JP3362537B2 - 電気自動車用駆動モータのフェールセーフ制御 - Google Patents
電気自動車用駆動モータのフェールセーフ制御Info
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- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L3/00—Electric devices on electrically-propelled vehicles for safety purposes; Monitoring operating variables, e.g. speed, deceleration or energy consumption
- B60L3/0023—Detecting, eliminating, remedying or compensating for drive train abnormalities, e.g. failures within the drive train
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電気自動車のモータ制
御に用いられるベクトル制御において、コントローラを
構成するマイクロコンピュータまたは電流サーボ系の故
障を確実に検知してフェールセーフを行う電気自動車用
駆動モータのフェールセーフ制御に関する。 【０００２】 【従来の技術】電気自動車に用いられる誘導モータの効
率を改善するために開発されたベクトル制御は、回転磁
場の位置と回転子の位置を検知し、最適なタイミングで
各極に電流を流す制御方式である。上記ベクトル制御方
式を行うためにマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という。）を使用する必要がある。 【０００３】上記ベクトル制御に用いられるマイコンか
ら構成される制御系の安全性を確保する為に、例えば、
図６に示すウオッチドックタイマ（以下、ＷＤＴとい
う。）１０１を用いたマイコン１０２の故障検知システ
ムがある。 【０００４】上記故障検知システムは、マイコン１０２
のプログラム中に定期的、例えば、各サイクル毎に出力
を行うルーチン（図示せず）が設けられ、当該ルーチン
からの出力信号をプログラム走行信号として外部のＷＤ
Ｔ１０１に出力する。 【０００５】ここで、故障検知システムにおいて、ＷＤ
Ｔ１０１の出力が途切れた場合は、出力されるプログラ
ム走行信号をＷＤＴ１０１のリセット信号とし、リセッ
トが定められた期間に入力されない場合（例えば、マイ
クロプログラムの暴走等）ＷＤＴ１０１によりマイコン
１０２がリセット信号を発生させてマイコンプログラム
の走行を停止させるものである。この場合、マイコン１
０２にリセットをかけてプログラムの実行を停止させる
条件は、当該マイコン１０２に備えられている、例え
ば、ＲＡＭ（図示せず）の１ビットを監視する。上記Ｗ
ＤＴ１０１によりリセットされると１ビットが反転され
てマイコン１０２は、プログラムの実行を停止させる
が、当該１ビットの示す制御内容が重要な場合がある。
しかし、１ビットのみではマイコン１０２の有する複雑
な故障モードの全てに対応することができず、マイコン
１０２の一部の機能の故障しか対応できなかった。従っ
て、故障を検知してリセットをかけるシステムには不具
合を生じる場合があった。 【０００６】上記故障検知システムの不具合に対する対
応策としては、図７に示すマイコンの２重化システムが
考案されている。 【０００７】上記マイコンの２重化システムにおいて、
マイコン１０３とマイコン１０４とは、同一のプログラ
ムにより同一の入力に対して演算を行う。演算後、マイ
コン１０３とマイコン１０４との出力を比較器１０５は
比較する。比較によりマイコン１０３およびマイコン１
０４の機能が正常の場合は、マイコン１０３の出力１と
マイコン１０４の出力２とは同一であるため、比較器１
０５から出力されずにマイコン１０３からの出力１によ
り制御が行なわれる。 【０００８】一方、マイコン１０３またはマイコン１０
４のいずれかに異常が発生した場合は、比較器１０５に
よる比較結果が不一致になる。比較結果が不一致になる
と比較器１０５は、マイコン１０３またはマイコン１０
４が正常でないため、フェールセーフ信号及び警告信号
を出力して制御システムの安全性を確立するものであっ
た。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
たマイコンの２重化システムを用いた故障検知システム
において、制御入力がディジタルで、且つ、誤差が累積
しないシステムの場合には不具合を発生しないが、電気
自動車のモータ制御に用いられるベクトル制御に適用し
た場合は、検出感度を上げることが難しいものであっ
た。特に、２重化システムのマイコン内部に積分系を有
する場合である。何故なら、２重化システムは、同一入
力で同一演算を行なえば同一出力になるが、例えば、ト
ルク指令のようにアナログ入力の場合はマイコン１０３
および１０４に同一入力するのが難しい。また、内部に
積分系を含む２重化システムは、入力されるアナログデ
ータをディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換の途中で
最下位ビットの信頼性が悪く、当該最下位ビットに誤差
等を生じると積分した結果の積分値が信頼できるか否か
の判断がしいくものであった。更に、高速でモータが回
転している場合に２相／３相変換器および電流制御器は
高速で作動しており、当該２相／３相変換器等をマイコ
ンで制御することは困難であった。 【００１０】本発明は、このような従来の課題に鑑みて
なされたものであり、その目的は、電気自動車用駆動モ
ータのフェールセーフ制御のシステムの故障に対する信
頼性を向上し、高速で作動している場合にもマイコンに
よる制御を可能とする電気自動車用駆動モータのフェー
ルセーフ制御を提供することにある。 【００１１】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の第１の発明は、アクセル信号および
速度信号からモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モ
ータ１次周波数を演算して出力し、当該演算の途中結果
のトルク電流および励磁電流を出力する第１の制御手段
と、この第１の制御手段から出力されたトルク電流、励
磁電流を２相３相変換し、当該変換した３相のトルク電
流、励磁電流と駆動モータを駆動制御する３相電流とか
ら当該駆動モータをパルス振幅により制御するＰＷＭ信
号を出力するパルス幅変調制御手段と、前記パルス幅変
調制御手段に入力される前記３相電流を前記第１の制御
手段から出力された位相角を用いて３相２相変換し、ト
ルク電流の推定値および励磁電流の推定値を演算して出
力するトルク推定手段と、アクセル信号および速度信号
からモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次
周波数を演算して出力し、当該演算の途中結果のトルク
電流および励磁電流を出力する第２の制御手段と、前記
第１の制御手段から出力されたモータ１次電流振幅の絶
対値、位相角、モータ１次周波数と前記第２の制御手段
から出力されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、
モータ１次周波数との差の大きさをそれぞれ比較して当
該差の大きさが所定値以上で、所定時間継続する場合に
フェールセーフ信号を出力する第１の比較手段と、前記
トルク推定手段から出力されたトルク電流の推定値およ
び励磁電流の推定値と前記第２の制御手段から出力され
たトルク電流および励磁電流との差の大きさをそれぞれ
比較して当該差の大きさが所定値以上で、所定時間継続
する場合にフェールセーフ信号を出力する第２の比較手
段とを備えたことを要旨とする。 【００１２】 【作用】上述の如く構成すれば、第１の発明は、電気自
動車用駆動モータのフェールセーフ制御において、前記
パルス幅変調制御手段によるモータ１次周波数の積分の
誤差を検出するため、トルク電流および励磁電流の基準
値とするトルク電流の推定値および励磁電流の推定値を
トルク推定手段は、前記パルス幅変調制御手段に入力さ
れる前記３相電流を第１の制御手段から出力された位相
角を用いて３相２相変換して演算する。 【００１３】また、マイコンの２重化の誤差を検出する
ため、第１の比較手段は、前記第１の制御手段から出力
されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１
次周波数と前記第２の制御手段から出力されたモータ１
次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次周波数との差
の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定値以
上で、所定時間継続する場合にマイコンの２重化の誤差
が発生したと判断してフェールセーフ信号を出力する。 【００１４】一方、前記パルス幅変調制御手段によるモ
ータ１次周波数の積分の誤差を検出するため、第２の比
較手段は、前記トルク推定手段から出力された基準値の
トルク電流の推定値および励磁電流の推定値と前記第２
の制御手段から出力されたトルク電流および励磁電流と
の差の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定
値以上で、所定時間継続する場合にパルス幅変調制御手
段によるモータ１次周波数の積分の誤差が発生したと判
断してフェールセーフ信号を出力するので、システムの
故障に対する信頼性を向上し、高速で作動している場合
にもマイコンによる制御を可能にできる。 【００１５】 【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。 【００１６】図１は本発明の電気自動車用駆動モータの
フェールセーフ制御に係る一実施例を示すブロック図で
ある。 【００１７】上記電気自動車用駆動モータのフェールセ
ーフ制御は、マイクロコンピュータ（以下、Ｍ／Ｃとい
う。）１、ＰＷＭ発生ブロック２、フェールセーフコン
トロール（以下、Ｆ／Ｃという。）３、フェールセーフ
ブロック４、電源部５および速度検出部６から構成され
ている。 【００１８】上記Ｍ／Ｃ１はＴＰ／Ｃインターフェース
７、ベクトル制御部８およびセンサ入力処理部９を備え
ている。ＴＰ／Ｃインターフェース７はアクセル信号を
Ｍ／Ｃ１内に取込み、ベクトル制御部８に出力する。 【００１９】上記べクトル制御部８は、ＴＰ／Ｃインタ
ーフェース７から入力されたアクセル信号と速度検出部
６から入力される速度信号とからディジタルデータのモ
ータ１次電流振幅の絶対値、位相角を演算して、後述す
る直交ー極形式変換により変換する。変換された極形式
のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角をべクトル制御
部８は、後述の２相３相変換器１０、比較器１７に出力
し、位相角をトルク推定器１６に出力する。また、ベク
トル制御部８は、アクセル信号からすべり周波数を求
め、当該すべり周波数と速度信号とからモータ角速度を
求めて、当該モータ角速度とすべり周波数の和により極
形式のモータ１次周波数を演算して後述の２相３相変換
器１０、比較器１７に出力する。更に、ベクトル制御部
８は、前記演算の途中結果であるトルク電流、励磁電流
を後述の２相３相変換器１０に出力する。センサ入力処
理部１３は、トルク指令信号を作るための信号を各種信
号インターフェース（図示せず）から入力して処理を行
う。また、センサ入力処理部１３は駆動モータ（図示せ
ず）およびＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、アクセル開度
をＡ／Ｄ変換し、各種のディジタル制御入力処理を行
う。 【００２０】ＰＷＭ（パルス幅変調）発生ブロック２
は、２相３相変換器１０、電流フィードバック回路１１
およびＰＷＭ発生回路１２を備えて、Ｍ／Ｃ１のベクト
ル制御部８から出力された後述の極形式のモータ１次電
流振幅の絶対値とモータ１次周波数とのディジタルデー
タに基づいて３相電流アナログ指令を発生、電流制御お
よびＰＷＭ信号を発生するものである。 【００２１】上記２相３相変換器１０は、ベクトル制御
部８から出力された極形式のモータ１次電流振幅の絶対
値、位相角、モータ１次周波数のディジタルデータに基
づき、モータ１次周波数を積分し、位相角との和を取っ
てモータの電気角θを演算する。また、２相３相変換器
１０は、モータ電気角θに基づき３角関数発生回路（図
示せず）よりsin θを発生し、モータ１次電流振幅の絶
対値との乗算により後述する３相電流アナログ指令Ｉu
，Ｉv ，Ｉw を演算する。 【００２２】電流フィードバック回路（以下、ＡＣＲと
いう。）１１は、２相３相変換器１０の出力である３相
電流アナログ指令と電流センサ（図外）により検知され
る電気自動車駆動モータ（図示せず）を駆動制御する３
相電流との差を取り、ＰＩ補償を行い、電流誤差信号と
してＰＷＭ発生回路１２に出力する。ＰＷＭ発生回路１
２は、ＡＣＲ１１から出力された電流誤差信号と前述の
ベクトル制御部８のキャリア波高値演算（図示せず）お
よびＰＷＭ発生ブロック２内の三角波発生（図示せず）
とからのキャリア周波数の３角波とを各相比較し、ＰＷ
Ｍ信号を発生する。また、ＰＷＭ発生回路１２は、フェ
ールセーフブロック４の指令により出力を停止する。更
に、ＰＭＷ発生回路１２は、発生されたＰＷＭ信号から
３相ブリッジ（図示せず）に供給する同時ＯＮを防止す
るデッドタイムを差引いたＩＧＢＴドライブ信号を発生
する。 【００２３】Ｆ／Ｃ３は、センサ入力処理部１３、トル
ク補正演算部１４、ベクトル制御部１５を備えて、各種
センサの入力を受け、ＴＰ／Ｃインターフェース７で行
っているトルク補正演算相当の演算を行い、フェールセ
ーフブロック４に比較用信号として出力する。センサ入
力処理部１３は、トルク指令信号を作るための信号をＴ
Ｐ／Ｃインターフェース７と同様にＦ／Ｃ３に入力して
処理を行う。また、センサ入力処理部１３は、駆動モー
タ（図示せず）およびＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、ア
クセル開度をＡ／Ｄ変換し、各種のディジタル制御入力
処理を行う。トルク補正演算部１４は、ＴＰ／Ｃインタ
ーフェース７内で計算しているアクセル信号をもとにし
たトルク補正演算相当の演算を行う。ベクトル制御部１
５は、Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８と同等の演算を行う
が、但し、基本的にはトルク指令信号演算部１４と同等
の制御周期で演算を行う。また、ベクトル制御部１５
は、Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８と同様にモータ１次電
流振幅の絶対値、位相角およびモータ１次周波数を演算
して極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角およ
びモータ１次周波数を後述する比較器１７に出力する。
また、ベクトル制御部１５は、前記演算の途中結果であ
るトルク電流、励磁電流を後述する比較器１８に出力す
る。 【００２４】フェールセーフブロック４は、トルク推定
器１６、比較器１７および比較器１８を備えている。ま
た、フェールセーフブロック４は、Ｍ／Ｃ１のベクトル
制御部８の出力とＦ／Ｃ３のベクトル制御部１５との出
力を比較し、Ｆ／Ｃ３のベクトル制御部８から出力され
た演算の途中結果であるトルク電流および励磁電流とト
ルク電流の推定値および励磁電流の推定値とをそれぞれ
比較し、比較結果が所定時間の間、所定の値以上の場合
にフェールセーフ信号を出力するものである。上記トル
ク推定器１６は、前述のＰＷＭ発生ブロック２のＡＣＲ
１１に入力される同一の３相電流をＭ／Ｃ１のベクトル
制御部８から出力された位相角を用いて後述する３相２
相変換式により３相２相変換してトルク電流の推定値、
励磁電流の推定値を演算して比較器１８に出力する。比
較器１７は、Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８の出力である
極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ
１次周波数とＦ／Ｃ３のベクトル制御部１５の出力であ
る極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モー
タ１次周波数との差の大きさをそれぞれディジタル的に
比較する。比較により比較器１７は、比較したそれぞれ
の差の大きさが所定のビット以上の値で、所定の時間継
続するとフェールセーフ信号を出力する。比較器１８
は、Ｆ／Ｃ３のベクトル制御部１５の出力の演算の途中
結果であるトルク電流、励磁電流とトルク推定器１６の
出力であるトルク電流の推定値、励磁電流の推定値との
差の大きさをそれぞれ比較する。比較により比較器１８
は、比較したそれぞれの差の大きさが所定の値以上で、
所定の時間継続するとフェールセーフ信号を出力する。
なお、比較器１７、比較器１８における所定の値は、適
用される駆動モータ等により異なる。また、所定の時間
の間、検知するのは突発的に発生するノイズ等を区別す
るためである。 【００２５】上記電源部５は、ＣＰＵおよびディジタル
ＩＣ用５Ｖ、アナログＩＣ用±１５Ｖを１２Ｖから作り
出す。速度検出部６は後述する回転センサの２重化シス
テムによる速度信号を検出してＭ／Ｃ１およびＦ／Ｃ３
に出力する。 【００２６】ここで、図２を用いてベクトル制御による
誘導機のコントローラを示す。上記コントローラの有す
るトルク電流演算１９と、励磁応答および励磁電流演算
２０とは、磁束指令およびトルク指令に基づき、励磁電
流ｉq 、トルク電流ｉd を演算し、電流制御ＰＷＭイン
バータ２８に指令する。ここで、ベクトル制御における
誘導モータの電流、磁束の関係及び出力トルクは以下の
ようになる。 【００２７】 【数１】但し、Ｍは相互インダクタンス、Ｒr は回転子抵抗、Ｌ
r は回転子自己インダクタンス、ωseはすべり周波数、
ｐは極対数、添字ｄ，ｑは電源周波数ωで回転する直交
座標ｄ−ｑ軸の各成分、添字ｒ，ｓのｒは回転子の諸
量、ｓは固定子の諸量、Ｔe は出力トルク 上式で 【数２】 なる条件を代入すると(1) 〜(3) 式は 【数３】 よって、すべり周波数ωseを(5) 式で制御すれば、トル
クは(6) 式、回転子磁束は(4) 式で表されることにな
る。 【００２８】ここで、ｉqsをトルク電流ｉq 、ｉdsを励
磁電流ｉφ、φdrをφn と書き換えると、(5) 式は、 【数４】 となり、図２において、すべり角周波数演算２１はこの
ように行われる。 【００２９】また、電源角周波数演算２１は ω＝ωse＋ωr ・Ｐ …(8) として行われる。 【００３０】また、(4) 式より、 【数５】 【外１】 のように演算できる。 【００３１】更に、(6) 式より、 【数６】 と書けるからトルク目標値Ｔ＊とφr を入力して(10)式
の如くｉq を演算する。以上がベクトル制御の概要であ
る。 【００３２】次に、こうして作られたｉq ，ｉd は電源
周波数で回転する直交軸上の量であり、このままではモ
ータに流す電流とはできないので、２相／３相交流座標
変換器２４は、２相／３相変換を行う。 【００３３】この為に、まず、一次周波数ωは積分器２
２により積分されて位相角θが求められ、これから三角
関数発生器２３により三角関数 sinθ， cosθが求めら
れる。 【００３４】そして、２相３相変換式 【数７】 により、３相交流量ｉu ，ｉv が求められ、ＰＷＭイン
バータ２８の３相出力から電流センサ２９ａ、２９ｂに
より検出された電流によってフィードバック系を組込ん
だ電流制御インバータは、ｉu ，ｉv ，ｉw の３相電流
を制御する。 【００３５】なお、ＰＷＭインバータ２８の３相出力か
らＩＭ３０、エンコーダ３１を介してモータ角周波数ω
r は、すべり角周波数演算等２１に出力される。 【００３６】以上がベクトル制御インバータの概要であ
る。 【００３７】次に、直交ー極形式の変換を図３を用いて
説明する。 【００３８】 【外２】れたモータ１次電流振幅の絶対値δ、モータ１次周波数
ω1 は、ＰＷＭ発生ブロック２の２相３相変換器１０に
出力される。 【００３９】次に、本実施例の作用を説明する。 【００４０】まず、ベクトル制御部８は、ＴＰ／Ｃイン
ターフェース７から入力されたアクセル信号と速度検出
部６から入力された速度信号とからディジタルデータの
極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角およびモ
ータ１次周波数を演算する。演算後、ベクトル制御部８
は、極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角およ
びモータ１次周波数を２相３相変換器１０、比較器１７
に出力し、当該位相角をトルク推定器１６に出力する。
また、ベクトル制御部８は、前記演算の途中結果である
トルク電流、励磁電流を２相３相変換器１０に出力す
る。 【００４１】上記ベクトル制御部８から出力された極形
式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次
周波数のディジタルデータに基づき２相３相変換器１０
は、モータ１次周波数を積分し、位相角との和を取って
モータの電気角θを演算する。また、２相３相変換器１
０は、モータ電気角θに基づき３角関数発生回路（図示
せず）によりsin θを発生し、モータ１次電流振幅の絶
対値との乗算により３相電流アナログ指令Ｉu ，Ｉv ，
Ｉw を演算する。演算後、出力された３相電流アナログ
指令と電流センサ（図外）により検知される電気自動車
駆動モータ（図示せず）を駆動制御する３相電流とをＡ
ＣＲ１１は、差を取り、ＰＩ補償を行い、電流誤差信号
としてＰＷＭ発生回路１２に出力して、ＰＷＭ発生回路
１２によりがＡＣＲ１１から出力された電流誤差信号と
キャリア周波数の３角波とを各相比較し、ＰＷＭ信号が
発生される。 【００４２】一方、Ｆ／Ｃ３のセンサ入力処理部１３
は、トルク指令信号を作るための信号をＴＰ／Ｃインタ
ーフェース７と同様にＦ／Ｃ３に入力して処理を行い、
トルク補正演算部１４は、ＴＰ／Ｃインターフェース７
内で計算しているアクセル信号をもとにしたトルク補正
演算相当の演算を行う。また、ベクトル制御部１５は、
Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８と同様にモータ１次電流振
幅の絶対値、位相角およびモータ１次周波数を演算して
比較器１７に出力し、演算の途中結果であるトルク電
流、励磁電流を比較器１８に出力する。 【００４３】上記Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８から出力
された位相角を用いてトルク推定器１６は、ＡＣＲ１１
に入力される同一の３相電流を３相２相変換式により３
相２相変換してトルク電流の推定値、励磁電流の推定値
を演算して比較器１８に出力する。 【００４４】上記Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８の出力で
あるモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次
周波数を比較器１７は、Ｆ／Ｃ３のベクトル制御部１５
の出力であるモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モ
ータ１次周波数とそれぞれディジタル的に比較する。比
較により比較器１７は、比較したそれぞれの差の大きさ
が所定のビット以上の値で、所定の時間継続するとフェ
ールセーフ信号を出力する。また、比較器１８は、Ｆ／
Ｃ３のベクトル制御部１５の出力であるトルク電流、励
磁電流とトルク推定器１６の出力であるトルク電流の推
定値、励磁電流の推定値とをそれぞれ比較する。比較に
より比較器１８は、比較したそれぞれの差の大きさが所
定の値以上で、所定の時間継続するとフェールセーフ信
号を出力する。 【００４５】これにより、比較器１７の比較結果により
Ｍ／Ｃ１またはＦ／Ｃ３内の故障を検出可能にし、比較
器１８の比較結果によりＰＷＭ発生ブロック２内の２相
３相変換器１０等の故障も検出できる。また、低速でモ
ータが回転するときも高速にトルク発生の異常を検出で
きる。従って、電気自動車用駆動モータのフェールセー
フ制御のシステムの故障に対する信頼性を向上し、高速
で作動している場合にもマイコンによる制御を可能とす
る。 【００４６】次に、アクセルセンサの２重化システムを
図４の回路図を用いて説明する。上記アクセルセンサの
２重化は、アクセルセンサ３５ａ、アクセルセンサ３５
ｂ、差動アンプ３６、コンパレータ３７を備えている。
上記アクセルセンサ３５ａから検出されるアクセル信号
は、制御用アクセル信号として出力されとともに、差動
アンプ３６の一端の入力端子に出力される。一方、アク
セルセンサ３５ｂから検出されるアクセル信号は、差動
アンプ３６の他端の入力端子に出力される。上記差動ア
ンプ３６はコンパレータ３７の一端の入力端子に接続さ
れて、アクセルセンサ３５ａのアクセル信号とアクセル
センサ３５ｂとの偏差を出力する。上記コンパレータ３
７は、入力端子の他端が基準電圧に接続され、当該基準
電圧と差動アンプ３７の出力とが相違する場合にＦ／Ｓ
（フェールセーフ）信号を出力する。 【００４７】また、回転センサの２重化システムを図５
の回路図を用いて説明する。 【００４８】上記回転センサの２重化は、回転センサ３
８ａ、パルスカウンタ３９ａ、タイマー４０ａおよび速
度計測部４１ａを有する系と、回転センサ３８ｂ、パル
スカウンタ３９ｂ、タイマー４０ｂおよび速度計測部４
１ｂを有する系と、データ比較器４２とを備えている。
まず、回転センサ３８ａから検出される９０度位相のず
れたＡ相及びＢ相のパルス信号は、パルスカウンタ３９
ａに入力されて、タイマ４０ａから指示される時間の間
までカウントされて速度計測部４１ａに出力される。速
度計測部４１ａは、入力されるパルス信号のカウント値
から速度信号を計測してデータ比較器４２に出力すると
ともに、制御用速度信号として出力される。 【００４９】また、回転センサ３８ｂ系も同様に動作さ
れ、速度計測部４１ｂにより計測された速度信号はデー
タ比較器４２に出力される。上記データ比較器４２は、
速度計測部４１ａと速度計測部４１ｂとから入力される
速度信号が不一致の場合にＦ／Ｓ（フェールセーフ）信
号を出力する。 【００５０】上記回転センサの２重化のうち、パルスカ
ウンタ３９ａ，３９ｂ、タイマー４０ａ，４０ｂ、速度
計測部４１ａ，４１ｂおよびデータ比較器４２は、図１
の速度検出部６を構成する。 【００５１】以上より、アクセルセンサおよび回転セン
サを２重化システムにするので、アクセルセンサ３５
ａ、３５ｂおよび回転センサ３８ａ、３８ｂの出力信号
の信頼性を向上できる。 【００５２】 【発明の効果】以上説明したように、第１の発明は、電
気自動車用駆動モータのフェールセーフ制御において、
前記パルス幅変調制御手段によるモータ１次周波数の積
分の誤差を検出するため、トルク電流および励磁電流の
基準値であるトルク電流の推定値および励磁電流の推定
値をトルク推定手段は、前記パルス幅変調制御手段に入
力される前記３相電流を第１の制御手段から出力された
位相角を用いて３相２相変換して演算する。 【００５３】また、マイコンの２重化の誤差を検出する
ため、第１の比較手段は、前記第１の制御手段から出力
されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１
次周波数と前記第２の制御手段から出力されたモータ１
次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次周波数との差
の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定値以
上で、所定時間継続する場合にマイコンの２重化の誤差
が発生したと判断してフェールセーフ信号を出力する。 【００５４】一方、前記パルス幅変調制御手段によるモ
ータ１次周波数の積分の誤差を検出するため、第２の比
較手段は、前記トルク推定手段から出力された基準値の
トルク電流の推定値および励磁電流の推定値と前記第２
の制御手段から出力されたトルク電流および励磁電流と
の差の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定
値以上で、所定時間継続する場合にパルス幅変調制御手
段によるモータ１次周波数の積分の誤差が発生したと判
断してフェールセーフ信号を出力するので、システムの
故障に対する信頼性を向上し、高速で作動している場合
にもマイコンによる制御を可能にできる。
御に用いられるベクトル制御において、コントローラを
構成するマイクロコンピュータまたは電流サーボ系の故
障を確実に検知してフェールセーフを行う電気自動車用
駆動モータのフェールセーフ制御に関する。 【０００２】 【従来の技術】電気自動車に用いられる誘導モータの効
率を改善するために開発されたベクトル制御は、回転磁
場の位置と回転子の位置を検知し、最適なタイミングで
各極に電流を流す制御方式である。上記ベクトル制御方
式を行うためにマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という。）を使用する必要がある。 【０００３】上記ベクトル制御に用いられるマイコンか
ら構成される制御系の安全性を確保する為に、例えば、
図６に示すウオッチドックタイマ（以下、ＷＤＴとい
う。）１０１を用いたマイコン１０２の故障検知システ
ムがある。 【０００４】上記故障検知システムは、マイコン１０２
のプログラム中に定期的、例えば、各サイクル毎に出力
を行うルーチン（図示せず）が設けられ、当該ルーチン
からの出力信号をプログラム走行信号として外部のＷＤ
Ｔ１０１に出力する。 【０００５】ここで、故障検知システムにおいて、ＷＤ
Ｔ１０１の出力が途切れた場合は、出力されるプログラ
ム走行信号をＷＤＴ１０１のリセット信号とし、リセッ
トが定められた期間に入力されない場合（例えば、マイ
クロプログラムの暴走等）ＷＤＴ１０１によりマイコン
１０２がリセット信号を発生させてマイコンプログラム
の走行を停止させるものである。この場合、マイコン１
０２にリセットをかけてプログラムの実行を停止させる
条件は、当該マイコン１０２に備えられている、例え
ば、ＲＡＭ（図示せず）の１ビットを監視する。上記Ｗ
ＤＴ１０１によりリセットされると１ビットが反転され
てマイコン１０２は、プログラムの実行を停止させる
が、当該１ビットの示す制御内容が重要な場合がある。
しかし、１ビットのみではマイコン１０２の有する複雑
な故障モードの全てに対応することができず、マイコン
１０２の一部の機能の故障しか対応できなかった。従っ
て、故障を検知してリセットをかけるシステムには不具
合を生じる場合があった。 【０００６】上記故障検知システムの不具合に対する対
応策としては、図７に示すマイコンの２重化システムが
考案されている。 【０００７】上記マイコンの２重化システムにおいて、
マイコン１０３とマイコン１０４とは、同一のプログラ
ムにより同一の入力に対して演算を行う。演算後、マイ
コン１０３とマイコン１０４との出力を比較器１０５は
比較する。比較によりマイコン１０３およびマイコン１
０４の機能が正常の場合は、マイコン１０３の出力１と
マイコン１０４の出力２とは同一であるため、比較器１
０５から出力されずにマイコン１０３からの出力１によ
り制御が行なわれる。 【０００８】一方、マイコン１０３またはマイコン１０
４のいずれかに異常が発生した場合は、比較器１０５に
よる比較結果が不一致になる。比較結果が不一致になる
と比較器１０５は、マイコン１０３またはマイコン１０
４が正常でないため、フェールセーフ信号及び警告信号
を出力して制御システムの安全性を確立するものであっ
た。 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
たマイコンの２重化システムを用いた故障検知システム
において、制御入力がディジタルで、且つ、誤差が累積
しないシステムの場合には不具合を発生しないが、電気
自動車のモータ制御に用いられるベクトル制御に適用し
た場合は、検出感度を上げることが難しいものであっ
た。特に、２重化システムのマイコン内部に積分系を有
する場合である。何故なら、２重化システムは、同一入
力で同一演算を行なえば同一出力になるが、例えば、ト
ルク指令のようにアナログ入力の場合はマイコン１０３
および１０４に同一入力するのが難しい。また、内部に
積分系を含む２重化システムは、入力されるアナログデ
ータをディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換の途中で
最下位ビットの信頼性が悪く、当該最下位ビットに誤差
等を生じると積分した結果の積分値が信頼できるか否か
の判断がしいくものであった。更に、高速でモータが回
転している場合に２相／３相変換器および電流制御器は
高速で作動しており、当該２相／３相変換器等をマイコ
ンで制御することは困難であった。 【００１０】本発明は、このような従来の課題に鑑みて
なされたものであり、その目的は、電気自動車用駆動モ
ータのフェールセーフ制御のシステムの故障に対する信
頼性を向上し、高速で作動している場合にもマイコンに
よる制御を可能とする電気自動車用駆動モータのフェー
ルセーフ制御を提供することにある。 【００１１】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の第１の発明は、アクセル信号および
速度信号からモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モ
ータ１次周波数を演算して出力し、当該演算の途中結果
のトルク電流および励磁電流を出力する第１の制御手段
と、この第１の制御手段から出力されたトルク電流、励
磁電流を２相３相変換し、当該変換した３相のトルク電
流、励磁電流と駆動モータを駆動制御する３相電流とか
ら当該駆動モータをパルス振幅により制御するＰＷＭ信
号を出力するパルス幅変調制御手段と、前記パルス幅変
調制御手段に入力される前記３相電流を前記第１の制御
手段から出力された位相角を用いて３相２相変換し、ト
ルク電流の推定値および励磁電流の推定値を演算して出
力するトルク推定手段と、アクセル信号および速度信号
からモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次
周波数を演算して出力し、当該演算の途中結果のトルク
電流および励磁電流を出力する第２の制御手段と、前記
第１の制御手段から出力されたモータ１次電流振幅の絶
対値、位相角、モータ１次周波数と前記第２の制御手段
から出力されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、
モータ１次周波数との差の大きさをそれぞれ比較して当
該差の大きさが所定値以上で、所定時間継続する場合に
フェールセーフ信号を出力する第１の比較手段と、前記
トルク推定手段から出力されたトルク電流の推定値およ
び励磁電流の推定値と前記第２の制御手段から出力され
たトルク電流および励磁電流との差の大きさをそれぞれ
比較して当該差の大きさが所定値以上で、所定時間継続
する場合にフェールセーフ信号を出力する第２の比較手
段とを備えたことを要旨とする。 【００１２】 【作用】上述の如く構成すれば、第１の発明は、電気自
動車用駆動モータのフェールセーフ制御において、前記
パルス幅変調制御手段によるモータ１次周波数の積分の
誤差を検出するため、トルク電流および励磁電流の基準
値とするトルク電流の推定値および励磁電流の推定値を
トルク推定手段は、前記パルス幅変調制御手段に入力さ
れる前記３相電流を第１の制御手段から出力された位相
角を用いて３相２相変換して演算する。 【００１３】また、マイコンの２重化の誤差を検出する
ため、第１の比較手段は、前記第１の制御手段から出力
されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１
次周波数と前記第２の制御手段から出力されたモータ１
次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次周波数との差
の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定値以
上で、所定時間継続する場合にマイコンの２重化の誤差
が発生したと判断してフェールセーフ信号を出力する。 【００１４】一方、前記パルス幅変調制御手段によるモ
ータ１次周波数の積分の誤差を検出するため、第２の比
較手段は、前記トルク推定手段から出力された基準値の
トルク電流の推定値および励磁電流の推定値と前記第２
の制御手段から出力されたトルク電流および励磁電流と
の差の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定
値以上で、所定時間継続する場合にパルス幅変調制御手
段によるモータ１次周波数の積分の誤差が発生したと判
断してフェールセーフ信号を出力するので、システムの
故障に対する信頼性を向上し、高速で作動している場合
にもマイコンによる制御を可能にできる。 【００１５】 【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。 【００１６】図１は本発明の電気自動車用駆動モータの
フェールセーフ制御に係る一実施例を示すブロック図で
ある。 【００１７】上記電気自動車用駆動モータのフェールセ
ーフ制御は、マイクロコンピュータ（以下、Ｍ／Ｃとい
う。）１、ＰＷＭ発生ブロック２、フェールセーフコン
トロール（以下、Ｆ／Ｃという。）３、フェールセーフ
ブロック４、電源部５および速度検出部６から構成され
ている。 【００１８】上記Ｍ／Ｃ１はＴＰ／Ｃインターフェース
７、ベクトル制御部８およびセンサ入力処理部９を備え
ている。ＴＰ／Ｃインターフェース７はアクセル信号を
Ｍ／Ｃ１内に取込み、ベクトル制御部８に出力する。 【００１９】上記べクトル制御部８は、ＴＰ／Ｃインタ
ーフェース７から入力されたアクセル信号と速度検出部
６から入力される速度信号とからディジタルデータのモ
ータ１次電流振幅の絶対値、位相角を演算して、後述す
る直交ー極形式変換により変換する。変換された極形式
のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角をべクトル制御
部８は、後述の２相３相変換器１０、比較器１７に出力
し、位相角をトルク推定器１６に出力する。また、ベク
トル制御部８は、アクセル信号からすべり周波数を求
め、当該すべり周波数と速度信号とからモータ角速度を
求めて、当該モータ角速度とすべり周波数の和により極
形式のモータ１次周波数を演算して後述の２相３相変換
器１０、比較器１７に出力する。更に、ベクトル制御部
８は、前記演算の途中結果であるトルク電流、励磁電流
を後述の２相３相変換器１０に出力する。センサ入力処
理部１３は、トルク指令信号を作るための信号を各種信
号インターフェース（図示せず）から入力して処理を行
う。また、センサ入力処理部１３は駆動モータ（図示せ
ず）およびＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、アクセル開度
をＡ／Ｄ変換し、各種のディジタル制御入力処理を行
う。 【００２０】ＰＷＭ（パルス幅変調）発生ブロック２
は、２相３相変換器１０、電流フィードバック回路１１
およびＰＷＭ発生回路１２を備えて、Ｍ／Ｃ１のベクト
ル制御部８から出力された後述の極形式のモータ１次電
流振幅の絶対値とモータ１次周波数とのディジタルデー
タに基づいて３相電流アナログ指令を発生、電流制御お
よびＰＷＭ信号を発生するものである。 【００２１】上記２相３相変換器１０は、ベクトル制御
部８から出力された極形式のモータ１次電流振幅の絶対
値、位相角、モータ１次周波数のディジタルデータに基
づき、モータ１次周波数を積分し、位相角との和を取っ
てモータの電気角θを演算する。また、２相３相変換器
１０は、モータ電気角θに基づき３角関数発生回路（図
示せず）よりsin θを発生し、モータ１次電流振幅の絶
対値との乗算により後述する３相電流アナログ指令Ｉu
，Ｉv ，Ｉw を演算する。 【００２２】電流フィードバック回路（以下、ＡＣＲと
いう。）１１は、２相３相変換器１０の出力である３相
電流アナログ指令と電流センサ（図外）により検知され
る電気自動車駆動モータ（図示せず）を駆動制御する３
相電流との差を取り、ＰＩ補償を行い、電流誤差信号と
してＰＷＭ発生回路１２に出力する。ＰＷＭ発生回路１
２は、ＡＣＲ１１から出力された電流誤差信号と前述の
ベクトル制御部８のキャリア波高値演算（図示せず）お
よびＰＷＭ発生ブロック２内の三角波発生（図示せず）
とからのキャリア周波数の３角波とを各相比較し、ＰＷ
Ｍ信号を発生する。また、ＰＷＭ発生回路１２は、フェ
ールセーフブロック４の指令により出力を停止する。更
に、ＰＭＷ発生回路１２は、発生されたＰＷＭ信号から
３相ブリッジ（図示せず）に供給する同時ＯＮを防止す
るデッドタイムを差引いたＩＧＢＴドライブ信号を発生
する。 【００２３】Ｆ／Ｃ３は、センサ入力処理部１３、トル
ク補正演算部１４、ベクトル制御部１５を備えて、各種
センサの入力を受け、ＴＰ／Ｃインターフェース７で行
っているトルク補正演算相当の演算を行い、フェールセ
ーフブロック４に比較用信号として出力する。センサ入
力処理部１３は、トルク指令信号を作るための信号をＴ
Ｐ／Ｃインターフェース７と同様にＦ／Ｃ３に入力して
処理を行う。また、センサ入力処理部１３は、駆動モー
タ（図示せず）およびＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、ア
クセル開度をＡ／Ｄ変換し、各種のディジタル制御入力
処理を行う。トルク補正演算部１４は、ＴＰ／Ｃインタ
ーフェース７内で計算しているアクセル信号をもとにし
たトルク補正演算相当の演算を行う。ベクトル制御部１
５は、Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８と同等の演算を行う
が、但し、基本的にはトルク指令信号演算部１４と同等
の制御周期で演算を行う。また、ベクトル制御部１５
は、Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８と同様にモータ１次電
流振幅の絶対値、位相角およびモータ１次周波数を演算
して極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角およ
びモータ１次周波数を後述する比較器１７に出力する。
また、ベクトル制御部１５は、前記演算の途中結果であ
るトルク電流、励磁電流を後述する比較器１８に出力す
る。 【００２４】フェールセーフブロック４は、トルク推定
器１６、比較器１７および比較器１８を備えている。ま
た、フェールセーフブロック４は、Ｍ／Ｃ１のベクトル
制御部８の出力とＦ／Ｃ３のベクトル制御部１５との出
力を比較し、Ｆ／Ｃ３のベクトル制御部８から出力され
た演算の途中結果であるトルク電流および励磁電流とト
ルク電流の推定値および励磁電流の推定値とをそれぞれ
比較し、比較結果が所定時間の間、所定の値以上の場合
にフェールセーフ信号を出力するものである。上記トル
ク推定器１６は、前述のＰＷＭ発生ブロック２のＡＣＲ
１１に入力される同一の３相電流をＭ／Ｃ１のベクトル
制御部８から出力された位相角を用いて後述する３相２
相変換式により３相２相変換してトルク電流の推定値、
励磁電流の推定値を演算して比較器１８に出力する。比
較器１７は、Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８の出力である
極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ
１次周波数とＦ／Ｃ３のベクトル制御部１５の出力であ
る極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モー
タ１次周波数との差の大きさをそれぞれディジタル的に
比較する。比較により比較器１７は、比較したそれぞれ
の差の大きさが所定のビット以上の値で、所定の時間継
続するとフェールセーフ信号を出力する。比較器１８
は、Ｆ／Ｃ３のベクトル制御部１５の出力の演算の途中
結果であるトルク電流、励磁電流とトルク推定器１６の
出力であるトルク電流の推定値、励磁電流の推定値との
差の大きさをそれぞれ比較する。比較により比較器１８
は、比較したそれぞれの差の大きさが所定の値以上で、
所定の時間継続するとフェールセーフ信号を出力する。
なお、比較器１７、比較器１８における所定の値は、適
用される駆動モータ等により異なる。また、所定の時間
の間、検知するのは突発的に発生するノイズ等を区別す
るためである。 【００２５】上記電源部５は、ＣＰＵおよびディジタル
ＩＣ用５Ｖ、アナログＩＣ用±１５Ｖを１２Ｖから作り
出す。速度検出部６は後述する回転センサの２重化シス
テムによる速度信号を検出してＭ／Ｃ１およびＦ／Ｃ３
に出力する。 【００２６】ここで、図２を用いてベクトル制御による
誘導機のコントローラを示す。上記コントローラの有す
るトルク電流演算１９と、励磁応答および励磁電流演算
２０とは、磁束指令およびトルク指令に基づき、励磁電
流ｉq 、トルク電流ｉd を演算し、電流制御ＰＷＭイン
バータ２８に指令する。ここで、ベクトル制御における
誘導モータの電流、磁束の関係及び出力トルクは以下の
ようになる。 【００２７】 【数１】但し、Ｍは相互インダクタンス、Ｒr は回転子抵抗、Ｌ
r は回転子自己インダクタンス、ωseはすべり周波数、
ｐは極対数、添字ｄ，ｑは電源周波数ωで回転する直交
座標ｄ−ｑ軸の各成分、添字ｒ，ｓのｒは回転子の諸
量、ｓは固定子の諸量、Ｔe は出力トルク 上式で 【数２】 なる条件を代入すると(1) 〜(3) 式は 【数３】 よって、すべり周波数ωseを(5) 式で制御すれば、トル
クは(6) 式、回転子磁束は(4) 式で表されることにな
る。 【００２８】ここで、ｉqsをトルク電流ｉq 、ｉdsを励
磁電流ｉφ、φdrをφn と書き換えると、(5) 式は、 【数４】 となり、図２において、すべり角周波数演算２１はこの
ように行われる。 【００２９】また、電源角周波数演算２１は ω＝ωse＋ωr ・Ｐ …(8) として行われる。 【００３０】また、(4) 式より、 【数５】 【外１】 のように演算できる。 【００３１】更に、(6) 式より、 【数６】 と書けるからトルク目標値Ｔ＊とφr を入力して(10)式
の如くｉq を演算する。以上がベクトル制御の概要であ
る。 【００３２】次に、こうして作られたｉq ，ｉd は電源
周波数で回転する直交軸上の量であり、このままではモ
ータに流す電流とはできないので、２相／３相交流座標
変換器２４は、２相／３相変換を行う。 【００３３】この為に、まず、一次周波数ωは積分器２
２により積分されて位相角θが求められ、これから三角
関数発生器２３により三角関数 sinθ， cosθが求めら
れる。 【００３４】そして、２相３相変換式 【数７】 により、３相交流量ｉu ，ｉv が求められ、ＰＷＭイン
バータ２８の３相出力から電流センサ２９ａ、２９ｂに
より検出された電流によってフィードバック系を組込ん
だ電流制御インバータは、ｉu ，ｉv ，ｉw の３相電流
を制御する。 【００３５】なお、ＰＷＭインバータ２８の３相出力か
らＩＭ３０、エンコーダ３１を介してモータ角周波数ω
r は、すべり角周波数演算等２１に出力される。 【００３６】以上がベクトル制御インバータの概要であ
る。 【００３７】次に、直交ー極形式の変換を図３を用いて
説明する。 【００３８】 【外２】れたモータ１次電流振幅の絶対値δ、モータ１次周波数
ω1 は、ＰＷＭ発生ブロック２の２相３相変換器１０に
出力される。 【００３９】次に、本実施例の作用を説明する。 【００４０】まず、ベクトル制御部８は、ＴＰ／Ｃイン
ターフェース７から入力されたアクセル信号と速度検出
部６から入力された速度信号とからディジタルデータの
極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角およびモ
ータ１次周波数を演算する。演算後、ベクトル制御部８
は、極形式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角およ
びモータ１次周波数を２相３相変換器１０、比較器１７
に出力し、当該位相角をトルク推定器１６に出力する。
また、ベクトル制御部８は、前記演算の途中結果である
トルク電流、励磁電流を２相３相変換器１０に出力す
る。 【００４１】上記ベクトル制御部８から出力された極形
式のモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次
周波数のディジタルデータに基づき２相３相変換器１０
は、モータ１次周波数を積分し、位相角との和を取って
モータの電気角θを演算する。また、２相３相変換器１
０は、モータ電気角θに基づき３角関数発生回路（図示
せず）によりsin θを発生し、モータ１次電流振幅の絶
対値との乗算により３相電流アナログ指令Ｉu ，Ｉv ，
Ｉw を演算する。演算後、出力された３相電流アナログ
指令と電流センサ（図外）により検知される電気自動車
駆動モータ（図示せず）を駆動制御する３相電流とをＡ
ＣＲ１１は、差を取り、ＰＩ補償を行い、電流誤差信号
としてＰＷＭ発生回路１２に出力して、ＰＷＭ発生回路
１２によりがＡＣＲ１１から出力された電流誤差信号と
キャリア周波数の３角波とを各相比較し、ＰＷＭ信号が
発生される。 【００４２】一方、Ｆ／Ｃ３のセンサ入力処理部１３
は、トルク指令信号を作るための信号をＴＰ／Ｃインタ
ーフェース７と同様にＦ／Ｃ３に入力して処理を行い、
トルク補正演算部１４は、ＴＰ／Ｃインターフェース７
内で計算しているアクセル信号をもとにしたトルク補正
演算相当の演算を行う。また、ベクトル制御部１５は、
Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８と同様にモータ１次電流振
幅の絶対値、位相角およびモータ１次周波数を演算して
比較器１７に出力し、演算の途中結果であるトルク電
流、励磁電流を比較器１８に出力する。 【００４３】上記Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８から出力
された位相角を用いてトルク推定器１６は、ＡＣＲ１１
に入力される同一の３相電流を３相２相変換式により３
相２相変換してトルク電流の推定値、励磁電流の推定値
を演算して比較器１８に出力する。 【００４４】上記Ｍ／Ｃ１のベクトル制御部８の出力で
あるモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次
周波数を比較器１７は、Ｆ／Ｃ３のベクトル制御部１５
の出力であるモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モ
ータ１次周波数とそれぞれディジタル的に比較する。比
較により比較器１７は、比較したそれぞれの差の大きさ
が所定のビット以上の値で、所定の時間継続するとフェ
ールセーフ信号を出力する。また、比較器１８は、Ｆ／
Ｃ３のベクトル制御部１５の出力であるトルク電流、励
磁電流とトルク推定器１６の出力であるトルク電流の推
定値、励磁電流の推定値とをそれぞれ比較する。比較に
より比較器１８は、比較したそれぞれの差の大きさが所
定の値以上で、所定の時間継続するとフェールセーフ信
号を出力する。 【００４５】これにより、比較器１７の比較結果により
Ｍ／Ｃ１またはＦ／Ｃ３内の故障を検出可能にし、比較
器１８の比較結果によりＰＷＭ発生ブロック２内の２相
３相変換器１０等の故障も検出できる。また、低速でモ
ータが回転するときも高速にトルク発生の異常を検出で
きる。従って、電気自動車用駆動モータのフェールセー
フ制御のシステムの故障に対する信頼性を向上し、高速
で作動している場合にもマイコンによる制御を可能とす
る。 【００４６】次に、アクセルセンサの２重化システムを
図４の回路図を用いて説明する。上記アクセルセンサの
２重化は、アクセルセンサ３５ａ、アクセルセンサ３５
ｂ、差動アンプ３６、コンパレータ３７を備えている。
上記アクセルセンサ３５ａから検出されるアクセル信号
は、制御用アクセル信号として出力されとともに、差動
アンプ３６の一端の入力端子に出力される。一方、アク
セルセンサ３５ｂから検出されるアクセル信号は、差動
アンプ３６の他端の入力端子に出力される。上記差動ア
ンプ３６はコンパレータ３７の一端の入力端子に接続さ
れて、アクセルセンサ３５ａのアクセル信号とアクセル
センサ３５ｂとの偏差を出力する。上記コンパレータ３
７は、入力端子の他端が基準電圧に接続され、当該基準
電圧と差動アンプ３７の出力とが相違する場合にＦ／Ｓ
（フェールセーフ）信号を出力する。 【００４７】また、回転センサの２重化システムを図５
の回路図を用いて説明する。 【００４８】上記回転センサの２重化は、回転センサ３
８ａ、パルスカウンタ３９ａ、タイマー４０ａおよび速
度計測部４１ａを有する系と、回転センサ３８ｂ、パル
スカウンタ３９ｂ、タイマー４０ｂおよび速度計測部４
１ｂを有する系と、データ比較器４２とを備えている。
まず、回転センサ３８ａから検出される９０度位相のず
れたＡ相及びＢ相のパルス信号は、パルスカウンタ３９
ａに入力されて、タイマ４０ａから指示される時間の間
までカウントされて速度計測部４１ａに出力される。速
度計測部４１ａは、入力されるパルス信号のカウント値
から速度信号を計測してデータ比較器４２に出力すると
ともに、制御用速度信号として出力される。 【００４９】また、回転センサ３８ｂ系も同様に動作さ
れ、速度計測部４１ｂにより計測された速度信号はデー
タ比較器４２に出力される。上記データ比較器４２は、
速度計測部４１ａと速度計測部４１ｂとから入力される
速度信号が不一致の場合にＦ／Ｓ（フェールセーフ）信
号を出力する。 【００５０】上記回転センサの２重化のうち、パルスカ
ウンタ３９ａ，３９ｂ、タイマー４０ａ，４０ｂ、速度
計測部４１ａ，４１ｂおよびデータ比較器４２は、図１
の速度検出部６を構成する。 【００５１】以上より、アクセルセンサおよび回転セン
サを２重化システムにするので、アクセルセンサ３５
ａ、３５ｂおよび回転センサ３８ａ、３８ｂの出力信号
の信頼性を向上できる。 【００５２】 【発明の効果】以上説明したように、第１の発明は、電
気自動車用駆動モータのフェールセーフ制御において、
前記パルス幅変調制御手段によるモータ１次周波数の積
分の誤差を検出するため、トルク電流および励磁電流の
基準値であるトルク電流の推定値および励磁電流の推定
値をトルク推定手段は、前記パルス幅変調制御手段に入
力される前記３相電流を第１の制御手段から出力された
位相角を用いて３相２相変換して演算する。 【００５３】また、マイコンの２重化の誤差を検出する
ため、第１の比較手段は、前記第１の制御手段から出力
されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１
次周波数と前記第２の制御手段から出力されたモータ１
次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次周波数との差
の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定値以
上で、所定時間継続する場合にマイコンの２重化の誤差
が発生したと判断してフェールセーフ信号を出力する。 【００５４】一方、前記パルス幅変調制御手段によるモ
ータ１次周波数の積分の誤差を検出するため、第２の比
較手段は、前記トルク推定手段から出力された基準値の
トルク電流の推定値および励磁電流の推定値と前記第２
の制御手段から出力されたトルク電流および励磁電流と
の差の大きさをそれぞれ比較して当該差の大きさが所定
値以上で、所定時間継続する場合にパルス幅変調制御手
段によるモータ１次周波数の積分の誤差が発生したと判
断してフェールセーフ信号を出力するので、システムの
故障に対する信頼性を向上し、高速で作動している場合
にもマイコンによる制御を可能にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電気自動車用駆動モータのフェールセ
ーフ制御の第１の実施例を示すブロック図である。 【図２】ベクトル制御による誘導機のコントローラを示
す回路図である。 【図３】直交ー極形式の変換を示す図である。 【図４】アクセルセンサの２重化システムを示す回路図
である。 【図５】回転センサの２重化システムを示す回路図であ
る。 【図６】マイコンの故障検知システムを示すブロック図
である。 【図７】マイコンの２重化システムを示すブロック図で
ある。 【符号の説明】 １ Ｍ／Ｃ ２ ＰＷＭ発生ブロック ３ Ｆ／Ｃ ４ フェールセーフブロック ８、１５ ベクトル制御部 １０ ２相３相変換器 １１ ＡＣＲ １６ トルク推定器 １７、１８ 比較器
ーフ制御の第１の実施例を示すブロック図である。 【図２】ベクトル制御による誘導機のコントローラを示
す回路図である。 【図３】直交ー極形式の変換を示す図である。 【図４】アクセルセンサの２重化システムを示す回路図
である。 【図５】回転センサの２重化システムを示す回路図であ
る。 【図６】マイコンの故障検知システムを示すブロック図
である。 【図７】マイコンの２重化システムを示すブロック図で
ある。 【符号の説明】 １ Ｍ／Ｃ ２ ＰＷＭ発生ブロック ３ Ｆ／Ｃ ４ フェールセーフブロック ８、１５ ベクトル制御部 １０ ２相３相変換器 １１ ＡＣＲ １６ トルク推定器 １７、１８ 比較器
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 アクセル信号および速度信号からモータ
１次電流振幅の絶対値、位相角、モータ１次周波数を演
算して出力し、当該演算の途中結果のトルク電流および
励磁電流を出力する第１の制御手段と、 この第１の制御手段から出力されたトルク電流、励磁電
流を２相３相変換し、当該変換した３相のトルク電流、
励磁電流と駆動モータを駆動制御する３相電流とから当
該駆動モータをパルス振幅により制御するＰＷＭ信号を
出力するパルス幅変調制御手段と、 前記パルス幅変調制御手段に入力される前記３相電流を
前記第１の制御手段から出力された位相角を用いて３相
２相変換し、トルク電流の推定値および励磁電流の推定
値を演算して出力するトルク推定手段と、 アクセル信号および速度信号からモータ１次電流振幅の
絶対値、位相角、モータ１次周波数を演算して出力し、
当該演算の途中結果のトルク電流および励磁電流を出力
する第２の制御手段と、 前記第１の制御手段から出力されたモータ１次電流振幅
の絶対値、位相角、モータ１次周波数と前記第２の制御
手段から出力されたモータ１次電流振幅の絶対値、位相
角、モータ１次周波数との差の大きさをそれぞれ比較し
て当該差の大きさが所定値以上で、所定時間継続する場
合にフェールセーフ信号を出力する第１の比較手段と、 前記トルク推定手段から出力されたトルク電流の推定値
および励磁電流の推定値と前記第２の制御手段から出力
されたトルク電流および励磁電流との差の大きさをそれ
ぞれ比較して当該差の大きさが所定値以上で、所定時間
継続する場合にフェールセーフ信号を出力する第２の比
較手段と、 を備えたことを特徴とする電気自動車用駆動モータのフ
ェールセーフ制御。
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1995
- 1995-12-27 US US08/579,130 patent/US5689170A/en not_active Expired - Lifetime
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