JP3399687B2 - Pll方式発振回路 - Google Patents
Pll方式発振回路Info
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Description
関し、特に、環境条件の厳しい屋外に設置され、周囲温
度が変化した場合でも引き込み時間、位相雑音特性、周
波数安定性等に悪影響が出ないようにしたPLL方式発
振回路に関する。
ナ付近に設置される屋外装置と屋内装置とに分けること
が行われている。屋外装置は、−10°Cから40°C
の温度範囲において正常に作動することが求められてい
る。屋外装置は、高出力RF増幅器や周波数変換器によ
り構成され、周波数変換器には、PLL回路で構成され
た局部発振器が含まれている。PLL回路の電圧制御発
振器(Voltage Controlled Oscillator,以下「VCO」
と呼ぶ)は、周囲温度が変化すると、その変調感度が変
動することがあり、その結果、発振器の引き込み時間、
位相雑音特性、周波数安定性等に悪影響を与えるという
恐れがある。
して説明する。図9(A)は従来のPLL方式発振回路
の構成を示すブロック図である。図中、VCO101の
発振信号を、分周比1/Nの分周器102により周波数
分周して位相比較器103に戻す。位相比較器103に
は、水晶発振器から成る基準周波数信号発生器104か
ら基準周波数信号が入力されており、位相比較器103
は、分周器102からの出力信号と基準周波数信号とを
位相比較し、その差分をループフィルタ105へ出力す
る。ループフィルタ105はその差分を直流電圧に変換
してVCO101へ送る。VCO101は、送られた直
流電圧に応じた周波数の信号の発振を行う。
方式発振回路を模式化したものである。G(s) はループ
フィルタ105およびVCO101による開ループ利得
であり、H(s) は分周器102による帰還率である。こ
のフィードバックループの閉ループ利得Gf(s)は次式
(1)のように表せる。
rad)、ループフィルタ105の伝達関数をF(S) 、
VCO101の変調感度をKv (単位rad/V)とす
ると、開ループ利得G(s) および帰還率H(s) は次のよ
うに表される。
示すような完全積分2次型フィルタを使用すると、伝達
関数F(S) は次のようになる。
代入すると、次のようになる。
る。
に関連するファクタであり、また、ζはダンピング定数
と呼ばれ、発振周波数の安定性に関連するファクタであ
る。引き込み時間は、発振器が所定の発振周波数を出力
するまでに要する時間である。
には、図10(A)に示すような周波数特性のループ帯
域内雑音と図10(B)に示すような周波数特性のVC
O雑音とがある。そして、PLL回路から出力される位
相雑音は、図10(C)に示すように、オフセット周波
数fc よりも小さい周波数帯域ではループ帯域内雑音が
出力され、オフセット周波数fc よりも大きい周波数帯
域ではVCO雑音が出力される。このオフセット周波数
fc は次のように表される。
知ることができる。これは、ループ利得G(s) H(s) が
0dBのときに位相状態が−π以内であり、位相状態が
−πのときにループ利得G(s) H(s) が0dB以下であ
ることが要求される。
0.6〜0.7にし、オフセット周波数fc をループ帯
域内雑音とVCO雑音との交点に設定することが、安定
性、引き込み時間、位相雑音特性等のバランスから見て
最も良い。
1は、周囲温度が変化した場合に、その変調感度Kv が
図11に示すように変動することがある。すなわち、周
囲温度が上昇するにつれて変調感度Kv が上昇するタイ
プL1と下降するタイプL2とがある。
(6),(7)から分かるように、固有周波数ωn およ
びダンピング定数ζも変動してしまう。例えば、変調感
度Kvが上昇した場合には、固有周波数ωn およびダン
ピング定数ζが共に上昇するので、引き込み時間が短く
なり、また安定性が増す。しかし、オフセット周波数f
c が大きくなることから、位相雑音特性が図12(A)
に示すように、破線L3から実線L4に変わってしま
い、位相雑音が増加する。
は、固有周波数ωn およびダンピング定数ζが共に低下
するため、引き込み時間が長くなり、また安定性が低下
する。それに加えて、位相雑音特性に図12(B)に示
すように、オーバシュート(実線L5)が生じて位相雑
音が増加する。さらに変調感度Kv が低下した場合に
は、PLL回路が収束せずに発振を起こしてしまう。通
常は、ダンピング定数ζを大きめに設定してこうした現
象を防止している。
CO101の変調感度Kv が変動した場合、固有周波数
ωn およびダンピング定数ζも変動し、その結果、位相
雑音が増加したり、また、引き込み時間が長くなった
り、安定性が低下したりすることが発生する。
のであり、周囲温度の変化に伴い、VCOの変調感度K
v が変動しても、固有周波数ωn およびダンピング定数
ζが変動することを防止して、位相雑音が増加したり、
引き込み時間が長くなったり、安定性が低下したりする
という悪影響が発生しないようにしたPLL方式発振回
路を提供することを目的とする。
成するために、図1に示すように、周囲温度に応じて変
化する電圧値を出力する電圧出力手段1と、電圧出力手
段1の出力する電圧値に基づき、周囲温度変化に起因す
る電圧制御発振器2の変調感度の変動を温度補償する温
度補償手段3と、を有することを特徴とするPLL方式
発振回路を提供する。
感度値と電圧制御発振器2の変調感度値との積が周囲温
度の値に拘らず常時一定になるように、位相比較器4の
出力に対して電圧値調整を行う。
タ5と電圧制御発振器2との間に接続され、ループフィ
ルタ5からの出力電圧値に対して電圧値調整を行う。
器は、基準周波数信号発振器6、位相比較器4、ループ
フィルタ5、電圧制御発振器2、分周器7から構成され
る。そうしたPLL発振器に対して、電圧出力手段1と
温度補償手段3とを付加する。
囲温度に応じた電圧値を発生して温度補償手段3へ送
る。温度補償手段3は、送られた電圧値に基づき電圧制
御発振器2の変調感度の変動を補償する。
器4の感度値と電圧制御発振器2の変調感度値との積が
周囲温度の値に拘らず常時一定になるように、位相比較
器4の出力に対して電圧値調整を行う。
タ5と電圧制御発振器2との間に接続され、ループフィ
ルタ5からの出力電圧値に対して電圧値調整を行う。か
くして、電圧制御発振器2の変調感度の変動に対して温
度補償が行われ、これによって、固有周波数ωn および
ダンピング定数ζの変動が防止される。したがって、位
相雑音が増加したり、引き込み時間が長くなったり、安
定性が低下したりするという悪影響の発生が防止され
る。
する。まず、本発明の原理を図1に示す構成を参照して
説明する。
からの基準周波数信号と分周器7からの信号との位相差
を検出してループフィルタ5へ出力し、ループフィルタ
5がこの位相差を直流電圧値に変換するが、その位相差
と直流電圧値との関係は、例えば図2のようになる。す
なわち、図2のグラフの横軸は位相差、縦軸は電圧値を
表し、ループフィルタ5の出力電圧のうちの最大値であ
るHレベルが5V、最小値であるLレベルが1Vである
とすると、位相比較器4の感度Kp は次のように算出さ
れる。
変動することがない値である。
v は、例えば、入力電圧1Vに対して10MHzの発振
周波数の出力変化をするとすると、
のように周囲温度の変化に伴って変動する値である。
v が周囲温度で変動した場合でも、固有周波数ωn およ
びダンピング定数ζが変動しなければ、位相雑音が増加
したり、引き込み時間が長くなったり、安定性が低下し
たりするという悪影響の発生が防止される筈である。そ
こで、電圧制御発振器2の変調感度Kv が周囲温度で変
動した場合でも、固有周波数ωn およびダンピング定数
ζの変動を抑える方法を考えると、上記式(6),
(7)から、電圧制御発振器2の変調感度Kv と位相比
較器4の感度Kp との積Kv Kp を一定値に保てばよい
ことが分かる。すなわち、位相比較器4の感度Kp を、
電圧制御発振器2の変調感度Kv の変動に合わせて、見
かけ上、変化させれば、積Kv Kp が一定値に保持で
き、その結果、電圧制御発振器2の変調感度Kv が周囲
温度で変動した場合でも、固有周波数ω n およびダンピ
ング定数ζは一定値に保持される。
させるには、図3(A)に示すように、位相比較器4の
出力のHレベルを固定してLレベルを変化させて傾き
(感度Kp に相当する)を変えるか、図3(B)に示す
ように、Lレベルを固定してHレベルを変化させて傾き
を変えるか、図3(C)に示すように、H,L両レベル
を変化させて傾きを変えるかの3つの方法がある。
施例の詳細な説明を行う。図4は第1の実施例の構成を
示す回路図である。第1の実施例は、図3(A)に示す
ような、Hレベルを固定してLレベルを変化させて傾き
を変える方法を採用したものである。第1の実施例の構
成は、図1に示す構成と基本的には同じであるので、同
じ部分には同じ符号を付して説明を省略する。
列接続された抵抗R1 と、サーミスタ11と、抵抗R2
とから構成され、これらの直列回路に15Vの電源電圧
が印加される。温度補償手段3は主に、オペアンプから
なる電圧制御器12と振幅制限用電圧増幅器13とから
構成される。電圧制御器12は非反転増幅器であり、2
倍の利得を有するものである。振幅制限用電圧増幅器1
3は反転増幅器である。当然、ループフィルタ5により
積分された位相比較器4の出力は反転しているとする。
ここでは、位相比較器4の出力のLレベルを5V、Hレ
ベルを15Vとする。したがって、位相比較器4の感度
Kp は、0.955V/radとなる。また、電圧制御
発振器(以下「VCO」と呼ぶ)2の変調感度KV は、
−10°Cの時に3.14×107 rad/V(=5M
Hz/V)であり、60°Cの時に6.28×107 r
ad/V(=10MHz/V)であるとする。
図4から取り出して図示したものである。この振幅制限
用電圧増幅器13の入力電圧をVin、出力電圧を
Vout 、オフセット電圧をVoff とすると、出力電圧V
out は次のようになる。
器13は、オフセット電圧Voff を周囲温度に応じて変
えることにより、入力電圧Vinを出力電圧Vout に変換
することができる。
前述のように、VCO2の変調感度Kv と位相比較器4
の感度Kp との積Kv Kp を一定値に保持する必要があ
る。位相比較器4の感度Kp は、0.955V/rad
であり、−10°Cの時のVCO2の変調感度Kv は
3.14×107 rad/Vであるので、積Kv Kp は
3.0×107 となる。つぎに、60°Cの時のVCO
2の変調感度Kv が6.28×107 rad/Vに変化
しても、積Kv Kp がこの3.0×107 を維持するた
めには、位相比較器4の感度Kp が見かけ上、0.47
8V/rad(=3.0×107 /6.28×107 )
になる必要がある。
0.478V/radと等価になるようにするには、位
相比較器4のLレベルを上昇させればよい。その上昇さ
れたLレベルの電圧値をxL とすると、次の式が成り立
つ。
3はその出力電圧Vout を、位相比較器4のLレベルの
入力に対して、−10°Cの時には5Vに、60°Cの
時には9Vになるようにすればよい。そのためには、オ
フセット電圧Voff を、上記式(14)に基づき算出し
た値に設定すればよい。すなわち、−10°Cの時に
は、入力電圧Vinを15V、出力電圧Vout を5Vとす
ると、上記式(14)からVoff =10Vが得られ、6
0°Cの時には、入力電圧Vinを15V、出力電圧V
out を9Vとすると、上記式(14)からVoff =12
Vが得られる。
反転(−)端子に、−10°Cの時には10Vを、60
°Cの時には12Vを印加できればよいことになる。電
圧制御器12は利得2倍の非反転増幅器であるので、電
圧制御器12に入力する電圧は、−10°Cの時には5
V、60°Cの時には6Vであればよい。そのために、
サーミスタ11等からなるバイアス回路において、サー
ミスタ11の特性を、−10°Cの時に10KΩであ
り、温度変化を−71.4Ω/°Cとし、抵抗R1 ,R
2 の各抵抗値を10KΩとすれば、−10°Cの時に5
Vを電圧制御器12に出力し、60°Cの時には6Vを
電圧制御器12に出力することが実現する。
2の変調感度Kv が変動しても、この変調感度Kv と位
相比較器4の感度Kp との積Kv Kp が一定値に保持さ
れ、その結果、固有周波数ωn およびダンピング定数ζ
は変動せず、位相雑音が増加したり、引き込み時間が長
くなったり、安定性が低下したりするという悪影響の発
生が防止される。
の変調感度Kv が周囲温度の上昇に伴い上昇するタイプ
(図11のL1に相当)を例にとり説明したが、VCO
の変調感度Kv が周囲温度の上昇に伴い低下するタイプ
(図11のL2に相当)の場合には、電圧出力手段(バ
イアス回路)1の構成を図6(A)のようにすればよ
い。すなわち、サーミスタ11と抵抗R1との間から取
り出した電圧を電圧制御器12に出力する。これによ
り、周囲温度が上昇するとサーミスタ11の抵抗値が減
少し、電圧制御器12に出力する電圧値は低下する。こ
の結果、見かけ上の位相比較器の感度Kp は上昇する。
つまり、周囲温度の上昇に伴いVCOの変調感度Kv が
低下するが、見かけ上の位相比較器の感度Kp が上昇
し、VCOの変調感度Kv と位相比較器の感度Kp との
積Kv Kp が一定値に保持され得る。
力手段(バイアス回路)1の構成を対比的に示したもの
である。つぎに、第2の実施例を説明する。
ある。第2の実施例は、図3(B)に示すような、Lレ
ベルを固定してHレベルを変化させて傾きを変える方法
を採用したものである。第2の実施例の構成は、図4に
示した第1の実施例の構成と基本的には同じであるの
で、同じ部分には同じ符号を付して説明を省略する。
21の反転(−)端子を接地し、振幅制限用電圧増幅器
21の電源電圧として電圧制御器12の出力を供給する
ようにする。また、バイアス回路では、抵抗R1 とサー
ミスタ11との接続点からの出力電圧を電圧制御器12
に供給する。
は電源電圧に依存するため、振幅制限用電圧増幅器21
の電源電圧を電圧制御器12の出力電圧により変化させ
ることにより、位相比較器4のHレベルを変化させるこ
とができ、図3(B)に示すように、Lレベルを固定し
てHレベルを変化させて傾き(位相比較器4の感度
K p )を見かけ上、変えることができる。すなわち、第
2の実施例では、周囲温度の上昇に伴い、VCO2の変
調感度Kv が上昇するが、その際に、振幅制限用電圧増
幅器21の電源電圧が低下し、これによって位相比較器
の感度Kp が見かけ上低下し、積Kv Kp が一定値に保
持され得るものである。
合わせれば、図3(C)に示すように、位相比較器4の
H,L両レベルを変化させて傾き(位相比較器4の感度
Kp)を見かけ上、変えることができる。
3の実施例の構成を示す回路図である。第3の実施例
は、図3(B)に示すような、Lレベルを固定してHレ
ベルを変化させて傾きを変える方法を採用したものであ
る。第3の実施例の構成は、図7に示した第2の実施例
の構成と基本的には同じであるので、同じ部分には同じ
符号を付して説明を省略する。
限用電圧増幅器21が無く、電圧制御器12の出力を位
相比較器4の電源電圧として供給する。位相比較器4
は、ロジック駆動のものであり、動作電圧範囲の広いも
のを使用する。
電源電圧に依存するので、電源電圧を周囲温度に応じて
変えることにより、図3(B)に示すような、Lレベル
を固定してHレベルを変化させて傾きを変えることが可
能となる。
合わせれば、図3(C)に示すように、位相比較器4の
H,L両レベルを変化させて傾き(位相比較器4の感度
Kp)を見かけ上、変えることができる。
力手段が、周囲温度を検出し、周囲温度に応じた電圧値
を発生して温度補償手段へ送り、温度補償手段が、送ら
れた電圧値に基づき電圧制御発振器の変調感度の変動を
補償する。具体的には、温度補償手段は、位相比較器の
感度値と電圧制御発振器の変調感度値との積が周囲温度
の値に拘らず常時一定になるように、位相比較器の出力
に対して電圧値調整を行う。かくして、固有周波数ωn
およびダンピング定数ζの変動が防止される。したがっ
て、位相雑音が増加したり、引き込み時間が長くなった
り、安定性が低下したりするという悪影響の発生が防止
される。
変動を示す図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 基準周波数発振器と位相比較器とループ
フィルタと電圧制御発振器と帰還用の分周器とから成る
PLL方式発振回路において、 周囲温度に応じて変化する電圧値を出力する電圧出力手
段と、 前記電圧出力手段の出力する電圧値に基づき、周囲温度
変化に起因する前記電圧制御発振器の変調感度の変動を
温度補償する温度補償手段と、を備え、 前記温度補償手段は、前記位相比較器の最低出力レベル
を前記電圧出力手段の出力する電圧値に基づき変化させ
る ことを特徴とするPLL方式発振回路。 - 【請求項2】 基準周波数発振器と位相比較器とループ
フィルタと電圧制御発振器と帰還用の分周器とから成る
PLL方式発振回路において、 周囲温度に応じて変化する電圧値を出力する電圧出力手
段と、 前記電圧出力手段の出力する電圧値に基づき、周囲温度
変化に起因する前記電圧制御発振器の変調感度の変動を
温度補償する温度補償手段と、を備え、 前記温度補償手段は、前記位相比較器の最高出力レベル
を前記電圧出力手段の出力する電圧値に基づき変化させ
ることを特徴とするPLL方式発振回路。 - 【請求項3】 前記温度補償手段は、前記位相比較器の
感度値と前記電圧制御発振器の変調感度値との積が周囲
温度の値に拘らず常時一定になるように、前記位相比較
器の出力に対して電圧値調整を行うことを特徴とする請
求項1又は2記載のPLL方式発振回路。 - 【請求項4】 前記温度補償手段は、前記ループフィル
タと前記電圧制御発振器との間に接続され、前記ループ
フィルタからの出力電圧値に対して電圧値調整を行うこ
とを特徴とする請求項1又は2記載のPLL方式発振回
路。 - 【請求項5】 前記電圧出力手段は、サーミスタを含
み、周囲温度に応じた電圧を出力するバイアス回路から
構成され、 前記温度補償手段は、前記バイアス回路からの電圧に基
づきオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路
と、前記オフセット電圧生成回路からのオフセット電圧
に応じて作動する振幅制限用電圧増幅器とから構成され
ることを特徴とする請求項1又は2記載のPLL方式発
振回路。
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JP06039195A JP3399687B2 (ja) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Pll方式発振回路 |
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JPH08265146A JPH08265146A (ja) | 1996-10-11 |
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-
1995
- 1995-03-20 JP JP06039195A patent/JP3399687B2/ja not_active Expired - Fee Related
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