JPH08265146A - Ｐｌｌ方式発振回路 - Google Patents
Ｐｌｌ方式発振回路Info
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- JPH08265146A JPH08265146A JP7060391A JP6039195A JPH08265146A JP H08265146 A JPH08265146 A JP H08265146A JP 7060391 A JP7060391 A JP 7060391A JP 6039195 A JP6039195 A JP 6039195A JP H08265146 A JPH08265146 A JP H08265146A
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- output
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 環境条件の厳しい屋外に設置されるＰＬＬ方
式発振回路に関し、周囲温度の変化に伴い、ＶＣＯの変
調感度が変動しても、固有周波数およびダンピング定数
の変動を防止して、位相雑音が増加したり、引き込み時
間が長くなったり、安定性が低下したりするという悪影
響が発生しないようにすることを目的とする。 【構成】 電圧出力手段１が、周囲温度を検出し、周囲
温度に応じた電圧値を発生して温度補償手段３へ送る。
温度補償手段３は、送られた電圧値に基づき電圧制御発
振器２の変調感度の変動を補償する。具体的には、温度
補償手段３は、位相比較器４の感度値と電圧制御発振器
２の変調感度値との積が周囲温度の値に拘らず常時一定
になるように、位相比較器４の出力に対して電圧値調整
を行う。これによって、固有周波数ωn およびダンピン
グ定数ζの変動が防止される。
式発振回路に関し、周囲温度の変化に伴い、ＶＣＯの変
調感度が変動しても、固有周波数およびダンピング定数
の変動を防止して、位相雑音が増加したり、引き込み時
間が長くなったり、安定性が低下したりするという悪影
響が発生しないようにすることを目的とする。 【構成】 電圧出力手段１が、周囲温度を検出し、周囲
温度に応じた電圧値を発生して温度補償手段３へ送る。
温度補償手段３は、送られた電圧値に基づき電圧制御発
振器２の変調感度の変動を補償する。具体的には、温度
補償手段３は、位相比較器４の感度値と電圧制御発振器
２の変調感度値との積が周囲温度の値に拘らず常時一定
になるように、位相比較器４の出力に対して電圧値調整
を行う。これによって、固有周波数ωn およびダンピン
グ定数ζの変動が防止される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＬＬ方式発振回路に
関し、特に、環境条件の厳しい屋外に設置され、周囲温
度が変化した場合でも引き込み時間、位相雑音特性、周
波数安定性等に悪影響が出ないようにしたＰＬＬ方式発
振回路に関する。
関し、特に、環境条件の厳しい屋外に設置され、周囲温
度が変化した場合でも引き込み時間、位相雑音特性、周
波数安定性等に悪影響が出ないようにしたＰＬＬ方式発
振回路に関する。
【０００２】例えば、衛星通信用の地球局では、アンテ
ナ付近に設置される屋外装置と屋内装置とに分けること
が行われている。屋外装置は、−１０°Ｃから４０°Ｃ
の温度範囲において正常に作動することが求められてい
る。屋外装置は、高出力ＲＦ増幅器や周波数変換器によ
り構成され、周波数変換器には、ＰＬＬ回路で構成され
た局部発振器が含まれている。ＰＬＬ回路の電圧制御発
振器（Voltage Controlled Oscillator,以下「ＶＣＯ」
と呼ぶ）は、周囲温度が変化すると、その変調感度が変
動することがあり、その結果、発振器の引き込み時間、
位相雑音特性、周波数安定性等に悪影響を与えるという
恐れがある。
ナ付近に設置される屋外装置と屋内装置とに分けること
が行われている。屋外装置は、−１０°Ｃから４０°Ｃ
の温度範囲において正常に作動することが求められてい
る。屋外装置は、高出力ＲＦ増幅器や周波数変換器によ
り構成され、周波数変換器には、ＰＬＬ回路で構成され
た局部発振器が含まれている。ＰＬＬ回路の電圧制御発
振器（Voltage Controlled Oscillator,以下「ＶＣＯ」
と呼ぶ）は、周囲温度が変化すると、その変調感度が変
動することがあり、その結果、発振器の引き込み時間、
位相雑音特性、周波数安定性等に悪影響を与えるという
恐れがある。
【０００３】
【従来の技術】従来のＰＬＬ方式発振回路を図９を参照
して説明する。図９（Ａ）は従来のＰＬＬ方式発振回路
の構成を示すブロック図である。図中、ＶＣＯ１０１の
発振信号を、分周比１／Ｎの分周器１０２により周波数
分周して位相比較器１０３に戻す。位相比較器１０３に
は、水晶発振器から成る基準周波数信号発生器１０４か
ら基準周波数信号が入力されており、位相比較器１０３
は、分周器１０２からの出力信号と基準周波数信号とを
位相比較し、その差分をループフィルタ１０５へ出力す
る。ループフィルタ１０５はその差分を直流電圧に変換
してＶＣＯ１０１へ送る。ＶＣＯ１０１は、送られた直
流電圧に応じた周波数の信号の発振を行う。
して説明する。図９（Ａ）は従来のＰＬＬ方式発振回路
の構成を示すブロック図である。図中、ＶＣＯ１０１の
発振信号を、分周比１／Ｎの分周器１０２により周波数
分周して位相比較器１０３に戻す。位相比較器１０３に
は、水晶発振器から成る基準周波数信号発生器１０４か
ら基準周波数信号が入力されており、位相比較器１０３
は、分周器１０２からの出力信号と基準周波数信号とを
位相比較し、その差分をループフィルタ１０５へ出力す
る。ループフィルタ１０５はその差分を直流電圧に変換
してＶＣＯ１０１へ送る。ＶＣＯ１０１は、送られた直
流電圧に応じた周波数の信号の発振を行う。
【０００４】図９（Ｂ）は、図９（Ａ）の従来のＰＬＬ
方式発振回路を模式化したものである。Ｇ(s) はループ
フィルタ１０５およびＶＣＯ１０１による開ループ利得
であり、Ｈ(s) は分周器１０２による帰還率である。こ
のフィードバックループの閉ループ利得Ｇf(s)は次式
（１）のように表せる。
方式発振回路を模式化したものである。Ｇ(s) はループ
フィルタ１０５およびＶＣＯ１０１による開ループ利得
であり、Ｈ(s) は分周器１０２による帰還率である。こ
のフィードバックループの閉ループ利得Ｇf(s)は次式
（１）のように表せる。
【０００５】
【数１】
【０００６】位相比較器１０３の感度をＫp （単位Ｖ／
ｒａｄ）、ループフィルタ１０５の伝達関数をＦ(S) 、
ＶＣＯ１０１の変調感度をＫv （単位ｒａｄ／Ｖ）とす
ると、開ループ利得Ｇ(s) および帰還率Ｈ(s) は次のよ
うに表される。
ｒａｄ）、ループフィルタ１０５の伝達関数をＦ(S) 、
ＶＣＯ１０１の変調感度をＫv （単位ｒａｄ／Ｖ）とす
ると、開ループ利得Ｇ(s) および帰還率Ｈ(s) は次のよ
うに表される。
【０００７】
【数２】
【０００８】
【数３】
【０００９】ループフィルタ１０５として図９（Ｃ）に
示すような完全積分２次型フィルタを使用すると、伝達
関数Ｆ(S) は次のようになる。
示すような完全積分２次型フィルタを使用すると、伝達
関数Ｆ(S) は次のようになる。
【００１０】
【数４】
【００１１】従って、式（２）〜式（４）を式（１）に
代入すると、次のようになる。
代入すると、次のようになる。
【００１２】
【数５】
【００１３】ここで、
【００１４】
【数６】
【００１５】
【数７】
【００１６】と置くと、式（５）は次のように表され
る。
る。
【００１７】
【数８】
【００１８】ωn は固有周波数と呼ばれ、引き込み時間
に関連するファクタであり、また、ζはダンピング定数
と呼ばれ、発振周波数の安定性に関連するファクタであ
る。引き込み時間は、発振器が所定の発振周波数を出力
するまでに要する時間である。
に関連するファクタであり、また、ζはダンピング定数
と呼ばれ、発振周波数の安定性に関連するファクタであ
る。引き込み時間は、発振器が所定の発振周波数を出力
するまでに要する時間である。
【００１９】ところで、ＰＬＬ回路に発生する位相雑音
には、図１０（Ａ）に示すような周波数特性のループ帯
域内雑音と図１０（Ｂ）に示すような周波数特性のＶＣ
Ｏ雑音とがある。そして、ＰＬＬ回路から出力される位
相雑音は、図１０（Ｃ）に示すように、オフセット周波
数ｆc よりも小さい周波数帯域ではループ帯域内雑音が
出力され、オフセット周波数ｆc よりも大きい周波数帯
域ではＶＣＯ雑音が出力される。このオフセット周波数
ｆc は次のように表される。
には、図１０（Ａ）に示すような周波数特性のループ帯
域内雑音と図１０（Ｂ）に示すような周波数特性のＶＣ
Ｏ雑音とがある。そして、ＰＬＬ回路から出力される位
相雑音は、図１０（Ｃ）に示すように、オフセット周波
数ｆc よりも小さい周波数帯域ではループ帯域内雑音が
出力され、オフセット周波数ｆc よりも大きい周波数帯
域ではＶＣＯ雑音が出力される。このオフセット周波数
ｆc は次のように表される。
【００２０】
【数９】
【００２１】但し、ｂを次のように置く。
【００２２】
【数１０】
【００２３】発振周波数の安定性は、ボード線図により
知ることができる。これは、ループ利得Ｇ(s) Ｈ(s) が
０ｄＢのときに位相状態が−π以内であり、位相状態が
−πのときにループ利得Ｇ(s) Ｈ(s) が０ｄＢ以下であ
ることが要求される。
知ることができる。これは、ループ利得Ｇ(s) Ｈ(s) が
０ｄＢのときに位相状態が−π以内であり、位相状態が
−πのときにループ利得Ｇ(s) Ｈ(s) が０ｄＢ以下であ
ることが要求される。
【００２４】ＰＬＬ回路において、ダンピング定数ζを
０．６〜０．７にし、オフセット周波数ｆc をループ帯
域内雑音とＶＣＯ雑音との交点に設定することが、安定
性、引き込み時間、位相雑音特性等のバランスから見て
最も良い。
０．６〜０．７にし、オフセット周波数ｆc をループ帯
域内雑音とＶＣＯ雑音との交点に設定することが、安定
性、引き込み時間、位相雑音特性等のバランスから見て
最も良い。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＶＣＯ１０
１は、周囲温度が変化した場合に、その変調感度Ｋv が
図１１に示すように変動することがある。すなわち、周
囲温度が上昇するにつれて変調感度Ｋv が上昇するタイ
プＬ１と下降するタイプＬ２とがある。
１は、周囲温度が変化した場合に、その変調感度Ｋv が
図１１に示すように変動することがある。すなわち、周
囲温度が上昇するにつれて変調感度Ｋv が上昇するタイ
プＬ１と下降するタイプＬ２とがある。
【００２６】変調感度Ｋv が変動した場合に、上記式
（６），（７）から分かるように、固有周波数ωn およ
びダンピング定数ζも変動してしまう。例えば、変調感
度Ｋvが上昇した場合には、固有周波数ωn およびダン
ピング定数ζが共に上昇するので、引き込み時間が短く
なり、また安定性が増す。しかし、オフセット周波数ｆ
c が大きくなることから、位相雑音特性が図１２（Ａ）
に示すように、破線Ｌ３から実線Ｌ４に変わってしま
い、位相雑音が増加する。
（６），（７）から分かるように、固有周波数ωn およ
びダンピング定数ζも変動してしまう。例えば、変調感
度Ｋvが上昇した場合には、固有周波数ωn およびダン
ピング定数ζが共に上昇するので、引き込み時間が短く
なり、また安定性が増す。しかし、オフセット周波数ｆ
c が大きくなることから、位相雑音特性が図１２（Ａ）
に示すように、破線Ｌ３から実線Ｌ４に変わってしま
い、位相雑音が増加する。
【００２７】反対に、変調感度Ｋv が低下した場合に
は、固有周波数ωn およびダンピング定数ζが共に低下
するため、引き込み時間が長くなり、また安定性が低下
する。それに加えて、位相雑音特性に図１２（Ｂ）に示
すように、オーバシュート（実線Ｌ５）が生じて位相雑
音が増加する。さらに変調感度Ｋv が低下した場合に
は、ＰＬＬ回路が収束せずに発振を起こしてしまう。通
常は、ダンピング定数ζを大きめに設定してこうした現
象を防止している。
は、固有周波数ωn およびダンピング定数ζが共に低下
するため、引き込み時間が長くなり、また安定性が低下
する。それに加えて、位相雑音特性に図１２（Ｂ）に示
すように、オーバシュート（実線Ｌ５）が生じて位相雑
音が増加する。さらに変調感度Ｋv が低下した場合に
は、ＰＬＬ回路が収束せずに発振を起こしてしまう。通
常は、ダンピング定数ζを大きめに設定してこうした現
象を防止している。
【００２８】以上のように、周囲温度の変化に伴い、Ｖ
ＣＯ１０１の変調感度Ｋv が変動した場合、固有周波数
ωn およびダンピング定数ζも変動し、その結果、位相
雑音が増加したり、また、引き込み時間が長くなった
り、安定性が低下したりすることが発生する。
ＣＯ１０１の変調感度Ｋv が変動した場合、固有周波数
ωn およびダンピング定数ζも変動し、その結果、位相
雑音が増加したり、また、引き込み時間が長くなった
り、安定性が低下したりすることが発生する。
【００２９】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、周囲温度の変化に伴い、ＶＣＯの変調感度Ｋ
v が変動しても、固有周波数ωn およびダンピング定数
ζが変動することを防止して、位相雑音が増加したり、
引き込み時間が長くなったり、安定性が低下したりする
という悪影響が発生しないようにしたＰＬＬ方式発振回
路を提供することを目的とする。
のであり、周囲温度の変化に伴い、ＶＣＯの変調感度Ｋ
v が変動しても、固有周波数ωn およびダンピング定数
ζが変動することを防止して、位相雑音が増加したり、
引き込み時間が長くなったり、安定性が低下したりする
という悪影響が発生しないようにしたＰＬＬ方式発振回
路を提供することを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するために、図１に示すように、周囲温度に応じて変
化する電圧値を出力する電圧出力手段１と、電圧出力手
段１の出力する電圧値に基づき、周囲温度変化に起因す
る電圧制御発振器２の変調感度の変動を温度補償する温
度補償手段３と、を有することを特徴とするＰＬＬ方式
発振回路を提供する。
成するために、図１に示すように、周囲温度に応じて変
化する電圧値を出力する電圧出力手段１と、電圧出力手
段１の出力する電圧値に基づき、周囲温度変化に起因す
る電圧制御発振器２の変調感度の変動を温度補償する温
度補償手段３と、を有することを特徴とするＰＬＬ方式
発振回路を提供する。
【００３１】また、温度補償手段３は、位相比較器４の
感度値と電圧制御発振器２の変調感度値との積が周囲温
度の値に拘らず常時一定になるように、位相比較器４の
出力に対して電圧値調整を行う。
感度値と電圧制御発振器２の変調感度値との積が周囲温
度の値に拘らず常時一定になるように、位相比較器４の
出力に対して電圧値調整を行う。
【００３２】さらに、温度補償手段３は、ループフィル
タ５と電圧制御発振器２との間に接続され、ループフィ
ルタ５からの出力電圧値に対して電圧値調整を行う。
タ５と電圧制御発振器２との間に接続され、ループフィ
ルタ５からの出力電圧値に対して電圧値調整を行う。
【００３３】
【作用】以上のような構成において、通常のＰＬＬ発振
器は、基準周波数信号発振器６、位相比較器４、ループ
フィルタ５、電圧制御発振器２、分周器７から構成され
る。そうしたＰＬＬ発振器に対して、電圧出力手段１と
温度補償手段３とを付加する。
器は、基準周波数信号発振器６、位相比較器４、ループ
フィルタ５、電圧制御発振器２、分周器７から構成され
る。そうしたＰＬＬ発振器に対して、電圧出力手段１と
温度補償手段３とを付加する。
【００３４】電圧出力手段１は、周囲温度を検出し、周
囲温度に応じた電圧値を発生して温度補償手段３へ送
る。温度補償手段３は、送られた電圧値に基づき電圧制
御発振器２の変調感度の変動を補償する。
囲温度に応じた電圧値を発生して温度補償手段３へ送
る。温度補償手段３は、送られた電圧値に基づき電圧制
御発振器２の変調感度の変動を補償する。
【００３５】具体的には、温度補償手段３は、位相比較
器４の感度値と電圧制御発振器２の変調感度値との積が
周囲温度の値に拘らず常時一定になるように、位相比較
器４の出力に対して電圧値調整を行う。
器４の感度値と電圧制御発振器２の変調感度値との積が
周囲温度の値に拘らず常時一定になるように、位相比較
器４の出力に対して電圧値調整を行う。
【００３６】例えば、温度補償手段３は、ループフィル
タ５と電圧制御発振器２との間に接続され、ループフィ
ルタ５からの出力電圧値に対して電圧値調整を行う。か
くして、電圧制御発振器２の変調感度の変動に対して温
度補償が行われ、これによって、固有周波数ωn および
ダンピング定数ζの変動が防止される。したがって、位
相雑音が増加したり、引き込み時間が長くなったり、安
定性が低下したりするという悪影響の発生が防止され
る。
タ５と電圧制御発振器２との間に接続され、ループフィ
ルタ５からの出力電圧値に対して電圧値調整を行う。か
くして、電圧制御発振器２の変調感度の変動に対して温
度補償が行われ、これによって、固有周波数ωn および
ダンピング定数ζの変動が防止される。したがって、位
相雑音が増加したり、引き込み時間が長くなったり、安
定性が低下したりするという悪影響の発生が防止され
る。
【００３７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。まず、本発明の原理を図１に示す構成を参照して
説明する。
する。まず、本発明の原理を図１に示す構成を参照して
説明する。
【００３８】位相比較器４は、基準周波数信号発振器６
からの基準周波数信号と分周器７からの信号との位相差
を検出してループフィルタ５へ出力し、ループフィルタ
５がこの位相差を直流電圧値に変換するが、その位相差
と直流電圧値との関係は、例えば図２のようになる。す
なわち、図２のグラフの横軸は位相差、縦軸は電圧値を
表し、ループフィルタ５の出力電圧のうちの最大値であ
るＨレベルが５Ｖ、最小値であるＬレベルが１Ｖである
とすると、位相比較器４の感度Ｋp は次のように算出さ
れる。
からの基準周波数信号と分周器７からの信号との位相差
を検出してループフィルタ５へ出力し、ループフィルタ
５がこの位相差を直流電圧値に変換するが、その位相差
と直流電圧値との関係は、例えば図２のようになる。す
なわち、図２のグラフの横軸は位相差、縦軸は電圧値を
表し、ループフィルタ５の出力電圧のうちの最大値であ
るＨレベルが５Ｖ、最小値であるＬレベルが１Ｖである
とすると、位相比較器４の感度Ｋp は次のように算出さ
れる。
【００３９】
【数１１】 Ｋp ＝（５−１）／２×（１／２π）＝０．３１８Ｖ／ｒａｄ・・（１１） この位相比較器４の感度Ｋp は、周囲温度が変化しても
変動することがない値である。
変動することがない値である。
【００４０】一方、電圧制御発振器２の変調感度Ｋ
v は、例えば、入力電圧１Ｖに対して１０ＭＨｚの発振
周波数の出力変化をするとすると、
v は、例えば、入力電圧１Ｖに対して１０ＭＨｚの発振
周波数の出力変化をするとすると、
【００４１】
【数１２】 Ｋv ＝２π×１０×１０6 ＝６．２８×１０7 ｒａｄ／Ｖ ・・（１２） となる。この電圧制御発振器２の変調感度Ｋv は、前述
のように周囲温度の変化に伴って変動する値である。
のように周囲温度の変化に伴って変動する値である。
【００４２】ところで、電圧制御発振器２の変調感度Ｋ
v が周囲温度で変動した場合でも、固有周波数ωn およ
びダンピング定数ζが変動しなければ、位相雑音が増加
したり、引き込み時間が長くなったり、安定性が低下し
たりするという悪影響の発生が防止される筈である。そ
こで、電圧制御発振器２の変調感度Ｋv が周囲温度で変
動した場合でも、固有周波数ωn およびダンピング定数
ζの変動を抑える方法を考えると、上記式（６），
（７）から、電圧制御発振器２の変調感度Ｋv と位相比
較器４の感度Ｋp との積Ｋv Ｋp を一定値に保てばよい
ことが分かる。すなわち、位相比較器４の感度Ｋp を、
電圧制御発振器２の変調感度Ｋv の変動に合わせて、見
かけ上、変化させれば、積Ｋv Ｋp が一定値に保持で
き、その結果、電圧制御発振器２の変調感度Ｋv が周囲
温度で変動した場合でも、固有周波数ω n およびダンピ
ング定数ζは一定値に保持される。
v が周囲温度で変動した場合でも、固有周波数ωn およ
びダンピング定数ζが変動しなければ、位相雑音が増加
したり、引き込み時間が長くなったり、安定性が低下し
たりするという悪影響の発生が防止される筈である。そ
こで、電圧制御発振器２の変調感度Ｋv が周囲温度で変
動した場合でも、固有周波数ωn およびダンピング定数
ζの変動を抑える方法を考えると、上記式（６），
（７）から、電圧制御発振器２の変調感度Ｋv と位相比
較器４の感度Ｋp との積Ｋv Ｋp を一定値に保てばよい
ことが分かる。すなわち、位相比較器４の感度Ｋp を、
電圧制御発振器２の変調感度Ｋv の変動に合わせて、見
かけ上、変化させれば、積Ｋv Ｋp が一定値に保持で
き、その結果、電圧制御発振器２の変調感度Ｋv が周囲
温度で変動した場合でも、固有周波数ω n およびダンピ
ング定数ζは一定値に保持される。
【００４３】位相比較器４の感度Ｋp を見かけ上、変化
させるには、図３（Ａ）に示すように、位相比較器４の
出力のＨレベルを固定してＬレベルを変化させて傾き
（感度Ｋp に相当する）を変えるか、図３（Ｂ）に示す
ように、Ｌレベルを固定してＨレベルを変化させて傾き
を変えるか、図３（Ｃ）に示すように、Ｈ，Ｌ両レベル
を変化させて傾きを変えるかの３つの方法がある。
させるには、図３（Ａ）に示すように、位相比較器４の
出力のＨレベルを固定してＬレベルを変化させて傾き
（感度Ｋp に相当する）を変えるか、図３（Ｂ）に示す
ように、Ｌレベルを固定してＨレベルを変化させて傾き
を変えるか、図３（Ｃ）に示すように、Ｈ，Ｌ両レベル
を変化させて傾きを変えるかの３つの方法がある。
【００４４】つぎに、本発明のＰＬＬ方式発振回路の実
施例の詳細な説明を行う。図４は第１の実施例の構成を
示す回路図である。第１の実施例は、図３（Ａ）に示す
ような、Ｈレベルを固定してＬレベルを変化させて傾き
を変える方法を採用したものである。第１の実施例の構
成は、図１に示す構成と基本的には同じであるので、同
じ部分には同じ符号を付して説明を省略する。
施例の詳細な説明を行う。図４は第１の実施例の構成を
示す回路図である。第１の実施例は、図３（Ａ）に示す
ような、Ｈレベルを固定してＬレベルを変化させて傾き
を変える方法を採用したものである。第１の実施例の構
成は、図１に示す構成と基本的には同じであるので、同
じ部分には同じ符号を付して説明を省略する。
【００４５】第１の実施例では、電圧出力手段１が、直
列接続された抵抗Ｒ1 と、サーミスタ１１と、抵抗Ｒ2
とから構成され、これらの直列回路に１５Ｖの電源電圧
が印加される。温度補償手段３は主に、オペアンプから
なる電圧制御器１２と振幅制限用電圧増幅器１３とから
構成される。電圧制御器１２は非反転増幅器であり、２
倍の利得を有するものである。振幅制限用電圧増幅器１
３は反転増幅器である。当然、ループフィルタ５により
積分された位相比較器４の出力は反転しているとする。
ここでは、位相比較器４の出力のＬレベルを５Ｖ、Ｈレ
ベルを１５Ｖとする。したがって、位相比較器４の感度
Ｋp は、０．９５５Ｖ／ｒａｄとなる。また、電圧制御
発振器（以下「ＶＣＯ」と呼ぶ）２の変調感度ＫV は、
−１０°Ｃの時に３．１４×１０7 ｒａｄ／Ｖ（＝５Ｍ
Ｈｚ／Ｖ）であり、６０°Ｃの時に６．２８×１０7 ｒ
ａｄ／Ｖ（＝１０ＭＨｚ／Ｖ）であるとする。
列接続された抵抗Ｒ1 と、サーミスタ１１と、抵抗Ｒ2
とから構成され、これらの直列回路に１５Ｖの電源電圧
が印加される。温度補償手段３は主に、オペアンプから
なる電圧制御器１２と振幅制限用電圧増幅器１３とから
構成される。電圧制御器１２は非反転増幅器であり、２
倍の利得を有するものである。振幅制限用電圧増幅器１
３は反転増幅器である。当然、ループフィルタ５により
積分された位相比較器４の出力は反転しているとする。
ここでは、位相比較器４の出力のＬレベルを５Ｖ、Ｈレ
ベルを１５Ｖとする。したがって、位相比較器４の感度
Ｋp は、０．９５５Ｖ／ｒａｄとなる。また、電圧制御
発振器（以下「ＶＣＯ」と呼ぶ）２の変調感度ＫV は、
−１０°Ｃの時に３．１４×１０7 ｒａｄ／Ｖ（＝５Ｍ
Ｈｚ／Ｖ）であり、６０°Ｃの時に６．２８×１０7 ｒ
ａｄ／Ｖ（＝１０ＭＨｚ／Ｖ）であるとする。
【００４６】図５は、振幅制限用電圧増幅器１３だけを
図４から取り出して図示したものである。この振幅制限
用電圧増幅器１３の入力電圧をＶin、出力電圧を
Ｖout 、オフセット電圧をＶoff とすると、出力電圧Ｖ
out は次のようになる。
図４から取り出して図示したものである。この振幅制限
用電圧増幅器１３の入力電圧をＶin、出力電圧を
Ｖout 、オフセット電圧をＶoff とすると、出力電圧Ｖ
out は次のようになる。
【００４７】
【数１３】
【００４８】ここでＲ4 ＝Ｒ5 とすると、
【００４９】
【数１４】
【００５０】となる。したがって、振幅制限用電圧増幅
器１３は、オフセット電圧Ｖoff を周囲温度に応じて変
えることにより、入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換
することができる。
器１３は、オフセット電圧Ｖoff を周囲温度に応じて変
えることにより、入力電圧Ｖinを出力電圧Ｖout に変換
することができる。
【００５１】ところで、振幅制限用電圧増幅器１３は、
前述のように、ＶＣＯ２の変調感度Ｋv と位相比較器４
の感度Ｋp との積Ｋv Ｋp を一定値に保持する必要があ
る。位相比較器４の感度Ｋp は、０．９５５Ｖ／ｒａｄ
であり、−１０°Ｃの時のＶＣＯ２の変調感度Ｋv は
３．１４×１０7 ｒａｄ／Ｖであるので、積Ｋv Ｋp は
３．０×１０7 となる。つぎに、６０°Ｃの時のＶＣＯ
２の変調感度Ｋv が６．２８×１０7 ｒａｄ／Ｖに変化
しても、積Ｋv Ｋp がこの３．０×１０7 を維持するた
めには、位相比較器４の感度Ｋp が見かけ上、０．４７
８Ｖ／ｒａｄ（＝３．０×１０7 ／６．２８×１０7 ）
になる必要がある。
前述のように、ＶＣＯ２の変調感度Ｋv と位相比較器４
の感度Ｋp との積Ｋv Ｋp を一定値に保持する必要があ
る。位相比較器４の感度Ｋp は、０．９５５Ｖ／ｒａｄ
であり、−１０°Ｃの時のＶＣＯ２の変調感度Ｋv は
３．１４×１０7 ｒａｄ／Ｖであるので、積Ｋv Ｋp は
３．０×１０7 となる。つぎに、６０°Ｃの時のＶＣＯ
２の変調感度Ｋv が６．２８×１０7 ｒａｄ／Ｖに変化
しても、積Ｋv Ｋp がこの３．０×１０7 を維持するた
めには、位相比較器４の感度Ｋp が見かけ上、０．４７
８Ｖ／ｒａｄ（＝３．０×１０7 ／６．２８×１０7 ）
になる必要がある。
【００５２】６０°Ｃの時に位相比較器４の感度Ｋp が
０．４７８Ｖ／ｒａｄと等価になるようにするには、位
相比較器４のＬレベルを上昇させればよい。その上昇さ
れたＬレベルの電圧値をｘL とすると、次の式が成り立
つ。
０．４７８Ｖ／ｒａｄと等価になるようにするには、位
相比較器４のＬレベルを上昇させればよい。その上昇さ
れたＬレベルの電圧値をｘL とすると、次の式が成り立
つ。
【００５３】
【数１５】 ０．４７８＝（１５−ｘL ）／２×（１／２π） ・・・（１５） この式を解いてｘL ＝９Ｖが得られる。
【００５４】以上のことから、振幅制限用電圧増幅器１
３はその出力電圧Ｖout を、位相比較器４のＬレベルの
入力に対して、−１０°Ｃの時には５Ｖに、６０°Ｃの
時には９Ｖになるようにすればよい。そのためには、オ
フセット電圧Ｖoff を、上記式（１４）に基づき算出し
た値に設定すればよい。すなわち、−１０°Ｃの時に
は、入力電圧Ｖinを１５Ｖ、出力電圧Ｖout を５Ｖとす
ると、上記式（１４）からＶoff ＝１０Ｖが得られ、６
０°Ｃの時には、入力電圧Ｖinを１５Ｖ、出力電圧Ｖ
out を９Ｖとすると、上記式（１４）からＶoff ＝１２
Ｖが得られる。
３はその出力電圧Ｖout を、位相比較器４のＬレベルの
入力に対して、−１０°Ｃの時には５Ｖに、６０°Ｃの
時には９Ｖになるようにすればよい。そのためには、オ
フセット電圧Ｖoff を、上記式（１４）に基づき算出し
た値に設定すればよい。すなわち、−１０°Ｃの時に
は、入力電圧Ｖinを１５Ｖ、出力電圧Ｖout を５Ｖとす
ると、上記式（１４）からＶoff ＝１０Ｖが得られ、６
０°Ｃの時には、入力電圧Ｖinを１５Ｖ、出力電圧Ｖ
out を９Ｖとすると、上記式（１４）からＶoff ＝１２
Ｖが得られる。
【００５５】したがって、振幅制限用電圧増幅器１３の
反転（−）端子に、−１０°Ｃの時には１０Ｖを、６０
°Ｃの時には１２Ｖを印加できればよいことになる。電
圧制御器１２は利得２倍の非反転増幅器であるので、電
圧制御器１２に入力する電圧は、−１０°Ｃの時には５
Ｖ、６０°Ｃの時には６Ｖであればよい。そのために、
サーミスタ１１等からなるバイアス回路において、サー
ミスタ１１の特性を、−１０°Ｃの時に１０ＫΩであ
り、温度変化を−７１．４Ω／°Ｃとし、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 の各抵抗値を１０ＫΩとすれば、−１０°Ｃの時に５
Ｖを電圧制御器１２に出力し、６０°Ｃの時には６Ｖを
電圧制御器１２に出力することが実現する。
反転（−）端子に、−１０°Ｃの時には１０Ｖを、６０
°Ｃの時には１２Ｖを印加できればよいことになる。電
圧制御器１２は利得２倍の非反転増幅器であるので、電
圧制御器１２に入力する電圧は、−１０°Ｃの時には５
Ｖ、６０°Ｃの時には６Ｖであればよい。そのために、
サーミスタ１１等からなるバイアス回路において、サー
ミスタ１１の特性を、−１０°Ｃの時に１０ＫΩであ
り、温度変化を−７１．４Ω／°Ｃとし、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 の各抵抗値を１０ＫΩとすれば、−１０°Ｃの時に５
Ｖを電圧制御器１２に出力し、６０°Ｃの時には６Ｖを
電圧制御器１２に出力することが実現する。
【００５６】かくして、周囲温度の変化に伴い、ＶＣＯ
２の変調感度Ｋv が変動しても、この変調感度Ｋv と位
相比較器４の感度Ｋp との積Ｋv Ｋp が一定値に保持さ
れ、その結果、固有周波数ωn およびダンピング定数ζ
は変動せず、位相雑音が増加したり、引き込み時間が長
くなったり、安定性が低下したりするという悪影響の発
生が防止される。
２の変調感度Ｋv が変動しても、この変調感度Ｋv と位
相比較器４の感度Ｋp との積Ｋv Ｋp が一定値に保持さ
れ、その結果、固有周波数ωn およびダンピング定数ζ
は変動せず、位相雑音が増加したり、引き込み時間が長
くなったり、安定性が低下したりするという悪影響の発
生が防止される。
【００５７】なお、以上の第１の実施例では、ＶＣＯ２
の変調感度Ｋv が周囲温度の上昇に伴い上昇するタイプ
（図１１のＬ１に相当）を例にとり説明したが、ＶＣＯ
の変調感度Ｋv が周囲温度の上昇に伴い低下するタイプ
（図１１のＬ２に相当）の場合には、電圧出力手段（バ
イアス回路）１の構成を図６（Ａ）のようにすればよ
い。すなわち、サーミスタ１１と抵抗Ｒ１との間から取
り出した電圧を電圧制御器１２に出力する。これによ
り、周囲温度が上昇するとサーミスタ１１の抵抗値が減
少し、電圧制御器１２に出力する電圧値は低下する。こ
の結果、見かけ上の位相比較器の感度Ｋp は上昇する。
つまり、周囲温度の上昇に伴いＶＣＯの変調感度Ｋv が
低下するが、見かけ上の位相比較器の感度Ｋp が上昇
し、ＶＣＯの変調感度Ｋv と位相比較器の感度Ｋp との
積Ｋv Ｋp が一定値に保持され得る。
の変調感度Ｋv が周囲温度の上昇に伴い上昇するタイプ
（図１１のＬ１に相当）を例にとり説明したが、ＶＣＯ
の変調感度Ｋv が周囲温度の上昇に伴い低下するタイプ
（図１１のＬ２に相当）の場合には、電圧出力手段（バ
イアス回路）１の構成を図６（Ａ）のようにすればよ
い。すなわち、サーミスタ１１と抵抗Ｒ１との間から取
り出した電圧を電圧制御器１２に出力する。これによ
り、周囲温度が上昇するとサーミスタ１１の抵抗値が減
少し、電圧制御器１２に出力する電圧値は低下する。こ
の結果、見かけ上の位相比較器の感度Ｋp は上昇する。
つまり、周囲温度の上昇に伴いＶＣＯの変調感度Ｋv が
低下するが、見かけ上の位相比較器の感度Ｋp が上昇
し、ＶＣＯの変調感度Ｋv と位相比較器の感度Ｋp との
積Ｋv Ｋp が一定値に保持され得る。
【００５８】なお、図６（Ｂ）は第１の実施例の電圧出
力手段（バイアス回路）１の構成を対比的に示したもの
である。つぎに、第２の実施例を説明する。
力手段（バイアス回路）１の構成を対比的に示したもの
である。つぎに、第２の実施例を説明する。
【００５９】図７は第２の実施例の構成を示す回路図で
ある。第２の実施例は、図３（Ｂ）に示すような、Ｌレ
ベルを固定してＨレベルを変化させて傾きを変える方法
を採用したものである。第２の実施例の構成は、図４に
示した第１の実施例の構成と基本的には同じであるの
で、同じ部分には同じ符号を付して説明を省略する。
ある。第２の実施例は、図３（Ｂ）に示すような、Ｌレ
ベルを固定してＨレベルを変化させて傾きを変える方法
を採用したものである。第２の実施例の構成は、図４に
示した第１の実施例の構成と基本的には同じであるの
で、同じ部分には同じ符号を付して説明を省略する。
【００６０】第２の実施例では、振幅制限用電圧増幅器
２１の反転（−）端子を接地し、振幅制限用電圧増幅器
２１の電源電圧として電圧制御器１２の出力を供給する
ようにする。また、バイアス回路では、抵抗Ｒ1 とサー
ミスタ１１との接続点からの出力電圧を電圧制御器１２
に供給する。
２１の反転（−）端子を接地し、振幅制限用電圧増幅器
２１の電源電圧として電圧制御器１２の出力を供給する
ようにする。また、バイアス回路では、抵抗Ｒ1 とサー
ミスタ１１との接続点からの出力電圧を電圧制御器１２
に供給する。
【００６１】振幅制限用電圧増幅器２１の最大出力電圧
は電源電圧に依存するため、振幅制限用電圧増幅器２１
の電源電圧を電圧制御器１２の出力電圧により変化させ
ることにより、位相比較器４のＨレベルを変化させるこ
とができ、図３（Ｂ）に示すように、Ｌレベルを固定し
てＨレベルを変化させて傾き（位相比較器４の感度
Ｋ p ）を見かけ上、変えることができる。すなわち、第
２の実施例では、周囲温度の上昇に伴い、ＶＣＯ２の変
調感度Ｋv が上昇するが、その際に、振幅制限用電圧増
幅器２１の電源電圧が低下し、これによって位相比較器
の感度Ｋp が見かけ上低下し、積Ｋv Ｋp が一定値に保
持され得るものである。
は電源電圧に依存するため、振幅制限用電圧増幅器２１
の電源電圧を電圧制御器１２の出力電圧により変化させ
ることにより、位相比較器４のＨレベルを変化させるこ
とができ、図３（Ｂ）に示すように、Ｌレベルを固定し
てＨレベルを変化させて傾き（位相比較器４の感度
Ｋ p ）を見かけ上、変えることができる。すなわち、第
２の実施例では、周囲温度の上昇に伴い、ＶＣＯ２の変
調感度Ｋv が上昇するが、その際に、振幅制限用電圧増
幅器２１の電源電圧が低下し、これによって位相比較器
の感度Ｋp が見かけ上低下し、積Ｋv Ｋp が一定値に保
持され得るものである。
【００６２】なお、第１の実施例と第２の実施例を組み
合わせれば、図３（Ｃ）に示すように、位相比較器４の
Ｈ，Ｌ両レベルを変化させて傾き（位相比較器４の感度
Ｋp）を見かけ上、変えることができる。
合わせれば、図３（Ｃ）に示すように、位相比較器４の
Ｈ，Ｌ両レベルを変化させて傾き（位相比較器４の感度
Ｋp）を見かけ上、変えることができる。
【００６３】つぎに第３の実施例を説明する。図８は第
３の実施例の構成を示す回路図である。第３の実施例
は、図３（Ｂ）に示すような、Ｌレベルを固定してＨレ
ベルを変化させて傾きを変える方法を採用したものであ
る。第３の実施例の構成は、図７に示した第２の実施例
の構成と基本的には同じであるので、同じ部分には同じ
符号を付して説明を省略する。
３の実施例の構成を示す回路図である。第３の実施例
は、図３（Ｂ）に示すような、Ｌレベルを固定してＨレ
ベルを変化させて傾きを変える方法を採用したものであ
る。第３の実施例の構成は、図７に示した第２の実施例
の構成と基本的には同じであるので、同じ部分には同じ
符号を付して説明を省略する。
【００６４】第３の実施例では、第２の実施例の振幅制
限用電圧増幅器２１が無く、電圧制御器１２の出力を位
相比較器４の電源電圧として供給する。位相比較器４
は、ロジック駆動のものであり、動作電圧範囲の広いも
のを使用する。
限用電圧増幅器２１が無く、電圧制御器１２の出力を位
相比較器４の電源電圧として供給する。位相比較器４
は、ロジック駆動のものであり、動作電圧範囲の広いも
のを使用する。
【００６５】位相比較器４のＨレベルは位相比較器４の
電源電圧に依存するので、電源電圧を周囲温度に応じて
変えることにより、図３（Ｂ）に示すような、Ｌレベル
を固定してＨレベルを変化させて傾きを変えることが可
能となる。
電源電圧に依存するので、電源電圧を周囲温度に応じて
変えることにより、図３（Ｂ）に示すような、Ｌレベル
を固定してＨレベルを変化させて傾きを変えることが可
能となる。
【００６６】なお、第１の実施例と第３の実施例を組み
合わせれば、図３（Ｃ）に示すように、位相比較器４の
Ｈ，Ｌ両レベルを変化させて傾き（位相比較器４の感度
Ｋp）を見かけ上、変えることができる。
合わせれば、図３（Ｃ）に示すように、位相比較器４の
Ｈ，Ｌ両レベルを変化させて傾き（位相比較器４の感度
Ｋp）を見かけ上、変えることができる。
【００６７】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、電圧出
力手段が、周囲温度を検出し、周囲温度に応じた電圧値
を発生して温度補償手段へ送り、温度補償手段が、送ら
れた電圧値に基づき電圧制御発振器の変調感度の変動を
補償する。具体的には、温度補償手段は、位相比較器の
感度値と電圧制御発振器の変調感度値との積が周囲温度
の値に拘らず常時一定になるように、位相比較器の出力
に対して電圧値調整を行う。かくして、固有周波数ωn
およびダンピング定数ζの変動が防止される。したがっ
て、位相雑音が増加したり、引き込み時間が長くなった
り、安定性が低下したりするという悪影響の発生が防止
される。
力手段が、周囲温度を検出し、周囲温度に応じた電圧値
を発生して温度補償手段へ送り、温度補償手段が、送ら
れた電圧値に基づき電圧制御発振器の変調感度の変動を
補償する。具体的には、温度補償手段は、位相比較器の
感度値と電圧制御発振器の変調感度値との積が周囲温度
の値に拘らず常時一定になるように、位相比較器の出力
に対して電圧値調整を行う。かくして、固有周波数ωn
およびダンピング定数ζの変動が防止される。したがっ
て、位相雑音が増加したり、引き込み時間が長くなった
り、安定性が低下したりするという悪影響の発生が防止
される。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】位相比較器の出力特性図である。
【図３】位相比較器の感度の変化を示す図である。
【図４】第１の実施例の構成図である。
【図５】振幅制限用電圧増幅器の構成図である。
【図６】電圧出力手段の構成図である。
【図７】第２の実施例の構成図である。
【図８】第３の実施例の構成図である。
【図９】従来のＰＬＬ方式発振回路図である。
【図１０】位相雑音の特性図である。
【図１１】ＶＣＯ変調感度特性図である。
【図１２】ＶＣＯ変調感度の変動に伴う位相雑音の特性
変動を示す図である。
変動を示す図である。
１ 電圧出力手段 ２ 電圧制御発振器 ３ 温度補償手段 ４ 位相比較器 ５ ループフィルタ ６ 基準周波数信号発振器 ７ 分周器
Claims (8)
- 【請求項１】 基準周波数発振器と位相比較器とループ
フィルタと電圧制御発振器と帰還用の分周器とから成る
ＰＬＬ方式発振回路において、 周囲温度に応じて変化する電圧値を出力する電圧出力手
段と、 前記電圧出力手段の出力する電圧値に基づき、周囲温度
変化に起因する前記電圧制御発振器の変調感度の変動を
温度補償する温度補償手段と、 を有することを特徴とするＰＬＬ方式発振回路。 - 【請求項２】 前記温度補償手段は、前記位相比較器の
感度値と前記電圧制御発振器の変調感度値との積が周囲
温度の値に拘らず常時一定になるように、前記位相比較
器の出力に対して電圧値調整を行うことを特徴とする請
求項１記載のＰＬＬ方式発振回路。 - 【請求項３】 前記温度補償手段は、前記ループフィル
タと前記電圧制御発振器との間に接続され、前記ループ
フィルタからの出力電圧値に対して電圧値調整を行うこ
とを特徴とする請求項１記載のＰＬＬ方式発振回路。 - 【請求項４】 前記電圧出力手段は、サーミスタを含
み、周囲温度に応じた電圧を出力するバイアス回路から
構成され、 前記温度補償手段は、前記バイアス回路からの電圧に基
づきオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路
と、前記オフセット電圧生成回路からのオフセット電圧
に応じて作動する振幅制限用電圧増幅器とから構成され
ることを特徴とする請求項１記載のＰＬＬ方式発振回
路。 - 【請求項５】 前記温度補償手段は、前記位相比較器の
最低出力レベルを前記電圧出力手段の出力する電圧値に
基づき変化させることを特徴とする請求項１記載のＰＬ
Ｌ方式発振回路。 - 【請求項６】 前記温度補償手段は、前記位相比較器の
最高出力レベルを前記電圧出力手段の出力する電圧値に
基づき変化させることを特徴とする請求項１記載のＰＬ
Ｌ方式発振回路。 - 【請求項７】 前記温度補償手段は、前記位相比較器の
最低出力レベルおよび最高出力レベルを前記電圧出力手
段の出力する電圧値に基づき変化させることを特徴とす
る請求項１記載のＰＬＬ方式発振回路。 - 【請求項８】 前記温度補償手段は、前記位相比較器の
電源電圧を前記電圧出力手段の出力する電圧値に基づき
変化させることを特徴とする請求項１記載のＰＬＬ方式
発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06039195A JP3399687B2 (ja) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Ｐｌｌ方式発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06039195A JP3399687B2 (ja) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Ｐｌｌ方式発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08265146A true JPH08265146A (ja) | 1996-10-11 |
| JP3399687B2 JP3399687B2 (ja) | 2003-04-21 |
Family
ID=13140815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06039195A Expired - Fee Related JP3399687B2 (ja) | 1995-03-20 | 1995-03-20 | Ｐｌｌ方式発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3399687B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6342798B1 (en) | 1999-01-06 | 2002-01-29 | Nec Corporation | PLL circuit used temperature compensated VCO |
| JP2010074811A (ja) * | 2008-08-19 | 2010-04-02 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 電圧制御発振器およびその調整方法 |
| CN110504957A (zh) * | 2019-07-25 | 2019-11-26 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种小型化锁相频率源电路的动态相位噪声补偿方法和电路 |
-
1995
- 1995-03-20 JP JP06039195A patent/JP3399687B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6342798B1 (en) | 1999-01-06 | 2002-01-29 | Nec Corporation | PLL circuit used temperature compensated VCO |
| JP2010074811A (ja) * | 2008-08-19 | 2010-04-02 | Asahi Kasei Electronics Co Ltd | 電圧制御発振器およびその調整方法 |
| CN110504957A (zh) * | 2019-07-25 | 2019-11-26 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种小型化锁相频率源电路的动态相位噪声补偿方法和电路 |
| CN110504957B (zh) * | 2019-07-25 | 2023-02-03 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种小型化锁相频率源电路的动态相位噪声补偿方法和电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3399687B2 (ja) | 2003-04-21 |
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