JPH02114707A - 位相固定ループを変調する装置と方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 この発明は位相固定ループ周波数合成器に関する。更に
具体的に云えば、この発明は変調周波数範囲を大幅に拡
大する様に、位相固定ループを変調する方法と装置に関
する。

発明の背景と要約 現在の移動無線トランシーバの慣行は、位相固定ループ
合成器を用いて動作周波数を取出すものである。この合
成器では、位相固定ループ回路が可変周波発振器、即ち
、電圧制御形発振器（ＶＣＯ）を制御して、標準基準周
波数の周波数と位相角に固定する。こうすることにより
、ＶＣＯは標準と同じ精度を持つ。位相固定ループが基
準発振器の動作を追跡する様に作用する。

一般的に、位相固定ループはＶＣＯ，基準発振器、位相
検出器及びループ・フィルタを含む。位相検出器かＶＣ
Ｏの出力信号の位相を基準発振器からの信号の位相と比
較する。位相検出器は、比較した２つの信号の間の差に
関係する出力信号を発生する。この出力信号が低域フィ
ルタによって処理され、その後ＶＣＯの入力端子に制御
信号として印加され、発振器の出力信号の周波数を制御
する。

ＶＣＯの出力信号の変調が、従来典型的には、基準発振
器、ＶＣＯ又は基準発振器とＶＣＯの両方の何れかに変
調信号を印加することによって行なわれてきた。基準発
振器を変調する場合、位相固定ループの変調応答の伝達
関数は、位相固定ルプの大体共振周波数までの低い周波
数では、比較的平坦である。然し、伝達関数が大体位相
固定ループの共振周波数で急速に下がる。従って、ルプ
の共振周波数で、ループ応答が急速に低下する為に、こ
の変調方法をループの共振周波数より高い周波数に対し
て使うことは一般的に実用的ではない。

この方法は、典型的なＦＭ送信機の用途でｖＣＯの周波
数変調を行なうには、高い周波数応答がない為に、満足
し得る方式ではない。位相固定ルブは基準発振器に印加
された変調に対して低域フィルタとして振舞う。ＶＣＯ
の出力が基準源の周波数を追跡する能力が、帰還制御ル
ープの実効ループ利得によって制限される。

この代りにＶＣＯを直接的に変調する場合、ルプは印加
された変調に対して高域フィルタとして振舞う。変調応
答は、高い周波数に対しては比較的平坦であるが、低い
周波数に対しては急速に下がり、こうして変調応答の特
性としては満足なものに至らない。

広帯域変調を達成する為に用いられた１つの方式は、Ｖ
ＣＯ及び基準発振器の両方を相補形に変調することであ
る。この場合、基準源及びｖＣＯを正しい比で変調する
ことにより、平坦な変調応答、即ち、広い周波数帯にわ
たる一定の変調レベルを達成することか出来る。

特定の方法が位相固定ループを変調するのに役立つかど
うかは、大いに用途に関係する。この点、位相固定ルー
プの帯域幅が、変調入力に比べて大きければ、基準発振
器を変調すべきである。２゜ＯＨｚ乃至４　ｋＨｚの範
囲のオージオ・スペクトルを扱うことを希望し、位相固
定ループが１　ｋＨｚまで追跡することか出来れば、ル
ープは１　ｋＨｚレベルまで追跡するが、その後は１ｋ
Ｈｚより高い周波数を満足に追跡することが出来なくな
る。この場合、満足し得る動作を達成する為に、基準発
振器を変調することが可能であることがある。

他方、位相固定ループの追跡帯域幅が１００Ｈｚしかな
い場合、基準発振器を変調して満足し得る装置の動作を
達成することは出来ない。従って、所定の用途に於ける
特定の装置の制約に基づいて、基準発振器、ＶＣＯ又は
その両方を変調するのが適切であろう。

多くの用途では、基準源を変調することが望ましくない
か不可能である。この点について云うと、基準発振器を
その意図する主な目的に対して岩の様に堅固に安定にす
ること、即ち、位相固定ループをそれに対して固定し得
る基準周波数を正確に限定することが望ましい場合が多
い。この様に安定性を高めると云う条件は、基準発振器
の周波数を容易に変調し又は変えることが出来る様にす
ること５本質的に両立しない。

他の用途では、基準周波数源はアクセス可能でない周波
数基準であってよい。基準発振器を持たないこの様な装
置では、基準源を変調することは不可能である。

この発明は入力が１個の装置であって、非常に低い周波
数まで平坦な周波数応答を作り、ＶＣＯの広帯域変調が
出来る様にする。位相固定ループの広帯域変調を行なお
うとする従来の多くの試みとは対照的に、この発明は制
御ループの異なる点に別々の入力を必要としない。その
代りに、ＶＣＯに対する変調人力ポートが、使う必要の
ある唯一の変調入力である。

この発明では、ＶＣＯの広帯域変調が、変調源とＶＣＯ
の変調入力との間に、閉じた位相固定ルプの伝達関数を
反転した相似体を介在配置することによって達成される
。介在配置した回路の第１の枝路が、変調源からの高周
波信号をＶＣＯの入力に結合された加算装置に直接的に
通過させる。

介在配置された回路の第２の枝路が、変調源から受取っ
た低周波信号を増幅すると共に高周波信号を阻止し、こ
う云う信号を加算装置に通し、そこで第１及び第２の枝
路からの信号を加算して、ＶＣＯの広帯域変調が出来る
様にする。全ての変調処理は位相固定ループの外側で行
なわれる。

この発明の上記並びにその他の目的及び利点は、以下図
面についてこの発明の現在好ましいと考えられる実施例
を詳しく説明する所から、更によく理解されよう。

図面の簡単な説明 第１図は従来の位相固定ループ合成器を示す。

この位相固定ループ合成器は普通のものであるから、一
般的なことだけ説明する。前に述べた様に、移動無線ト
ランシーバでは、この様な位相固定ルプ合成器から動作
周波数を取出すのが典型的である。

第１図に示す位相固定ループ回路の目的は、周波数基準
又は基準周波数に固定する為に、可変周波数の電圧制御
形発振器（ＶＣＯ）１０を制御することである。第１図
では、標準周波数が基準発振器２によって発生される。

ＶＣＯ１０は従来からある多数の電圧制御形発振器のど
れであってもよい。典型的にはこの様な発振器は半導体
容量ダイオード、即ち、バラクタを用い、その静電容量
か逆電圧の大きさと共に変化する。この容量ダイオード
を発振器の同調回路の誘導子の両端に接続すると、ダイ
オードの両端の直流電圧を制御することにより、発振周
波数を変えることか出来る。

基準発振器２によって発生された基準周波数は、分周器
４によって分周された後、位相検出器６に入力される。

位相検出器６が基準発振器の周波数（分周器４の分周比
Ｎで除す）をＶＣＯ１０からの周波数出力（分周器１４
の分周比Ｍで除す）と比較する。このＶＣＯからの周波
数出力は分周器１４を介して位相検出器６に帰還される
。

位相検出器６に対す−る２つの信号入力の間に位相の差
があれば、電圧制御形発振器がどの位標準から違ってい
るかを示す誤差信号が出る。例えば、位相検出器６は平
衡整流回路にある２つのダイオドを含んでいてよい。整
流された直流出力の大きさが、分周器４及び分周器１４
から受取った２つの入力周波数の間の位相差に関係する
。

位相検出器６によって発生された誤差信号がルブ・フィ
ルタ８に入力される。ループ・フィルタ８は、典型的に
は低域フィルタであり、例えば位相検出器６の整流され
た直流出力から２つの発振器の交流信号の変動を除去す
るＲＣ回路であってよい。フィルタに対する入力は、交
流リップルを持つ直流誤差信号である。その出力がろ波
された直流制御電圧であり、これがＶＣＯ１０の制御作
用をよくする為、直流制御電圧の大きさを増加する様に
増幅される。増幅された出力信号が、ＶＣＯにあるバラ
クタに必要な極性の制御電圧にとって希望する直流レベ
ルになる。

前に述べた様に、この発明では、ＶＣＯの広帯域変調が
出来る様にする為、変調源とＶＣＯの変調入力との間に
、閉ループ伝達関数を反転した相似体を介在配置する。

伝達関数は、予定の出力をそれに関係する入力で除した
比であり、これは数学的に２つの信号の関係を表わすも
のである。

例えば、第１図に示す基準発振器２を変調する場合、ｖ
ｃｏの変調出力を基準発振器に対する変調入力で除した
伝達関数を定めることが出来る。

この伝達関数は、位相固定ループが基準発振器に印加さ
れた変調に対して低域フィルタとして振舞う為に、低域
通過特性を持つ。従って、振幅及び位相角の両方につい
て、ＶＣＯの変調出力と基準変調入力との比の大きさの
グラフを描けば、低域通過周波数応答を持つ伝達関数に
なる。閉ループの帯域幅は一般的に１０Ｈｚ乃至５００
Ｈｚであるから、基準発振器に変調を印加することは、
高周波応答が欠如する為、ＶＣＯを周波数変調するのに
満足し得る方法ではない。

この発明では、ＶＣＯの周波数変調に対し、帰還装置の
閉ループ伝達関数を反転した相似体となる回路を使って
、変調入力が１個の装置で平坦な変調応答を達成する。

第１図に示すＶＣＯ１０の変調出力を変調入力で除すこ
とによって定まる閉ループの伝達関数は、高域通過の伝
達関数であることを示すことか出来る。この為、この発
明では、第１図に示す基準発振器に変調を印加せずに、
ＶＣＯ１０の１個の変調入力に印加するたけで、平坦な
変調応答が達成される。

ＶＣＯの周波数変調に対する帰還装置の閉ルプ伝達関数
は、ループ応答の固有の高域通過特性を示す。この点に
ついて云うと、この応答は高い周波数で、ＶＣＯの利得
定数ＫＶＣＯに漸近的に近付き、周波数ゼロに極を持ち
、６　ｄｌｌ／オクターブの低周波のカットオフを生ず
る。典型的には遅れ形のループ・フィルタ応答により、
この応答を修正する。

この発明では、変調源とＶＣＯの入力との間に、伝達関
数Ｈ８を持つ回路を介在配置する。介在配置する回路が
伝達関数を合成して、ＶＣＯ１０の変調周波数に対する
位相固定ループ装置の閉ルプ伝達関数と介在配置した回
路の伝達関数との積が定数に等しくなる様にする。こう
することにより、１個の変調入力だけを使って、平坦な
周波数応答が達成される。

第２図は変調源とＶＣＯ１０の変調を受取る入力との間
に介在配置されたこの発明の回路例である。この回路は
下側枝路１５、上側枝路１７及び組合せ又は加算段１９
を有する。下側枝路１５では、変調源（図面に示してな
い）からの信号が、可変利得素子２０を介して演算増幅
器Ｕ３を直接的に駆動する。この増幅器は枝路を結合す
る段又は加算段１９を形成する。Ｕ３の出力がｖＣＯの
変調入力に直結である。可変利得回路２０の例が後で第
４図乃至第６図について詳しく説明される。

この為、可変抵抗素子２０によって減衰させられた変調
入力が演算増幅器Ｕ３を介してＶＣＯの変調入力に直結
になる。変調源からの信号は（２０の所で減衰させる以
外は）この「直接」変調通路では処理されない。下側枝
路１５はｖＣＯに対する高周波入力と見なすことか出来
る。

上側枝路１７が下側枝路１５と並列に結合されていて、
第１図に示した位相固定ループの低周波カットオフを補
償する様に作用する。従って、上側枝路１７の回路は、
変調入力信号に対する低周波の増幅を行なうのに役立つ
。

変調源とｖＣＯの変調入力との間に介在配置される第２
図に示す回路は、一般的に言えば、第１図に示す位相固
定ループの周波数特性を反転したちの＼複製を模擬し又
は作るものと特徴づけることが出来る。ＶＣＯの変調入
力に対する制御ループの周波数特性を反転した複製を作
ることにより、複合装置は一定の利得又は１の利得の応
答を持ち、こうして平坦な変調特性になる。

第２図の回路の上側枝路１７について更に詳しく説明す
ると、演算増幅器Ｕ１及びＵ２に関連した節Ａ及びＣの
間にある回路は、変調源から受取った高周波信号をカッ
トオフし、低周波信号を増幅する様に作用する。演算増
幅器Ｕ１について説明すると、帰還キャパシタ２４があ
る為、例えば周波数が２倍になると、演算増幅器の利得
は１／２に減少する。従って、更に高い周波数では、演
算増幅器Ｕ１の利得は略ゼロになる。

同様に、演算増幅器Ｕ１に続く演算増幅器Ｕ２に関係す
る段も帰還素子３０（これは第３図について後で説明す
る）の為、高周波カットオフをする。節Ａ及びＣの間に
あるＵｌ及びＵ２に関連した段の組合せの効果として、
変調入力が１２ｄＢ／オクターブで漸近的に下がる。予
定の高い周波数で、上側枝路１７に沿った入力信号は、
下側枝路１５を介しての略直接的な入力に比べて、問題
にならなくなる。

低い周波数については、上側枝路１７は、第１図に示し
た位相固定ループの低周波のカットオフを補正する様に
、低周波の増幅作用を導入する。

位相固定ループでは、周波数が下がるにつれて、閉じた
固定ループの利得が増加する。この減少がｖＣＯを変調
する能力を低下させる。従って、低い周波数でループ利
得が増加するにつれて、上側枝路１７の回路から供給さ
れる変調入力も利得を増加して、位相固定ループの固有
の動作を補償しなければならない。

詳しいことは後で説明するが、部品２０及び３２は、例
えばＶＣＯから受取った制御信号の制御のもとに、通路
１５及び１７を介して受取った信号の相対的な寄与が、
所望の広帯域変調を達成するのに適切となる様に保証す
るのに役立つ。即ち、演算増幅器Ｕ３によって加算され
る２つの入力は、加算された信号が一定の変調入力とな
る様に保証する為、振幅及び位相が正しい比でなければ
ならない。

節Ａ及びＢの間にある演算増幅器Ｕ１に関連した特定の
回路について説明すると、この回路は、第１図に示した
位相固定制御ループの利得の増加を補償するのに必要な
低周波漸近線を発生するのに必要な大きさの利得を持つ
。前に述べた様に、第１図の位相固定ループは、ループ
・フィルタ８及び位相検出器６の特性によって決定され
る様な低周波漸近線を持っている。位相検出器は、周波
数に反比例する利得増加（Ｋ／　ｓ　）を持つ回路であ
る。従って、低い周波数では、位相検出器の利得が高い
。

ループ・フィルタ８が位相検出器６からの雑音を除く様
に作用し、不所望の高周波成分をろ波して除く。ループ
・フィルタ８は、高い周波数では実質的な損失を持つが
、低い周波数では損失がない。

第１図に示す位相固定ループの全体的な特性は、低周波
成分をかなり増幅することである。低周波成分に対し、
位相固定ループの利得が増加すると、上側枝路１７が同
じ様に変調入力の利得を増加して、こう云う成分が位相
固定ループの動作によってゼロにならない様に保証する
。

次に第２図の具体的な部品の動作について説明すると、
変調入力が抵抗２２を介して演算増幅器Ｕ１の反転入力
に入力される。演算増幅器Ｕ１が出力する信号か並列Ｒ
Ｃ帰還回路２４．２６を介してＵｌの反転入力に帰還さ
れる。Ｕｌは、その反転入力に対する電流入力が略ゼロ
になる様に動作する。演算増幅器Ｕ１の非反転入力が接
地されている。演算増幅器Ｕ１からの帰還電流は略全部
がキャパシタ２４を介して反転入力に帰還される。

キャパシタ２４と並列に結合された抵抗２６は、低い周
波数でＵｌを安定に保つ様に作用する。

動作について説明すると、演算増幅器Ｕ１の出力電圧は
、入力信号の周波数の上昇と共に、６ｄＢ／オクターブ
の比で下がる。従って、入力周波数が２倍になると、出
力電圧は１／２になる。帰還ループにキャパシタ２４だ
けが存在する場合、出力電圧は一定の６　ｄＢ／オクタ
ーブの勾配を持ち、低い周波数では実質的に無限大にな
る。前に述べた様に、抵抗２６が存在することにより、
こう云う低い周波数での安定な動作が出来る。演算増幅
器Ｕ１及び関連する帰還ＲＣ回路は、位相検出器６によ
る利得に対応して、位相固定ループの低周波に於ける利
得を補償する積分器として動作する。

第２の積分段が第２図の上側枝路の回路の節Ｂ及びＣの
間に設けられて、ループ・フィルタ８による位相固定ル
ープの利得の低周波に於ける増加を補償する。動作につ
いて説明すると、演算増幅器Ｕ１の出力電力を抵抗２８
で除したものは、第２図に参照数字３０と記した部品Ｈ
Ｆの電流出力と大きさが同じであるが、符号が反対であ
る。Ｕ２の非反転入力が接地されている。

第２の積分段の出力特性は１／ＨＦに比例して変化する
。こ＼でＨＦは第１図に示したループ・フィルタ８を模
擬するものである。ループ・フィルタ８の応答は典型的
には遅れ形である。この遅れ形フィルタ応答ＨＦを第３
図に示す構成で実現することが出来る。第３図は、第２
図に示す様に抵抗２８及び演算増幅器Ｕ２と組合せたＲ
Ｃ回路で構成される模擬ループ・フィルタを示している
。

ループ・フィルタの伝達関数ＨＦは次の様になることを
示すことが出来る。

Ｒ１ｌ＋ｓＲ２・Ｃ１ ＨＦ＝ １ン２８　　　　　　　１＋ｓ（１？ｌ＋Ｒ２）Ｃ１こ
＼でＳは周波数（ｊＷ）に関係する。この為、ループ・
フィルタ８は、第３図に示す様に、Ｕ２の出力からＵ２
の反転入力に結合したＲＣ回路で模擬することが出来る
。このＲＣ回路は、Ｒ２及びＣ１からなる直列ＲＣ回路
を抵抗Ｒ１と並列に接続しである。

前に述べた様に、演算増幅器Ｕ１及びＵ２に関連するカ
スケード接続の段が一緒になったものが、夫々位相検出
器６及びループ・フィルタ８を模擬する。第２図に戻っ
て云うと、変調入力信号の周波数が下がるにつれて、こ
れらの２つの段からの出力は、こう云う第１及び第２の
積分段の為に増加し続ける。従って、加算段の演算増幅
器Ｕ３の反転入力は、位相固定ループの利得がかなり可
変である２つの素子（即ち、位相検出器６及びルプ・フ
ィルタ８）を反映した入力信号を受取る。

位相固定ループ合成器をその出力周波数範囲にわたって
動作させる時、ループのあるパラメータが変化すること
がある。その補償を必要としない様な用途も確かにある
が、ループ・パラメータの変化に対する補償を行なわな
ければならない様な用途も同じ様に存在する。例えば、
低速ディジタル変調装置では、ループ・パラメータの変
化に対する補償をすべきである。

ループ・パラメータの変化を補償する必要性は、ループ
に伝達する必要のある周波数が低くなるにつれて一層大
きくなることが理解されよう。典型的には、例えば、オ
ージオ範囲、例えば３００Ｈｚ或いはそれ以下の周波数
を用いた信号変調を使う場合、補償が必要である。

５乃至１０Ｈｚ程度の周波数を使うディジタル変調装置
では、例えば第２図に示す可変利得素子２０及び３２を
介して補償を導入しないと、かなりのパルス歪みが起る
。この様なディジタル変調装置は、典型的にはパラメー
タの変化があっても差支えない様な信号音変調装置より
も、ループ・パラメータの変化の影響がかなり強い。

位相固定ループ合成器をその出力周波数範囲にわたって
動作させる時、分周器Ｍ及び電圧制御形発振器の利得係
数Ｋｖｃｏはある予定の周波数で同じ様に変化する可能
性がある。典型的には、分周比Ｍか大きければ、ＶＣＯ
の周波数も高く、Ｋｖｏｏは低下する可能性があり、周
波数応答に傾斜を生ずる。

第２図に示す回路は次の伝達関数を合成する。

Ｉ　　　　Ｋφ−ＨＦ Ｋｓ＝　十 ＫＶＣＯＳｏＭ こ＼でＫ　　はＶＣＯの制御利得、Ｋφは位相検ＣＯ 山型に伴う利得、ＨＦはループ・フィルタ８の伝達関数
、Ｓは周波数に比例する係数（ｊｗ）、Ｍは分周器１４
の分周比である。

この状態では、第１項、即ち高周波等化成分は１／Ｋｖ
ｃｏに従って変化する必要があるが、低周波成分は分周
比Ｍに反比例して変化する。通常、Ｍの変化は、典型的
な移動無線の用途では、±１０％未満である。ＶＣＯの
制御利得の相対的な変化は、ＶＣＯの設計に関係する。

同調範囲にわたって、６ｄＢの変動は稀ではない。

パラメータのこの様な変化を補償する１の方法は、第２
図に示す様に、加算段に対する夫々の枝路の出力に可変
利得回路２０．３２を取入れることである。回路２０が
Ｋｖｃｏの変化を補正し、回路３２か分周器Ｍの変化を
補正する。こう云う回路はＶＣＯに印加された制御電圧
によって制御することか出来る。この点、ＶＣＯの制御
電圧がＶＣＯからの周波数出力を決定する。

ＶＣＯがその周波数を変えると共にその利得を変える時
、ＶＣＯの制御電圧も同じ様に変化する。

可変利得回路２０は制御電圧の変化に応答する様に設計
して、予定の閾値に達した時、入力信号を素子２０で減
衰させる量が変わる様にする。

同様に、可変抵抗回路２０の実効抵抗を変えることによ
り、上側枝路１７の相対的な補償を修正することによっ
て、分周比Ｍの変化に対する補償を行なうことが出来る
。この補償は、分周比Ｍの相対的な変化か実質的である
場合にだけ必要である。

第１図に戻ってＶＣＯ１０に注目すれば、ＶＣＯが２つ
の入力、即ちＶＣＯの制御電圧を構成するループ・フィ
ルタ８からの入力と変調人力Ｍ、とを持つことが判る。

ＶＣＯの利得ＫＶｏｏは、ｎ ＶＣＯの制御入力に関係しているが、それによって典型
的には、印加電圧と共に、出力周波数は予定のメガヘル
ツ数／ボルト（例えば５ＭＨｚ／ボルト又は５　ｋＨｚ
　／　ミリボルト）で増加する。従って、ＶＣＯの制御
人力か外来信号に極めて影響されることか判る。

同様に変調入力にも変調利得ＫｍＯｄが関係しているが
、変調利得は５ＭＨｚ／ボルトと云う制御利得とはとて
も較べものにならない。この点、周波数変調装置で使わ
れる典型的な偏差が５ｋＨｚであることに注意されたい
。従って、典型的にはＶＣＯを変調する時、制御入力程
■ＣＯの出力を急激に修正しない様な別個の入力ポート
か用いられる。

例えば、変調入力の制御利得Ｋ［ｌｌ０ｄか１０　ｋＨ
ｚ　／ボルトであってよい。それでも、ＶＣＯ１０に別
個の変調入力を示しであるが、変調入力は、ルプ・フィ
ルタ８からの出力を第２図の回路によって供給される変
調入力と適当に組合せることにより（組合せる各々の信
号に関係する利得係数を考慮に入れて）、ＶＣＯ１０の
制御入力の所に入力することが出来る。

更に、従来のあるＶＣＯでは、ｖＣＯの周波数制御素子
の大地側復帰路に変調を印加することが出来ることに注
意されたい。この場合、制御及び変調の利得は同じであ
る。然し、普通、変調入力は第１図に示す制御入力とは
別個である。この場合ＫＩＩＩＯｄはＫＶｃｏのｐ倍に
等しい。こ＼で利得比ｐはＶＣＯの動作周波数に関係す
る可能性がある。

利得比ｐかＫＩｎＯｄ／Ｋｖｃｏに等しいから、利得比
ｐが一定でなければ、ｐの変化を埋合せる為に、例えば
ブロック３２に対する制御信号入力を修正することか必
要になるかもしれない。この様にして、低周波の補償に
影響を与える利得比の変化の影響を補償することが出来
る。

ｖＣＯに対する別個の変調入力を用いる場合、等化伝達
関数の式は次の様になる。

Ｉ　　　　Ｋφ−Ｈ。

Ｋｓ　＝　十 ＫｍＯｄ　　Ｓ″Ｍ−ｐ Ｋ［ｌｌ０ｄ 但し　　ｐ＝ ＫＶｃｏ 従って、前に述べた様に、利得比率ｐが周波数と共に変
化する場合、第２図の素子３２に印加される制御信号を
それに応じて変えて、伝達関数Ｋｓ′が第２図の回路に
よって正確に合成されて、利得比の変化を補償する様に
しなければならない。

通路１５及び１７を介して受取る信号の相対的寄与の大
きさが変調源の性質に関係することが理解されよう。例
えば、源か正弦状信号音周波数である場合、部品３２又
は２０の何れかに対して正しい比を供給する回路例が第
４図、第５図及び第６図に示されている。変調源が低い
周波数にかなりのエネルギを持つデータ波形である場合
、」二側及び下側枝路の相対的な寄与に対する精度の条
件は、信号音の変調の場合よりも一層重要になる。

当業者であれば判る様に、第４図、第５図及び第６図に
示す例示回路を可変利得素子２０又は３２として使うこ
とが出来る。所望の補償を達成する様に閾値電圧だけを
変える。ＶＣＯの同調範囲にわたるループ・パラメータ
の変化を補償することについて更に詳しいことは、係属
中の米国特許出願通し番号　　（出願人控え番号４　Ｂ
／１０２）に記載されている。

第４図、第５図及び第６図では、加算段１９が、第２図
について述べた様に動作し、こ＼では説明しない。第４
図について説明すると、その目的は（可変利得素子３２
を用いていると仮定して）第２図の演算増幅器Ｕ２の出
力から受取った変調入力信号に対し、加算段１９の利得
を変えることである。この利得は演算増幅器Ｕ３の反転
入力に供給される電流に実質的に比例し、又は入力回路
の抵抗値に反比例する。変調入力信号が抵抗４６を介し
て演算増幅器Ｕ３の反転入力に結合される。

比較器４０が第１図のループの制御電圧（即ち、ｖＣＯ
を正しい周波数に保つ為の制御入力）を直流基準（ＶＩ
　ＲＥＦ）と比較する。制御電圧入力が基準を越えれば
、比較器４０が状態を変え、スイッチＳ１の状態を変え
る（場合に応じてそれをターンオン又はターンオフする
）制御出力を発生する。

スイッチＳ１か抵抗４６の分路に抵抗４５を入れ、こう
してこの入力に対する演算増幅器Ｕ３の利得を増加する
。利得の整形を一層正確にする為、勿論比較レベルの異
なる多、数の比較器を用いることが出来る。例えば、破
線で示す様に、関連する基準電圧Ｖ２ＲＥＦを持つ比較
器４２を使って、スイッチＳ２を介して抵抗４５及び４
６と並列の抵抗４７を開閉することが出来る。

当業者であれば判る様に、第４図に示す切換え装置を第
５図に示す様に変更して、抵抗５４，５６．５８の直列
回路を使うことか出来る。この時、抵抗５６．５８は、
ループの制御電圧を夫々の基準電圧Ｖ３ＲＥＦ及びＶ４
ＲＥＦと比較する比較器５０．５２の制御のもとに、制
御自在に短絡される。

第６図について説明すると、ループ制御電圧を使う代り
に、チャンネル（周波数）情報に応じて、利得制御回路
を制御する様に合成器６２をプログラムするトランシー
バのマイクロコントローラ６０を直接的に使うことが出
来る。この場合、トランシーバのマイクロコントローラ
６０が位相固定ループ周波数合成器６２の所望の特性に
従ってプログラムされていて、他の点では合成器６２を
制御するから、（ループ制御電圧を使う代りに）スイッ
チＳＩＯ乃至Ｓ４０を制御する為にマイクロコントロー
ラ６０を直接的に使うことが出来る。

マイクロコントローラ６０の出力ポートが第６図に示す
様に、スイッチＳＩＯ，Ｓ２０．Ｓ３０゜Ｓ４０又はそ
の他を直接的に制御することが出来る。スイッチ選択又
は復号論理回路６４を使うことが出来る。３つ以上のス
イッチを使う場合、この方が経済的である。それは、２
つのポートで４つのスイッチを制御することか出来、３
つのホトで８つのスイッチを制御することが出来ると云
う様になるからである。

第６図に示す様に、マイクロコントローラの２つの出力
ポートを使って、夫々抵抗６８，７０７２．７４と直列
に結合された４つのスイッチＳ１０、　　Ｓ２０．Ｓ３
０．Ｓ４０を制御する。変調入力が抵抗６６を介して演
算増幅器Ｕ３の反転入力に結合される。抵抗６６と並列
に結合される抵抗が増えるにつれて、前に第４図につい
て説明した様に、演算増幅器Ｕ３の利得が増加する。

更に、利得制御素子として電界効果トランジスタを使う
ことが出来ることに注意されたい。この場合、比較器ス
イッチ装置の代りに、制御電圧を直流オフセット装置を
介して印加して、電界効果トランジスタをオン又はオフ
にバイアスし、１つ又は更に多くの抵抗の両端にあるト
ランジスタのチャンネル抵抗を分路して、抵抗値の範囲
を制限することが出来る。この場合も、制御を更に正確
にする為に、多数のスイッチを使うことが出来る。

この方式は、それ程正確ではないが、もつと緩かな利得
制御が出来る。

第２図に戻って出力加算段１９について説明すると、こ
の加算段が直接通路１５から受取った信号を通路１７の
信号と加算する。演算増幅器Ｕ３がこれらの２つの信号
を加算する様に作用する。

この代りに、これらの通路を介して伝達された信号を抵
抗によって組合せて、ＶＣＯ１０の変調入力に入力して
もよい。演算増幅器Ｕ１及びＵ２と同じく、演算増幅器
Ｕ３の非反転入力は接地されている。

動作について説明すると、演算増幅器Ｕ１及びＵ２と同
じく、Ｕ３はその反転入力の電圧を略ゼロ・ボルトに保
つ様に作用する。異なる形で動作する加算段を用いた場
合、抵抗３４を介して帰還される演算増幅器Ｕ３の出力
信号が、回路２０を介して変調源にも帰還され、この為
不安定な動作を招く惧れがある。演算増幅器Ｕ３及び帰
還抵抗３４を使うことによって、この問題が避けられる
。

更に、演算増幅器Ｕ１及びＵ２は低周波成分を増幅する
ものであるから、余分の加算段は過負荷の問題が起る慣
れを最小限に抑えることが出来る。

更に、前に述べた様に、演算増幅器Ｕ３は変調源のイン
ピーダンスが高すぎる場合、源の低周波での不安定性の
原因となる様な、回路の前後の全体的な帰還を最小限に
抑えるのに役立つ。

この発明を現在最も実用的で好ましいと考えられる実施
例について説明したが、この発明がこ＼に説明した実施
例に制限されず、むしろこの他の種々の変更及び均等物
がこの発明の範囲内に含まれることを承知されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の位相固定ループ合成器の簡略ブロック図
、 第２図は変調源とＶＣＯの間に介在配置される３に の発明の実施例の回路を示す回路図、 第３図は第２図に示した模擬ループ・フィルタＨＦの具
体例を示す回路図、 第４図、第５図及び第６図は第２図に示した素子２０及
び３２を構成するのに使うことが出来る可変利得回路の
例を示す回路図である。 主な符号の説明 １０：電圧制御形発振器 １５：下側枝路（高周波） １７：上側枝路（低周波） １９、加算手段

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、変調源から変調信号を受取る入力を持つ電圧制御形
   発振器を含む位相固定ループを変調する装置に於て、 前記変調源に結合されていて、該変調源からの少なくと
   も高周波信号を前記電圧制御形発振器の入力に結合する
   第１の手段と、 前記変調源に結合されていて、高周波信号を阻止すると
   共に、前記変調源から受取った低周波信号を増幅する第
   ２の手段と、 前記第１の手段及び第２の手段からの信号を加算して、
   前記電圧制御形発振器の入力に補償済み変調信号を供給
   する手段とを有する装置。 ２、前記第１の手段が加算する手段に対して、適正な振
   幅を持つ高周波を供給する振幅制御手段を含んでいる請
   求項１記載の装置。 ３、前記振幅制御手段が前記変調源からの信号を可変利
   得手段を介して前記加算する手段に直接的に結合する請
   求項２記載の装置。 ４、前記第２の手段が、前記変調源から受取った低周波
   信号の利得をそれに対応して増加することにより、前記
   位相固定ループの利得の低周波に於ける増加を補償する
   手段を含む請求項１記載の装置。 ５、前記位相固定ループが位相検出器及びループ・フィ
   ルタを含み、前記補償する手段が、前記位相固定ループ
   の位相検出器の動作を補償する第１の積分手段と、前記
   位相固定ループのフィルタの動作を補償する第２の積分
   手段とを含む請求項４記載の装置。 ６、前記第２の手段に結合されていて、電圧制御形発振
   器の利得変化による位相固定ループの利得の変化を補償
   する手段を含む請求項１記載の装置。 ７、前記補償する手段が、前記電圧制御形発振器に印加
   された制御電圧に応答して、それに対して入力される信
   号の振幅を修正する可変利得手段を含む請求項６記載の
   装置。 ８、前記加算する手段が演算増幅器を含む請求項１記載
   の装置。 ９、前記第１及び第２の手段が前記演算増幅器の反転入
   力に結合されており、該演算増幅器の非反転入力が接地
   されている請求項８記載の装置。 １０、前記第１の手段が位相固定ループの少なくとも１
   つのパラメータの変化を補償する手段を含む請求項１記
   載の装置。 １１、変調源から変調信号を受取る入力を持つ電圧制御
   形発振器を含む位相固定ループを変調する装置に於て、 前記変調源に結合されていて、該変調源から変調信号を
   受取る手段と、 該受取る手段に結合されていて、前記位相固定ループの
   周波数特性を反転した複製を前記電圧制御形発振器の入
   力に供給して、位相固定ループの広帯域変調を行なう手
   段とを有する装置。 １２、前記反転した複製を供給する手段が、前記受取る
   手段に結合されていて、高周波信号を前記電圧制御形発
   振器の入力に結合する第１の手段と、 前記受取る手段に結合されていて、変調源から受取った
   低周波信号を増幅する第２の手段と、前記第１及び第２
   の手段によって発生された信号を電圧制御形発振器の入
   力に結合する手段とを含んでいる請求項１１記載の装置
   。 １３、前記第１の手段が、変調信号を受取る為に、前記
   電圧制御形発振器の入力に予定の振幅を持つ高周波信号
   を供給する振幅制御手段を含んでいる請求項１２記載の
   装置。 １４、前記振幅制御手段が変調源からの信号を可変減衰
   手段を介して前記結合する手段に直接的に結合する請求
   項１３記載の装置。 １５、前記第２の手段が、変調源から受取った低周波信
   号の利得をそれに対応して増加することにより、前記位
   相固定ループの利得の低周波に於ける増加を補償する手
   段を含む請求項１２記載の装置。 １６、前記位相固定ループが位相検出器及びループ・フ
   ィルタを含み、前記補償する手段が、前記位相固定ルー
   プの位相検出器の利得の増加を補償する第１の積分手段
   と、前記位相固定ループのフィルタの利得の増加を補償
   する第２の積分手段とを含む請求項１５記載の装置。 １７、前記第２の手段に結合されていて、電圧制御形発
   振器の利得変化による位相固定ループの利得変化を補償
   する手段を含む請求項１２記載の装置。 １８、前記補償する手段が、電圧制御形発振器に印加さ
   れた制御電圧に応答して、それに対して入力される信号
   の振幅を修正する可変利得手段を含む請求項１７記載の
   装置。 １９、前記結合する手段が演算増幅器で構成された加算
   手段を含む請求項１２記載の装置。 ２０、前記第１及び第２の手段が前記演算増幅器の反転
   入力に結合されており、該演算増幅器の非反転入力が接
   地されている請求項１９記載の装置。 ２１、前記第１の手段が位相固定ループの少なくとも１
   つのパラメータの変化を補償する手段を含む請求項１２
   記載の装置。 ２２、前記位相固定ループが少なくとも１つの分周器を
   含み、前記パラメータが該少なくとも１つの分周器の分
   周比である請求項２１記載の装置。 ２３、変調信号を受取る入力を持つ電圧制御形発振器を
   持っていて、予定の周波数特性を有する位相固定ループ
   の広帯域変調を行なう方法に於て、変調源から変調信号
   を供給し、 該変調信号を処理することにより、前記位相固定ループ
   の周波数特性を反転した複製を発生し、該反転した複製
   を前記電圧制御形発振器の入力に結合して位相固定ルー
   プの広帯域変調を行なう工程を含む方法。 ２４、前記反転した複製を発生する工程が、変調源から
   受取った高周波信号を電圧制御形発振器の入力に結合し
   、 変調源から受取った低周波信号を増幅する工程を含む請
   求項２３記載の方法。 ２５、高周波信号を結合する工程が、変調信号を受取る
   為に、予定の振幅を持つ高周波信号を前記電圧制御形発
   振器の入力に供給する工程を含む請求項２４記載の方法
   。 ２６、前記増幅する工程が、変調源から受取った低周波
   信号の利得をそれに対応して増加することにより、前記
   位相固定ループの利得の低周波に於ける増加を補償する
   工程を含む請求項２４記載の方法。 ２７、電圧制御形発振器の利得変化による位相固定ルー
   プの利得変化を補償する工程を含む請求項２３記載の方
   法。 ２８、高周波信号を結合する工程が、位相固定ループの
   少なくとも１つのパラメータの変化を補償する工程を含
   む請求項２４記載の方法。 ２９、位相固定ループが少なくとも１つの分周器を含み
   、前記パラメータが該少なくとも１つの分周器の分周比
   である請求項２８記載の方法。