変圧器 ２８ 変圧器 ３３ 直流変換回路 ３４ 直流変換回路 ３５ 加算器（振幅誤差増幅回路） ３６ 誤差増幅回路（振幅誤差増幅回路） ３７ 加算器（振幅制御信号作成手段） ３８ 基準電圧源 ３９ 乗算器（振幅制御信号作成手段） ４０ 加算器 ４１ 移相器 ４２ 乗算器（位相誤差抽出回路） ４３ ローパスフィルタ（位相誤差抽出回路） ４４ 乗算器（位相制御信号作成手段） ４５ 比較器 ４６ 三角波発生回路 ４７ 駆動回路
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(56)参考文献 特開 平２−76307（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−182904（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−177607（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−260979（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−237042（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−272903（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−206750（ＪＰ，Ａ)
実開 昭61−176812（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/217
H02M 7/48
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】電圧形ＰＷＭインバータ回路を用いる電力
増幅器において、 増幅すべき入力信号と前記ＰＷＭインバータ回路からの
出力信号とをそれぞれ整流・平滑化する直流変換回路
と、 前記各直流変換回路からの出力の誤差を求め、増幅して
出力する振幅誤差増幅回路と、 予め定める基準直流電圧を発生する基準電圧源と、 前記基準直流電圧と誤差増幅回路からの出力電圧との加
算値を前記入力信号に乗算して振幅制御信号を作成する
振幅制御信号作成手段と、 前記入力信号を９０（°）シフトする移相器と、 前記移相器からの出力と前記出力信号とを相互に乗算
し、その低域成分を抽出する位相誤差抽出回路と、 前記移相器からの出力に前記位相誤差抽出回路からの出
力を乗算して位相制御信号を作成する位相制御信号作成
手段と、 前記振幅制御信号および位相制御信号の加算値に応答
し、前記ＰＷＭインバータ回路におけるスイッチング素
子の導通期間を制御する駆動回路とを含むことを特徴と
する電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26461096A JP3412417B2 (ja) | 1996-10-04 | 1996-10-04 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26461096A JP3412417B2 (ja) | 1996-10-04 | 1996-10-04 | 電力増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10112615A JPH10112615A (ja) | 1998-04-28 |
| JP3412417B2 true JP3412417B2 (ja) | 2003-06-03 |
Family
ID=17405725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26461096A Expired - Fee Related JP3412417B2 (ja) | 1996-10-04 | 1996-10-04 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3412417B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009253642A (ja) * | 2008-04-04 | 2009-10-29 | Kenwood Corp | Ｄクラスアンプ、ｄクラスアンプのスイッチング駆動方法 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5953220A (en) * | 1998-12-21 | 1999-09-14 | Sundstrand Corporation | System and method for zero phase error tracking of reference in PWM inverters |
| JP4746864B2 (ja) * | 2004-11-15 | 2011-08-10 | 株式会社電設 | Ｍｏｓｆｅｔのゲート駆動装置及びそれを用いたインバータ |
| JP5101423B2 (ja) * | 2008-07-25 | 2012-12-19 | ヤマハモーターエレクトロニクス株式会社 | 無人誘導車の追突防止装置に用いられる電波信号発生装置 |
-
1996
- 1996-10-04 JP JP26461096A patent/JP3412417B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009253642A (ja) * | 2008-04-04 | 2009-10-29 | Kenwood Corp | Ｄクラスアンプ、ｄクラスアンプのスイッチング駆動方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10112615A (ja) | 1998-04-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |