JP2010074811A

JP2010074811A - 電圧制御発振器およびその調整方法

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Publication number: JP2010074811A
Application number: JP2009106747A
Authority: JP
Inventors: Yohei Oshikiri; 洋平押切
Original assignee: Asahi Kasei Electronics Co Ltd
Current assignee: Asahi Kasei Electronics Co Ltd
Priority date: 2008-08-19
Filing date: 2009-04-24
Publication date: 2010-04-02
Anticipated expiration: 2029-04-24
Also published as: JP4938815B2

Abstract

【課題】電圧制御発振器に高精度な温度特性調整機能を持たせること。
【解決手段】電圧−電流変換回路で変換された電流で駆動され、基準電圧発生部で生成された基準電圧に基づき所望周波数の出力生成する電流制御発振回路を備えた電圧制御発振器であって、基準電圧発生部を、定電流源回路及び可変抵抗素子を有する電圧生成部、出力と反転入力との間に接続された帰還用の抵抗素子を有する、非反転入力に参照電圧が入力されたオペアンプ、入力可変抵抗素子と入力抵抗とスイッチを備え、電圧生成部生成の電圧を入力可変入力抵抗素子を介してオペアンプの反転入力に、又は参照電圧を入力抵抗素子を介して反転入力に、スイッチを介して選択入力可能な反転入力回路を有する増幅部と、増幅部のオペアンプの出力を入力し、分圧された電圧を前記基準電圧として出力するアッテネータを備え、アッテネータ、可変抵抗素子、入力可変抵抗素子を手順にしたがって設定する。
【選択図】図５

Description

本発明は、電圧制御発振器に関し、より詳細には、Ｖ−Ｉコンバータと電流制御型発振器（以下、ＩＣＯ）から構成される、温度特性フラットな電圧制御型発振器（以下、ＶＣＯ）に関する。

図１は、従来のＶＣＯの構成例を示す図である。この構成は、入力電圧Ｖｉｎを入力するオペアンプ１０１、その出力につながれたＦＥＴ１０２、１０３、抵抗１０４から構成される電圧−電流（Ｖ−Ｉ）コンバータ１と、電圧発生回路２と、電流制御発振器３（ＩＣＯ）とから構成され、簡単な回路構成で、外付け部品を使用せずに電圧制御発振器（ＶＣＯ）４を実現できる。ＩＣＯ３には、Ｖ−Ｉコンバータ１で入力電圧Ｖｉｎを抵抗１０４によって電流変換した電流Ｉ_OSCと、電圧発生回路２で生成されたリファレンス電圧Ｖ_OSCが供給される。この内蔵された抵抗１０４は温度特性を有する。

また、図２は、図１に示すＩＣＯ３の回路例を示す図であり、このマルチバイブレータは容量７、８を内蔵している。図中符号１１、１２はコンパレータであり、リファレンス電圧Ｖ_OSCは、これらコンパレータ１１、１２のリファレンス電圧になっている。このＩＣＯ４は、電流Ｉ_OSCおよびリファレンス電圧Ｖ_OSCに基づき、マルチバイブレータとしての動作を行なうことで発振周波数ＦＯＵＴの信号出力を出力する。

図２に示したＩＣＯ３の動作について説明する。

図２に示すＰＭＯＳ５がＯＮし、電流Ｉ_OSCが供給されることにより、一方の容量素子７に電荷がチャージされ、コンパレータ１１の正転入力端子の電圧が上昇し、コンパレータ１１の判定電圧であるリファレンス電圧Ｖ_OSCまで達する。この時点で、ＮＭＯＳ１０はＯＮ、ＰＭＯＳ６、ＮＭＯＳ８はＯＦＦであるので、発振周波数ＦＯＵＴのクロック出力信号の電圧はＬである。

次に、コンパレータ１１の正転入力端子の電圧がリファレンス電圧Ｖ_OSCになった時点でコンパレータ１１が判定を開始する。コンパレータ１１の出力端子の電圧は、判定開始時にはＬとなっており、判定完了の時刻においてＨとなる。この時点で、ＳＲラッチ１３よって、クロック出力信号の電圧はＨとなる。

次に、このＳＲラッチ１３がセットされ、出力Ｑ＝Ｈとなることで、ＰＭＯＳ６とＮＭＯＳ８がＯＮ、ＰＭＯＳ５とＮＭＯＳ１０がＯＦＦとなる。その結果、コンパレータ１１の正転入力端子の電圧はＶＳＳになり、コンパレータ１１の出力端子の電圧はＬに戻る。反対側の容量素子９に電荷のチャージが開始され、コンパレータ１２の正転入力端子の電圧が上昇する。そして、コンパレータ１２の正転入力端子の電圧がコンパレータ１２の判定電圧Ｖ_OSCまで達する。

次に、コンパレータ１２の正転入力端子の電圧がリファレンス電圧Ｖ_OSCになった時点でコンパレータ１２が判定を開始する。判定開始時には、コンパレータ１２の出力端子の電圧はＬとなっており、判定完了の時刻において、コンパレータ１２の出力端子の電圧はＨとなる。この時点で、ＳＲラッチ１３によって、クロック出力信号の電圧はＬとなる。このようにＩＣＯ３はマルチバイブレータとしての動作を行なうことで、発振周波数ＦＯＵＴのクロック出力信号が出力される。

以上の動作を繰り返すことにより、図２に示すＩＣＯ３は発振動作を行なう。

ＬＳＩチップ内で、この容量７、８はほとんど温度特性を有しないため、ＶＣＯ４の発振周波数ＦＯＵＴ（Ｔ）の温度特性は、リファレンス電圧Ｖ_OSC（Ｔ）、電流Ｉ_OSC（Ｔ）の温度特性によって決定される。ここで、（Ｔ）は温度の関数であることを示している。

そのため、ＶＣＯ４の発振周波数は、

と表わすことができる。ここでＲ（Ｔ）は抵抗１０４の抵抗値であり、抵抗値Ｒが温度特性を有する（温度の関数である）ことを示している。

この式より分かるように、リファレンス電圧Ｖ_OSC（Ｔ）として、温度特性が非常に小さいリファレンス電圧を用いれば、ＶＣＯ４の温度特性は内蔵された抵抗１０４と同程度の温度特性になることがわかる。

特許文献１は、図１に示すような、ＶＣＯ４において、Ｖ−Ｉコンバータ１の温度変動と等しい温度変動を電圧源（図１に示す電圧発生回路２に相当）に持たせることにより、入力電圧に対する発振周波数が温度依存性を持たなくすることを開示している。

式（１）において、抵抗Ｒ（Ｔ）と逆温度特性を持った電圧をリファレンス電圧Ｖ_OSC（Ｔ）に用いれば、抵抗Ｒ（Ｔ）とリファレンス電圧Ｖ_OSC（Ｔ）の温度特性が相殺する方向にあるので、ＶＣＯ４の温度特性は小さくなる。

特開平１１−３４０７９７号公報

図１の構成のＶＣＯ４に対して、特許文献１に開示された方法を実施しても、実際上の技術的な問題として、回路の様々な温度特性成分やそのばらつきがあり、適切な周波数調整機構なしでは、高い周波数精度を安定した形で実現することは難しかった。また、特許文献１に開示された方法では抵抗Ｒ（Ｔ）、リファレンス電圧Ｖ_OSC（Ｔ）の温度特性が相関なくばらつくため、無調整時の温度特性のばらつきも大きいという問題があった。また、抵抗値が大きな２次温度特性を持つ場合に関しては、２次温度特性と１次温度特性成分を独立に調整することはできないので、その影響でＶＣＯ４の発振周波数の温度特性が大きくなってしまうという問題もあった。

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、高い周波数精度を実現する調整機構を内蔵し、プロセスばらつきを相殺し、抵抗の２次温度特性の影響を緩和するように調整可能な、Ｖ−Ｉコンバータと電流制御型発振器から構成される電圧制御発振器を提供することにある。

本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、入力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路と、第１のリファレンス電圧を発生する第１のリファレンス電圧発生回路と、前記電圧−電流変換回路で変換された電流で駆動され、前記第１のリファレンス電圧に基づき所望周波数の出力信号を生成する電流制御発振回路とを備えた電圧制御発振器であって、前記第１のリファレンス電圧発生回路は、前記電圧−電流変換回路で変換された電流の温度特性と相関する温度特性を有する抵抗素子と電流源とから生成された電圧から、当該電圧の温度変化特性と逆の温度変化特性を有する前記第１のリファレンス電圧を発生し、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と前記入力信号の関係は温度補償されていることを特徴とするものです。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電圧制御発振器であって、前記電圧−電流変換回路は、前記入力電圧を電流に変換するための内蔵抵抗素子を備えることを特徴とするものです。

また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電圧制御発振器であって、前記第１のリファレンス電圧発生回路は、電流源回路、及び前記電流源回路の電流を電圧に変換して出力する可変抵抗素子、を有する電圧生成部と、前記前記電圧生成部から生成された電圧を所定の増幅率になるよう調節する調節部と、を備え、前記調節部によって調整された出力電圧を前記第１のリファレンス電圧として出力することを特徴とするものです。

また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の電圧制御発振器であって、前記調節部は、オペアンプ、前記オペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続された帰還抵抗素子、可変入力抵抗素子、入力抵抗素子、前記電圧生成部から生成された電圧を前記可変入力抵抗素子を介して前記オペアンプの反転入力端子に入力するか、あるいは、第２のリファレンス電圧を前記入力抵抗素子を介して前記非反転入力端子に入力する選択部、を有する増幅部と、前記増幅部からの出力電圧をアッテネートし、アッテネートされた電圧を前記第１のリファレンス電圧として出力するアッテネータと、を備えることを特徴とするものです。

また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の電圧制御発振器であって、前記選択部は、前記電圧生成部の出力と前記反転入力端子との間で前記可変入力抵抗素子に直列に接続された第１のスイッチと、前記第２のリファレンス電圧と前記反転入力端子との間で前記入力抵抗素子に直列に接続された第２のスイッチと、前記第１及び第２のスイッチの開閉を制御する制御回路と、を備えることを特徴とするものです。

また、請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の電圧制御発振器であって、前記入力抵抗素子の抵抗値は、前記帰還抵抗素子の抵抗値よりも大きいことを特徴とするものです。

また、請求項７に記載の発明は、請求項５に記載の電圧制御発振器であって、前記可変入力抵抗素子がとりうる抵抗値は、前記帰還抵抗素子の抵抗値よりも小さいことを特徴とするものです。

また、請求項８に記載の発明は、請求項４に記載の電圧制御発振器であって、基準温度において、前記選択部が前記第２のリファレンス電圧を前記入力抵抗素子を介して前記反転入力端子に入力されるように選択するとき、前記入力電圧が所定の電圧を示す場合における前記電流制御発振回路の出力周波数が所望の周波数となるように、前記アッテネータが調整されることを特徴とするものです。

また、請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の電圧制御発振器であって、前記基準温度において、前記選択部が前記電圧生成部から生成された電圧を前記可変入力抵抗素子を介して前記非反転入力端子に入力されるように選択するとき、前記電流制御発振回路の出力周波数が前記所望の周波数になるように、前記電圧生成部の前記可変抵抗素子の抵抗値が調整されることを特徴とするものです。

また、請求項１０に記載の発明は、請求項８に記載の電圧制御発振器であって、前記選択部の選択状態を変えずに、所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記可変入力抵抗素子の抵抗値が調整されることを特徴とするものです。

また、請求項１１に記載の発明は、請求項８に記載の電圧制御発振器であって、前記電圧生成部から生成された電圧と前記第２のリファレンス電圧とを比較する比較器をさらに備え、前記比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも大きいことを示す場合、前記選択部の選択状態を変えずに、所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記可変入力抵抗素子の抵抗値が調整され、前記比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも小さいことを示す場合、前記選択部の選択状態を変えずに、前記所定温度とは異なる別の所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記可変入力抵抗素子の抵抗値が調整されることを特徴とするものです。

請求項１２に記載の発明は、入力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路と、当該前記電圧−電流変換回路で変換された電流の温度特性と相関する抵抗素子と電流源とから生成された電圧から、当該電圧の温度変化特性と逆の温度変化特性を有する第１のリファレンス電圧を発生する第１のリファレンス電圧発生回路と、前記電圧−電流変換回路で変換された電流で駆動され、前記第１のリファレンス電圧により制御されることにより所望周波数の出力信号を生成する電流制御発振回路と、を備えた電圧制御発振器の前記出力信号の温度特性の調整方法であって、基準温度において、前記入力電圧が所定の電圧を示す場合における前記出力信号の周波数を所望の基準周波数になるように、前記第１のリファレンス電圧を調整する第１のステップと、基準温度において、前記出力信号の周波数を前記所望の基準周波数と同じになるように、前記電流源から生成された電圧を調整することにより前記第１のリファレンス電圧を調整する第２のステップと、所望の温度において、前記出力信号の周波数を前記所望の基準周波数と同じになるように、前記電流源から生成された電圧を前記第１のリファレンス電圧に増幅する増幅度を調整する第３のステップとを備えることを特徴とします。

また、請求項１３に記載の発明は、請求項１２に記載の調整方法であって、前記電流源から生成された電圧と第２のリファレンス電圧とを比較する比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも大きいことを示す場合、所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記増幅度が設定され、前記比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも小さいことを示す場合、前記所定温度とは異なる別の所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記増幅度が設定されることを特徴とします。

以上説明したように、本発明によれば、電圧−電流コンバータ１に内蔵の抵抗と同じ温度特性を持つ電圧を生成し、この電圧の温度特性を微調整した後の電圧をＩＣＯのコンパレータの閾値電圧とすることで、内蔵の抵抗による電流の温度特性と閾値電圧の温度特性に相関を持たせることが可能で、この２つの逆特性により、発振器の温度特性を相殺することが可能である。

本発明のＶＣＯによれば簡単な調整によって、発振周波数の温度特性を調整することが可能で、実際に、従来のＣＲ発信器の温度特性を大幅に上回る温度特性を実現できることが実証できた。

ＶＣＯの構成例を示す図である。図１に示すＩＣＯの回路例を示す図である。図１に示す電圧発生回路の例を示す図である。本発明による、図１に示す電圧発生回路の図であり、図３の回路例に対して、調整用の追加回路を備えた電圧発生回路を示す図である。図４における、調整パスを説明する図である。２点補正による発振周波数の温度特性を示す図である。３点補正のための信号を生成するコンパレータを示す図である。コンパレータ出力の温度特性のグラフである。３点補正による発振周波数の温度特性のグラフである。発振周波数の温度特性の実測データを示すグラフである。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。本発明は、上述したように、図１に示された電圧制御発振器４の電圧発生回路２に特徴を有する。したがって、ＩＣＯ３を駆動する電流Ｉ_OSCは、図１に示す回路のＶ−Ｉコンバータ１によって生成され、リファレンス電圧Ｖ_OSCとともに、図２で示されるＩＣＯ３に供給される。

図３は、このリファレンス電圧Ｖ_OSCを生成する、本発明による電圧発生回路２の基本的な回路例を示す。生成されるリファレンス電圧Ｖ_OSCは、図１に示すＶＣＯ４の温度補正に用いられる。

図３において、図の左部の電流源１９及び可変抵抗素子２０からなる定電流回路からの電圧Ｉ_REF×Ｒ_TR＝Ｖ_TMPを、反転増幅器２１でリファレンス電圧Ｖ_REFを基準にして反転増幅し、増幅された電圧を生成する。ここで、Ｉ_REFは電流源１９の電流であり、Ｒ_TRは可変抵抗素子２０の抵抗値であり、この抵抗値は、後述する調整において決定される。

図の出力部（アテネータ）２３は、反転増幅器２１からの電圧Ｖ´_OSCを保持するバッファとして動作し、最終的には可変抵抗素子からなる分圧器１５で分圧された電圧が、図１に示すリファレンス電圧Ｖ_OSCとして使用されることになる。この出力部２３は、電圧のアテネータとして動作し、このアテネータのレベルは、後述する調整において決定される。

図３に示す電圧発生回路２を図１のＶＣＯ４に使用した場合の、ＶＣＯ４の発振周波数の温度特性について考察するために、この図１の抵抗１０４の抵抗値Ｒ、図３におけるリファレンス電流Ｉ_REF、リファレンス電圧Ｖ_REF、オペアンプ１８のオフセット値Δ_OFFの各値を以下のように定義する。なお、（Ｔ）は、上述したように温度の関数であることを示している。なお、簡単のため基準温度をＴ＝０としても原理的には問題ないので、以下Ｔ＝０を基準温度として話を進める。

上述の式（２）〜（５）において、Ｒ₀は、図１に示す抵抗１０４の基準温度における値、Ｉ_REF0は図３に示すリファレンス電流Ｉ_REFの基準温度における値、Ｖ_REF0は図３に示すリファレンス電圧のＶ_REFの基準温度における値、Δ_OFF0は基準温度における図３に示すオペアンプ１８のオフセット値、であり、α₁、α₂は、図１の抵抗１０４の温度特性の１次係数および２次係数、γ₁、γ₂は、図３のリファレンス電流Ｉ_REFの温度特性の１次係数および２次係数、χ₁、χ₂は、図３に示すリファレンス電圧Ｖ_REFの温度特性の１次係数および２次係数、δ₁、δ₂は、オペアンプ１８のオフセットの温度特性の１次係数および２次係数、である。

上述の式（２）〜（５）より、電流Ｉ_OSC（Ｔ）と電圧Ｖ´_OSC（Ｔ）は次のような温度特性を持つことになる。

ここで、Ｇ_Xは、図３に示す、反転増幅器２１のゲインであり、上述の式（７）におけるＶ_TMP（Ｔ）は、反転増幅器２１の入力電圧であり、次式で表される。

式（８）で、Ｒ_TRは、図３のトリミング用の抵抗２０の抵抗値であり、Ｒ_TR0は、基準温度における抵抗２０の抵抗値であり、α₁、α₂は、抵抗２０の温度特性の１次係数および２次係数である。この式（８）を式（７）に代入して、

となる。この電圧Ｖ´_OSCを用いて、ＶＣＯ４の発振周波数の温度特性の調整を行なうことができる。

図４は、回路定数を設定するために、反転増幅器の入力部が変更された図３の反転増幅器２１を示す図である。図３の基本的な回路の反転増幅器２１の回路に対して、調整用の回路が追加されており、図３との違いは、従来の信号パス（パス１）に対して抵抗値Ｒ₀の抵抗２７を含むパス２が加わっていることであり、二つのパスを切り替えるスイッチ２８、２９が追加されている。

図５は、図３に図４を組み込んだ図であり、図１における電圧発生回路２を示している。

図１に示す回路の温度補正は、図４に示す反転増幅器２１の構成を使用して、次の表に示されるような手順をとって調整を行なうことになる。

以下、この表のＮｏ．１からＮｏ．４の調整手順に関して、この表と図４、図５を用いて、順を追って詳細に説明する。

Ｎｏ．１の調整は、図４におけるパス１を選択した状態で行なう。すなわち、周波数の基準値を決定するときには、基準温度Ｔ＝０にて、スイッチ２９がオン（ＳＷ０＝ＯＮ）かつスイッチ２８がオフ（ＳＷ１＝ＯＦＦ）の状態での電圧Ｖ´_OSC（０）を用いて、さらにその電圧Ｖ´_OSC（０）をアテネートなどにより定数倍して、発振周波数ＦＯＵＴ（０）を、所定の周波数（所望するＶＣＯの発振周波数の基準値）に合わせ込むという調整を行なう。すなわち、アッテネータ４１の可変抵抗４０を調整する。

ここで、パス１が選択された状態で、抵抗２７、２５の抵抗値Ｒ₀、Ｒ₁を、

としておけば、ゲインＧｘ＝−Ｒ₁／Ｒ₀となり、式（９）において｜Ｇｘ｜＜＜０となるので、

となっている。

式（１１）のＶ´_OSC（０）の値をさらに、アテネータ４１により定数倍した値をＶ_OSC（０）とすれば、

となり、式（１）を見れば分かるように、基準周波数を任意の値に設定可能である。

この手順では、式（１２）の比率ｋをアテネータ４１の可変抵抗４０により設定することになる。また、Ｎｏ．１以後の調整では、アテネートする比率ｋは、アッテネータ４１の設定された状態が維持されることになるので、固定されることになる。

Ｎｏ．２の調整では、図４におけるパス２を選択した状態で実行する。すなわち、周波数補正用電圧の調整時には、基準温度Ｔ＝０にて、スイッチ２９がオフ（ＳＷ０＝ＯＦＦ）かつスイッチ２８がオン（ＳＷ１＝ＯＮ）の状態で、可変抵抗３１の抵抗値Ｒ_TR（すなわち、Ｒ_TR0）を変化させて、周波数をＦＯＵＴ（０）に合わせ込む。

このとき、パス２が選択された状態で、抵抗２６、２５の抵抗値Ｒ_V、Ｒ₁を、

としておけば、式（９）において｜Ｇｘ｜＞＞０となるので、もし、ゲインＧｘの係数が０でないと、式（９）において第３項の部分が大きく増幅されて、

から大きくずれた値となる。しかしながら、パス２が選択された状態で式（１４）が成り立つように可変抵抗３１で抵抗値Ｒ_TR0の調整を行なえば、式（７）におけるゲインＧｘの係数をほぼ０にすることになる。具体的には、Ｒ_TR0の値を、

になるように調整することで、式（９）でゲインのＧｘにかかる係数が０になり、発振周波数をＦＯＵＴ（０）に合わせ込める。

上述したことを逆に言えば、上述したＮｏ．２の調整を行なうことにより、抵抗値Ｒ_TR0の値を式（１５）となるように調整したことになる。

以上の調整によって、リファレンス電圧Ｖ_OSC（０）は、ゲインＧｘに殆ど依存しない状態になるため、Ｎｏ．４の周波数温度特性補正によってゲインＧｘが変化しても、殆ど基準周波数がずれることなく高精度な周波数調整が実現可能な状態になる。また、Ｎｏ．２以後の調整では、抵抗値Ｒ_TR0の値は、可変抵抗３１の設定された状態が維持されることになるので、固定されることになる。

次のＮｏ．３の調整では、温度Ｔを、基準温度０からＴ₁にする。

Ｎｏ．４の調整では、温度Ｔ₁において、式（９）におけるゲインＧｘを変化させて、発振周波数の温度特性を打ち消すようなリファレンス電圧Ｖ_OSC（Ｔ₁）にすることで、発振周波数をＦＯＵＴ（０）に合わせ込む。

以下、この調整を詳細に説明する。

説明するにあたり、電圧Ｖ´_OSC0は基準温度におけるＶ´_OSC（Ｔ）の値、すなわち、

として話を進める。式（１０）が成り立つような調整を行ったという条件の下で、式（９）を詳しく見ていくと次のようになる。

ただし、

である。

また、式（１）における発振周波数は次のように書き直すことができる。

ここで、式（２０）より、周波数温度特性の１次成分をなくすためにはα₁＋β₁＝０となり、これを式（１８）に代入すると、

が得られる。

温度特性のうち、温度の１次成分のみを考えた場合には、式（２１）のようなゲインＧｘ₁に設定することで、発振周波数の温度特性を調整可能である。具体的には、Ｇｘ＝Ｒ₁／Ｒ_Vであるので、

となるように、可変抵抗３６の抵抗値Ｒ_Vを調整することで、発振周波数の温度特性の調整が実現できる。

上述した調整方法により、温度Ｔ＝０からＴ₁までの温度領域において、良好な温度特性が得られたが、さらに、例えば温度Ｔ₁よりも低い温度Ｔ₂までの広い温度領域でも、良好な温度特性となるような調整方法を説明する。

式（１）における発振周波数はさらに次のように書き直すことができる。

温度Ｔ＝Ｔ１においてＦＯＵＴ（Ｔ１）＝ＦＯＵＴ（０）となるように調整を行っているので、式（２３）より、

が得られる。すなわち、式（２４）を満たすようにゲインＧｘの値を変えていることになる。ここで、温度Ｔ＝Ｔ１においけるゲインＧｘの値をＧｘ１とする。

今、温度特性の一次成分が既知であると仮定する。すなわち、α１，γ１，χ１，δ１が既知の値とする。

調整によってゲインＧｘ１が決定するので、式（１８）よりβ１が求まる。式（２４）より、

であるから、α２＋β２が求まる。

式（２５）を式（２３）に代入すると、発振周波数ＦＯＵＴ（Ｔ）は次のようになる。

ここで、温度Ｔ＝Ｔ２（≠０）での周波数ずれをなくすためには、ＦＯＵＴ（０）＝ＦＯＵＴ（Ｔ２）であればよい。すなわち、

であればよい。

式（２７）より、温度Ｔ＝Ｔ２において、周波数ずれをなくすようなゲインＧｘを計算により求めることができる。温度Ｔ＝Ｔ２において、ゲインＧｘを計算した値にすれば、発振周波数ＦＯＵＴ（Ｔ２）＝ＦＯＵＴ（０）となるので、さらに、温度Ｔ₂までの広い温度領域でも、良好な温度特性を実現することができる。この方法によれば、調整点を増加することもなく、低温度における調整点の取得が困難な場合に有用である。

一方、一次の温度特性成分が未知である場合、すなわち、α１，γ１，χ１，δ１が未知の値の場合を考える。

温度Ｔ＝Ｔ１での調整後、例えば温度Ｔ１よりも大きい温度Ｔ＝Ｔ３で発振周波数を測定した場合を考える。

式（２４）より、α２＋β２をα１、β１（Ｇｘ１）を用いて式（２８）のように表わすことができる。ただし、温度特性の一次成分が未知なので、この時点でα２＋β２は求まらない。

式（２８）を式（２６）に代入して、温度Ｔ＝Ｔ３で周波数測定した条件を式で表わすと

となる。式（２９）より、β１（Ｇｘ１）の値を求めることができる。

すなわち、式（２６）において、β１（Ｇｘ１）が求まった状態になるので、あとは前述した温度特性の一次成分が既知である場合と同様にして、温度Ｔ＝Ｔ２における周波数ずれをなくすようなゲインＧｘを計算により求めることができる。温度Ｔ＝Ｔ２において、ゲインＧｘを計算した値にすれば、発振周波数ＦＯＵＴ（Ｔ２）＝ＦＯＵＴ（０）となるので、一次の温度特性成分が未知である場合であっても、別の温度Ｔ＝Ｔ３で測定した結果を用いれば、さらに、温度Ｔ₂までの広い温度領域でも、良好な温度特性を実現することができる。この方法によれば、低温度における調整点の取得が困難な場合に有用である。

さらに、発振周波数の２次成分までを考える上では、式（２１）を満たした上で、式（２０）の２次成分について考えればよい。その条件は、α₁β₁＋α₂＋β₂＝０であり、また、α₁＋β₁＝０であるので、

となる。すなわち、

が成り立つようにすれば、発振周波数の温度特性は２次成分まで抑制可能であると言える。

リファレンス電圧Ｖ_REFやリファレンス電流Ｉ_REFとして温度特性の小さいものを用いれば、一般にアンプのオフセットはリファレンスよりも小さいので、

が成り立ち、式（２５）の条件の下に式（２１）を考えると、

となる。

今、抵抗の２次温度特性係数α２が大きい場合を考えると、式（２３）は

よって、式（２４）が成り立つので、抵抗の２次温度特性係数α₂が大きい場合でも、その影響を緩和可能であることが分かる。

また、式（２６）より分かるように、抵抗の温度特性１次係数α₁がばらついた場合でも、Ｇｘ₁は分母分子の値がトラッキングする。すなわち、無調整時の発振周波数の温度特性において、プロセスばらつきの影響を抑制できる。

以上に説明したように調整することにより、本発明のＶＣＯの発振周波数は、図６に示したような温度特性を持ち、調整を行った温度Ｔ＝０からＴ₁までの温度領域では、非常に良好な温度特性を実現することができる。

さらに、以下で述べる簡単な手順によって、温度Ｔ＝Ｔ₂からＴ₁の間でも、図９に実線で示すように良好な温度特性を実現することができる。図９は、図６に示す０からＴ₁までの温度特性を、温度Ｔ＝０で反転させて、温度Ｔ＝０からＴ₂までの温度特性とすることを説明する図である。

上述した調整を実行している場合、式（１１）が成り立つような調整を行っているので、電圧Ｖ_TMPが正の温度傾斜を持つ場合、電圧Ｖ_TMPとリファレンス電圧Ｖ_REFを比較する、図７に示すコンパレータ回路４２の出力電圧Ｖ_DETは、基準温度０の前後で図８に示すように反転する。

図７に示すコンパレータ回路４２を追加し、この出力電圧Ｖ_DETを用いて、Ｖ_DET＝ＨＩの場合には、前述のゲインＧ_X（以下、Ｇ_XＨと標記する）用いるようにする。ここで、ゲインＧ_Xは、図５の反転増幅器４２のゲインであり、Ｇ_X＝Ｒ₁／Ｒ_Vである。Ｖ_DET＝Ｌｏの場合には別のＧ_X（以下、Ｇ_XＬと標記する）を反映させるようにすれば、発振周波数は図９で実線で示すような温度特性になる。

この回路構成としては、図７に示すコンパレータ回路４２を追加すると共に、図４乃至図５に示す可変抵抗２６（または３６）の値を出力電圧Ｖ_DETによって切り替えるように構成することで実現することができる。追加された別の可変抵抗の値、すなわち、Ｇ_XＬについては、上述した同じ方法で、温度Ｔ₂における値とすればよい。

この温度３点における補正方法によって、２点における補正方法から、さらに発振周波数の温度特性を小さくできる。その実際の測定値を示したのが図１０である。２点補正のものについては２５℃、６０℃で調整し、３点補正のものについては−１０℃、２５℃、６０℃で調整を行った。この結果、図１０にあるように、３点補正の効果についても確認することができた。

以上説明したように、本発明のＶＣＯ回路は、内蔵抵抗に伴う温度特性やチップ内全ての温度特性を含めて、発振周波数の温度特性を、２点ないし、３点の温度においてゼロになるように、簡単な調整で高精度に合わせ込むことが可能である。また、無調整時においても抵抗の温度特性係数がトラッキングして、プロセス変動による温度特性のばらつきを少ない状態にすることができる。さらに、抵抗値の２次温度特性が大きい場合でも、その影響を緩和することができる。

なお、図５に示した回路構成を使用して説明した方法で、たとえば、所定周波数に対して定数を決定した場合、その定数を、図３の構成のＶＣＯに適用することで、温度特性の良好な特定の周波数用のＶＣＯを構成することができる。

１Ｖ−Ｉコンバータ
２電圧発生回路
３、１４電流制御型発信器（ＩＣＯ）
４ＶＣＯ
５、６ＰＭＯＳ
７、９容量
８、１０ＮＭＯＳ
１１、１２コンパレータ
１３ＳＲラッチ
１５、１６、２０、２６、３１、３６、４０可変抵抗素子
１７、２５、２７、３４、３５固定抵抗素子
１８、２２、２４、３２、３３、３９オペアンプ
２３、４１アテネータ
１９、３０電流源
２１反転増幅器
２８、２９、３７、３８スイッチ
４２コンパレータ

Claims

入力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路と、
第１のリファレンス電圧を発生する第１のリファレンス電圧発生回路と、
前記電圧−電流変換回路で変換された電流で駆動され、前記第１のリファレンス電圧に基づき所望周波数の出力信号を生成する電流制御発振回路と
を備えた電圧制御発振器であって、
前記第１のリファレンス電圧発生回路は、前記電圧−電流変換回路で変換された電流の温度特性と相関する温度特性を有する抵抗素子と電流源とから生成された電圧から、当該電圧の温度変化特性と逆の温度変化特性を有する前記第１のリファレンス電圧を発生し、
前記電圧制御発振器の出力信号の周波数と前記入力信号の関係は温度補償されている
ことを特徴とする電圧制御発振器。
前記電圧−電流変換回路は、前記入力電圧を電流に変換するための内蔵抵抗素子
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
前記第１のリファレンス電圧発生回路は、
電流源回路、及び前記電流源回路の電流を電圧に変換して出力する可変抵抗素子、を有する電圧生成部と、
前記前記電圧生成部から生成された電圧を所定の増幅率になるよう調節する調節部と、
を備え、
前記調節部によって調整された出力電圧を前記第１のリファレンス電圧として出力することを特徴とする請求項２に記載の電圧制御発振器。
前記調節部は、
オペアンプ、前記オペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続された帰還抵抗素子、可変入力抵抗素子、入力抵抗素子、前記電圧生成部から生成された電圧を前記可変入力抵抗素子を介して前記オペアンプの反転入力端子に入力するか、あるいは、第２のリファレンス電圧を前記入力抵抗素子を介して前記非反転入力端子に入力する選択部、を有する増幅部と、
前記増幅部からの出力電圧をアッテネートし、アッテネートされた電圧を前記第１のリファレンス電圧として出力するアッテネータと、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の電圧制御発振器。
前記選択部は、
前記電圧生成部の出力と前記反転入力端子との間で前記可変入力抵抗素子に直列に接続された第１のスイッチと、
前記第２のリファレンス電圧と前記反転入力端子との間で前記入力抵抗素子に直列に接続された第２のスイッチと、
前記第１及び第２のスイッチの開閉を制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項４に記載の電圧制御発振器。
前記入力抵抗素子の抵抗値は、前記帰還抵抗素子の抵抗値よりも大きいことを特徴とする請求項５に記載の電圧制御発振器。
前記可変入力抵抗素子がとりうる抵抗値は、前記帰還抵抗素子の抵抗値よりも小さいことを特徴とする請求項５に記載の電圧制御発振器。
基準温度において、前記選択部が前記第２のリファレンス電圧を前記入力抵抗素子を介して前記反転入力端子に入力されるように選択するとき、前記入力電圧が所定の電圧を示す場合における前記電流制御発振回路の出力周波数が所望の周波数となるように、前記アッテネータが調整されることを特徴とする請求項４に記載の電圧制御発振器。
前記基準温度において、前記選択部が前記電圧生成部から生成された電圧を前記可変入力抵抗素子を介して前記非反転入力端子に入力されるように選択するとき、前記電流制御発振回路の出力周波数が前記所望の周波数になるように、前記電圧生成部の前記可変抵抗素子の抵抗値が調整されることを特徴とする請求項８に記載の電圧制御発振器。
前記選択部の選択状態を変えずに、所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記可変入力抵抗素子の抵抗値が調整されることを特徴とする請求項８に記載の電圧制御発振器。
前記電圧生成部から生成された電圧と前記第２のリファレンス電圧とを比較する比較器をさらに備え、
前記比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも大きいことを示す場合、前記選択部の選択状態を変えずに、所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記可変入力抵抗素子の抵抗値が調整され、
前記比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも小さいことを示す場合、前記選択部の選択状態を変えずに、前記所定温度とは異なる別の所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記可変入力抵抗素子の抵抗値が調整される
ことを特徴とする請求項８に記載の電圧制御発振器。
入力電圧を電流に変換する電圧−電流変換回路と、当該前記電圧−電流変換回路で変換された電流の温度特性と相関する抵抗素子と電流源とから生成された電圧から、当該電圧の温度変化特性と逆の温度変化特性を有する第１のリファレンス電圧を発生する第１のリファレンス電圧発生回路と、前記電圧−電流変換回路で変換された電流で駆動され、前記第１のリファレンス電圧により制御されることにより所望周波数の出力信号を生成する電流制御発振回路と、を備えた電圧制御発振器の前記出力信号の温度特性の調整方法であって、
基準温度において、前記入力電圧が所定の電圧を示す場合における前記出力信号の周波数を所望の基準周波数になるように、前記第１のリファレンス電圧を調整する第１のステップと、
基準温度において、前記出力信号の周波数を前記所望の基準周波数と同じになるように、前記電流源から生成された電圧を調整することにより前記第１のリファレンス電圧を調整する第２のステップと、
所望の温度において、前記出力信号の周波数を前記所望の基準周波数と同じになるように、前記電流源から生成された電圧を前記第１のリファレンス電圧に増幅する増幅度を調整する第３のステップと
を備えることを特徴とする調整方法。
前記電流源から生成された電圧と第２のリファレンス電圧とを比較する比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも大きいことを示す場合、所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記増幅度が設定され、
前記比較器が、前記電圧生成部から生成された電圧が前記第２のリファレンス電圧よりも小さいことを示す場合、前記所定温度とは異なる別の所定温度における前記電流制御発振回路の出力周波数を前記所定の周波数になるように、前記増幅度が設定される
ことを特徴とする請求項１２に記載の調整方法。