JP3357783B2 - 垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回路 - Google Patents
垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、垂直偏向回路並び
に該回路に用いるチャージポンプ回路に関するもので、
特にＩＣ（集積回路）化に適するとともにチャージポン
プ電圧を手動調整しても自動的に電圧値の制限が行われ
る垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回
路に関する。
に該回路に用いるチャージポンプ回路に関するもので、
特にＩＣ（集積回路）化に適するとともにチャージポン
プ電圧を手動調整しても自動的に電圧値の制限が行われ
る垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２に示されるように垂直偏向回路では
垂直偏向コイル（４）に垂直偏向電流Ｉ0を供給してい
る。該垂直偏向電流Ｉ0は、ブラウン管の垂直偏向動作
を行わせる。垂直偏向電流は、図３に示すように走査期
間と帰線期間を有している。但し、図３は電圧波形であ
る。ここで、帰線期間は、図２の垂直出力回路（３）の
電源電圧（＋ＶCC）、垂直偏向コイル（４）のインダク
タンスと直流抵抗成分、垂直偏向電流Ｉ0に応じて定ま
る。
垂直偏向コイル（４）に垂直偏向電流Ｉ0を供給してい
る。該垂直偏向電流Ｉ0は、ブラウン管の垂直偏向動作
を行わせる。垂直偏向電流は、図３に示すように走査期
間と帰線期間を有している。但し、図３は電圧波形であ
る。ここで、帰線期間は、図２の垂直出力回路（３）の
電源電圧（＋ＶCC）、垂直偏向コイル（４）のインダク
タンスと直流抵抗成分、垂直偏向電流Ｉ0に応じて定ま
る。
【０００３】ＴＶ放送信号のみを表示するＴＶ受像機で
は、この帰線期間を映像内容がスタートするまでに終了
するようにする。図４（ａ）は、ＴＶ放送信号の垂直同
期信号を示し、図４（ｃ）は、前記ＴＶ受像機で設定さ
れた帰線期間を示す。図４（ａ）と図４（ｃ）の関係で
は問題はない。ところが、前記ＴＶ受像機に図４（ｂ）
のような垂直同期信号が到来すると「折り返し」という
現象が生じてしまう。図４（ｂ）の垂直同期信号は、パ
ーソナルコンピュータなどの画像信号に含まれており、
垂直同期パルスの幅が狭く、映像内容のスタートが早
い。そして、映像内容のスタートが帰線期間中におきて
しまう。
は、この帰線期間を映像内容がスタートするまでに終了
するようにする。図４（ａ）は、ＴＶ放送信号の垂直同
期信号を示し、図４（ｃ）は、前記ＴＶ受像機で設定さ
れた帰線期間を示す。図４（ａ）と図４（ｃ）の関係で
は問題はない。ところが、前記ＴＶ受像機に図４（ｂ）
のような垂直同期信号が到来すると「折り返し」という
現象が生じてしまう。図４（ｂ）の垂直同期信号は、パ
ーソナルコンピュータなどの画像信号に含まれており、
垂直同期パルスの幅が狭く、映像内容のスタートが早
い。そして、映像内容のスタートが帰線期間中におきて
しまう。
【０００４】すると、ＴＶ画面上に本来ならば、図５の
ように表示される円が、図６のように表示されてしま
う。これは、帰線期間なのに映像内容がスタートするこ
とに起因する。このため、ＴＶ放送信号以外のパーソナ
ルコンピュータなどの画像信号も印加されるモニターで
は入力される信号の種類に応じて帰線期間を変える必要
がある。帰線期間を変える簡単な方法としては、図２の
垂直出力回路（３）の電源電圧（＋ＶCC）を上げるもの
がある。図３は、垂直出力回路（３）の電源電圧と帰線
期間の関係を示す。
ように表示される円が、図６のように表示されてしま
う。これは、帰線期間なのに映像内容がスタートするこ
とに起因する。このため、ＴＶ放送信号以外のパーソナ
ルコンピュータなどの画像信号も印加されるモニターで
は入力される信号の種類に応じて帰線期間を変える必要
がある。帰線期間を変える簡単な方法としては、図２の
垂直出力回路（３）の電源電圧（＋ＶCC）を上げるもの
がある。図３は、垂直出力回路（３）の電源電圧と帰線
期間の関係を示す。
【０００５】しかしながら、この方法では元々の電源電
圧の値が走査期間の信号において、ダイナミックレンジ
的に適切な値に設定されていたものが、その分高くなっ
てしまうので、無駄な電力が消費され発熱の増加につな
がる。この発熱は、放熱板の大型化をまねく。そこで、
入力される垂直同期信号の帰線期間のみ電源電圧を増加
させ、しかもその増加量を可変できるようにしたものが
考えられる。図２は、そのような垂直偏向回路を示す。
６０ＨＺと１２０ＨＺの垂直同期信号が垂直出力回路
（３）に印加される。図２の電源Ｖ１は、走査期間に適
した低い電圧に設定される。電源Ｖ２は、６０ＨＺの垂
直同期信号の帰線期間に適した電圧に設定される。電源
Ｖ３は、１２０ＨＺの垂直同期信号の帰線期間に適した
電圧に設定される。ＳＷ１は、６０ＨＺの垂直同期信号
が到来していることを検出してｉ側となり、１２０ＨＺ
の垂直同期信号が到来していることを検出してｈ側とな
る。ＳＷ２は、帰線期間にｅ側となり、走査期間にｆ側
となる。いま、６０ＨＺの垂直同期信号が垂直出力回路
（３）に印加されるとすると、垂直偏向電流Ｉ0が垂直
偏向コイル（４）に流れる。
圧の値が走査期間の信号において、ダイナミックレンジ
的に適切な値に設定されていたものが、その分高くなっ
てしまうので、無駄な電力が消費され発熱の増加につな
がる。この発熱は、放熱板の大型化をまねく。そこで、
入力される垂直同期信号の帰線期間のみ電源電圧を増加
させ、しかもその増加量を可変できるようにしたものが
考えられる。図２は、そのような垂直偏向回路を示す。
６０ＨＺと１２０ＨＺの垂直同期信号が垂直出力回路
（３）に印加される。図２の電源Ｖ１は、走査期間に適
した低い電圧に設定される。電源Ｖ２は、６０ＨＺの垂
直同期信号の帰線期間に適した電圧に設定される。電源
Ｖ３は、１２０ＨＺの垂直同期信号の帰線期間に適した
電圧に設定される。ＳＷ１は、６０ＨＺの垂直同期信号
が到来していることを検出してｉ側となり、１２０ＨＺ
の垂直同期信号が到来していることを検出してｈ側とな
る。ＳＷ２は、帰線期間にｅ側となり、走査期間にｆ側
となる。いま、６０ＨＺの垂直同期信号が垂直出力回路
（３）に印加されるとすると、垂直偏向電流Ｉ0が垂直
偏向コイル（４）に流れる。
【０００６】一方、６０ＨＺの垂直同期信号が到来して
いることを検出してＳＷ１がＶ２側に切り替わる。そし
て、帰線検出回路（６）は、ＳＷ２が、帰線期間にｅ側
となり、走査期間にｆ側となるように切り換える。この
為、電源回路（５）から最適な電圧が垂直出力回路
（３）に印加される 次に、１２０ＨＺの垂直同期信号が垂直出力回路（３）
に印加されるとすると、ＳＷ１はｈ側に切り替わり、Ｓ
Ｗ２は上述と同様の動作を行う。この場合には一番高い
電圧Ｖ３が加わり、帰線期間は最も短くなる。
いることを検出してＳＷ１がＶ２側に切り替わる。そし
て、帰線検出回路（６）は、ＳＷ２が、帰線期間にｅ側
となり、走査期間にｆ側となるように切り換える。この
為、電源回路（５）から最適な電圧が垂直出力回路
（３）に印加される 次に、１２０ＨＺの垂直同期信号が垂直出力回路（３）
に印加されるとすると、ＳＷ１はｈ側に切り替わり、Ｓ
Ｗ２は上述と同様の動作を行う。この場合には一番高い
電圧Ｖ３が加わり、帰線期間は最も短くなる。
【０００７】従って、図２の回路によれば、種々の垂直
同期信号が到来しても最適な帰線期間を供することがで
きる。
同期信号が到来しても最適な帰線期間を供することがで
きる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
回路では電源回路（５）の電源として複数の電源が必要
となる、という問題があった。一般に垂直出力回路
（３）は、垂直偏向コイル（４）などを除いてＩＣ化さ
れる。その場合に、ＩＣの電源電圧以上の電圧を用意す
るには、ＩＣの外部に複数の電源を設けなければならな
い。しかしながら、複数の電源は、部品点数の増加、コ
ストアップを招く。特に、種々の垂直同期信号が到来す
る場合には、それぞれに適した電源電圧が必要となり、
電源の数が無数に増えてしまう。
回路では電源回路（５）の電源として複数の電源が必要
となる、という問題があった。一般に垂直出力回路
（３）は、垂直偏向コイル（４）などを除いてＩＣ化さ
れる。その場合に、ＩＣの電源電圧以上の電圧を用意す
るには、ＩＣの外部に複数の電源を設けなければならな
い。しかしながら、複数の電源は、部品点数の増加、コ
ストアップを招く。特に、種々の垂直同期信号が到来す
る場合には、それぞれに適した電源電圧が必要となり、
電源の数が無数に増えてしまう。
【０００９】本発明は、単一の電圧源を昇圧する際に、
昇圧電圧を自由に設定できるようにし、更に前記電圧源
の電圧値が許容範囲を越えると自動的に昇圧電圧が増加
しないようにする。
昇圧電圧を自由に設定できるようにし、更に前記電圧源
の電圧値が許容範囲を越えると自動的に昇圧電圧が増加
しないようにする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述の点に鑑
みなされたもので、電源と、一方の端子が前記電源に接
続され、他方の端子が第１コンデンサの一方の端子に接
続された第１の整流手段と、前記第１コンデンサの他方
の端子を外部からの制御に応じて第１の基準電位が印加
される第１の基準電位端子又は前記電源の出力電圧が印
加される出力電圧端子に接続する第１のスイッチと、充
電時には前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１コ
ンデンサの他方の端子の電圧が前記第１の基準電位とな
るようにし、放電時には前記第１のスイッチを切り換え
て、前記第１コンデンサの他方の端子の電圧が前記電源
の出力電圧となるように制御する制御回路と、前記第１
コンデンサの充電電圧を調整するための可変電圧源と、
該可変電圧源の電圧が一方の入力端子に印加され、他方
の入力端子の電圧が前記一方の入力端子の電圧と常に等
しくなるように帰還がかかる演算増幅器と、ベースが前
記演算増幅器の出力端子に接続されコレクタが前記第１
の基準電位端子及び前記演算増幅器の他方の入力端子に
接続されエミッタが抵抗を介して前記演算増幅器の一方
の入力端子に接続された第１トランジスタと、前記電源
の電圧値が所定値より低い場合には第１のレベルの電圧
を発生し、前記電圧源の電圧値が所定値より高い場合に
は前記第１のレベルの電圧より高い第２のレベルの電圧
を発生し、前記第１トランジスタのエミッタに印加する
保護回路とを備え、前記電源の電圧値が所定値より低い
場合には前記可変電圧源の電圧に応じて前記第１の基準
電位端子の電圧を設定し、前記電源の電圧値が所定値よ
り高い場合には前記保護回路から発生する前記第２のレ
ベルの電圧が前記第１トランジスタのコレクタ及びエミ
ッタを介して前記第１の基準電位端子に伝わるようにす
ることを特徴とする。又、本発明は、集積回路に利用さ
れる電源電圧を昇圧して垂直出力信号の帰線期間の電源
電圧に利用する垂直偏向回路であって、鋸歯状波の入力
信号を増幅して垂直偏向コイルに偏向電流を供給する垂
直出力回路と、該垂直出力回路に電源電圧を加える電源
と、一方の端子が前記電源に接続され、他方の端子が第
１コンデンサの一方の端子に接続された第１の整流手段
と、前記第１コンデンサの他方の端子を外部からの制御
に応じて第１の基準電位が印加される第１の基準電位端
子又は前記電源の出力電圧が印加される出力電圧端子に
接続する第１のスイッチと、充電時には前記第１のスイ
ッチを切り換えて、前記第１コンデンサの他方の端子の
電圧が前記第１の基準電位となるようにし、放電時には
前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１コンデンサ
の他方の端子の電圧が前記電源の出力電圧となるように
制御する制御回路と、前記第１コンデンサの充電電圧を
調整するための可変電圧源と、該可変電圧源の電圧が一
方の入力端子に印加され、他方の入力端子の電圧が前記
一方の入力端子の電圧と常に等しくなるように帰還がか
かる演算増幅器と、ベースが前記演算増幅器の出力端子
に接続されコレクタが前記第１の基準電位端子及び前記
演算増幅器の他方の入力端子に接続されエミッタが抵抗
を介して前記演算増幅器の一方の入力端子に接続された
第１トランジスタと、前記電源の電圧値が所定値より低
い場合には第１のレベルの電圧を発生し、前記電圧源の
電圧値が所定値より高い場合には前記第１のレベルの電
圧より高い第２のレベルの電圧を発生し、前記第１トラ
ンジスタのエミッタに印加する保護回路とを備え、前記
電源の電圧値が所定値より低い場合には前記可変電圧源
の電圧に応じて前記第１の基準電位端子の電圧を設定
し、前記電源の電圧値が所定値より高い場合には前記保
護回路から発生する前記第２のレベルの電圧が前記第１
トランジスタのコレクタ及びエミッタを介して前記第１
の基準電位端子に伝わるようにすることを特徴とする。
みなされたもので、電源と、一方の端子が前記電源に接
続され、他方の端子が第１コンデンサの一方の端子に接
続された第１の整流手段と、前記第１コンデンサの他方
の端子を外部からの制御に応じて第１の基準電位が印加
される第１の基準電位端子又は前記電源の出力電圧が印
加される出力電圧端子に接続する第１のスイッチと、充
電時には前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１コ
ンデンサの他方の端子の電圧が前記第１の基準電位とな
るようにし、放電時には前記第１のスイッチを切り換え
て、前記第１コンデンサの他方の端子の電圧が前記電源
の出力電圧となるように制御する制御回路と、前記第１
コンデンサの充電電圧を調整するための可変電圧源と、
該可変電圧源の電圧が一方の入力端子に印加され、他方
の入力端子の電圧が前記一方の入力端子の電圧と常に等
しくなるように帰還がかかる演算増幅器と、ベースが前
記演算増幅器の出力端子に接続されコレクタが前記第１
の基準電位端子及び前記演算増幅器の他方の入力端子に
接続されエミッタが抵抗を介して前記演算増幅器の一方
の入力端子に接続された第１トランジスタと、前記電源
の電圧値が所定値より低い場合には第１のレベルの電圧
を発生し、前記電圧源の電圧値が所定値より高い場合に
は前記第１のレベルの電圧より高い第２のレベルの電圧
を発生し、前記第１トランジスタのエミッタに印加する
保護回路とを備え、前記電源の電圧値が所定値より低い
場合には前記可変電圧源の電圧に応じて前記第１の基準
電位端子の電圧を設定し、前記電源の電圧値が所定値よ
り高い場合には前記保護回路から発生する前記第２のレ
ベルの電圧が前記第１トランジスタのコレクタ及びエミ
ッタを介して前記第１の基準電位端子に伝わるようにす
ることを特徴とする。又、本発明は、集積回路に利用さ
れる電源電圧を昇圧して垂直出力信号の帰線期間の電源
電圧に利用する垂直偏向回路であって、鋸歯状波の入力
信号を増幅して垂直偏向コイルに偏向電流を供給する垂
直出力回路と、該垂直出力回路に電源電圧を加える電源
と、一方の端子が前記電源に接続され、他方の端子が第
１コンデンサの一方の端子に接続された第１の整流手段
と、前記第１コンデンサの他方の端子を外部からの制御
に応じて第１の基準電位が印加される第１の基準電位端
子又は前記電源の出力電圧が印加される出力電圧端子に
接続する第１のスイッチと、充電時には前記第１のスイ
ッチを切り換えて、前記第１コンデンサの他方の端子の
電圧が前記第１の基準電位となるようにし、放電時には
前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１コンデンサ
の他方の端子の電圧が前記電源の出力電圧となるように
制御する制御回路と、前記第１コンデンサの充電電圧を
調整するための可変電圧源と、該可変電圧源の電圧が一
方の入力端子に印加され、他方の入力端子の電圧が前記
一方の入力端子の電圧と常に等しくなるように帰還がか
かる演算増幅器と、ベースが前記演算増幅器の出力端子
に接続されコレクタが前記第１の基準電位端子及び前記
演算増幅器の他方の入力端子に接続されエミッタが抵抗
を介して前記演算増幅器の一方の入力端子に接続された
第１トランジスタと、前記電源の電圧値が所定値より低
い場合には第１のレベルの電圧を発生し、前記電圧源の
電圧値が所定値より高い場合には前記第１のレベルの電
圧より高い第２のレベルの電圧を発生し、前記第１トラ
ンジスタのエミッタに印加する保護回路とを備え、前記
電源の電圧値が所定値より低い場合には前記可変電圧源
の電圧に応じて前記第１の基準電位端子の電圧を設定
し、前記電源の電圧値が所定値より高い場合には前記保
護回路から発生する前記第２のレベルの電圧が前記第１
トランジスタのコレクタ及びエミッタを介して前記第１
の基準電位端子に伝わるようにすることを特徴とする。
【００１１】又、本発明の垂直偏向回路は、上述の点に
鑑みなされたもので、鋸歯状波の入力信号を増幅して垂
直偏向コイルに偏向電流を供給する垂直出力回路と、該
垂直出力回路に電源電圧を加える電圧源と、該電圧源に
第１の整流手段を介して接続された一方の電極と、基準
電位点又は前記電圧源に第１のスイッチを介して接続さ
れる他方の電極とを有する第１コンデンサと、該第１コ
ンデンサの充電電圧を設定する可変電圧源と、該可変電
圧源の電圧が印加される演算増幅器と、ベースに前記演
算増幅器の出力電圧が印加され、コレクタが前記基準電
位点及び前記演算増幅器の入力端子に接続された第１ト
ランジスタと、前記電圧源の電圧変動を検出する検出回
路と、該検出回路の出力電圧を増幅し、前記第１トラン
ジスタのエミッタに印加する増幅回路とを備え、垂直出
力信号の帰線期間には前記第１コンデンサからの電圧で
前記垂直出力回路を動作させ、掃引期間には前記電圧源
からの電圧で前記垂直出力回路を動作させたことを特徴
とする。
鑑みなされたもので、鋸歯状波の入力信号を増幅して垂
直偏向コイルに偏向電流を供給する垂直出力回路と、該
垂直出力回路に電源電圧を加える電圧源と、該電圧源に
第１の整流手段を介して接続された一方の電極と、基準
電位点又は前記電圧源に第１のスイッチを介して接続さ
れる他方の電極とを有する第１コンデンサと、該第１コ
ンデンサの充電電圧を設定する可変電圧源と、該可変電
圧源の電圧が印加される演算増幅器と、ベースに前記演
算増幅器の出力電圧が印加され、コレクタが前記基準電
位点及び前記演算増幅器の入力端子に接続された第１ト
ランジスタと、前記電圧源の電圧変動を検出する検出回
路と、該検出回路の出力電圧を増幅し、前記第１トラン
ジスタのエミッタに印加する増幅回路とを備え、垂直出
力信号の帰線期間には前記第１コンデンサからの電圧で
前記垂直出力回路を動作させ、掃引期間には前記電圧源
からの電圧で前記垂直出力回路を動作させたことを特徴
とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の垂直偏向回路を
示すもので、（１０）は垂直同期信号に応じた鋸歯状波
を発生するノコギリ波発生器、（１１）はＩＣ、（１
２）は鋸歯状波の入力信号を増幅して垂直偏向コイル
（１３）に偏向電流を供給する垂直出力回路、（１４）
はＩＣ（１１）にピン（１５）を介して電源電圧（＋Ｖ
CC）を印加する電源端子、（１６）はＩＣ（１１）のグ
ランド用のピン、（１７）は電源端子（１４）からの電
圧を２倍に昇圧する第１ポンプアップ回路、（１８）は
第１ポンプアップ回路（１７）の出力電圧をさらに昇圧
し、垂直出力回路（１２）に電源として印加する第２ポ
ンプアップ回路である。 垂直出力回路（１２）は、帰
線期間中は、ピン（１５）からの昇圧された電圧を電源
とし、走査期間中は、ピン（１５）からの昇圧されてい
ない、ダイオードＤ１、Ｄ２を介した電圧を電源として
動作する。
示すもので、（１０）は垂直同期信号に応じた鋸歯状波
を発生するノコギリ波発生器、（１１）はＩＣ、（１
２）は鋸歯状波の入力信号を増幅して垂直偏向コイル
（１３）に偏向電流を供給する垂直出力回路、（１４）
はＩＣ（１１）にピン（１５）を介して電源電圧（＋Ｖ
CC）を印加する電源端子、（１６）はＩＣ（１１）のグ
ランド用のピン、（１７）は電源端子（１４）からの電
圧を２倍に昇圧する第１ポンプアップ回路、（１８）は
第１ポンプアップ回路（１７）の出力電圧をさらに昇圧
し、垂直出力回路（１２）に電源として印加する第２ポ
ンプアップ回路である。 垂直出力回路（１２）は、帰
線期間中は、ピン（１５）からの昇圧された電圧を電源
とし、走査期間中は、ピン（１５）からの昇圧されてい
ない、ダイオードＤ１、Ｄ２を介した電圧を電源として
動作する。
【００１３】図１では単一電源で動作させているが、正
負の２電源を用いてもよい。図１のノコギリ波発生器
（１０）は、図８に示すようにして信号が印加される。
図８のＴＶ信号処理回路（２０）からは、ＴＶ放送信号
が発生し同期分離回路（２１）で垂直同期信号が同期分
離される。ＰＣ（パーソナルコンピュータ）（２２）か
らも垂直同期信号が発生しスイッチ（２３）に印加され
る。スイッチ（２３）で選択された垂直同期信号は、Ａ
ＦＣ（自動周波数調整）回路（２４）に印加される。そ
して、ＡＦＣ回路（２４）の出力信号に応じてノコギリ
波発生器（１０）からノコギリ波が発生する。
負の２電源を用いてもよい。図１のノコギリ波発生器
（１０）は、図８に示すようにして信号が印加される。
図８のＴＶ信号処理回路（２０）からは、ＴＶ放送信号
が発生し同期分離回路（２１）で垂直同期信号が同期分
離される。ＰＣ（パーソナルコンピュータ）（２２）か
らも垂直同期信号が発生しスイッチ（２３）に印加され
る。スイッチ（２３）で選択された垂直同期信号は、Ａ
ＦＣ（自動周波数調整）回路（２４）に印加される。そ
して、ＡＦＣ回路（２４）の出力信号に応じてノコギリ
波発生器（１０）からノコギリ波が発生する。
【００１４】このため、図１のノコギリ波発生器（１
０）からは様々な周波数のノコギリ波が発生する。該ノ
コギリ波は、ピン（２５）を介して垂直出力回路（１
２）の負入力端子（−）に印加される。そして、垂直出
力回路（１２）から垂直偏向コイル（１３）に偏向電流
が供給されピン（２６）には図示のような垂直出力信号
が発生する。該垂直出力信号は、ピン（２５）に帰還さ
れる。
０）からは様々な周波数のノコギリ波が発生する。該ノ
コギリ波は、ピン（２５）を介して垂直出力回路（１
２）の負入力端子（−）に印加される。そして、垂直出
力回路（１２）から垂直偏向コイル（１３）に偏向電流
が供給されピン（２６）には図示のような垂直出力信号
が発生する。該垂直出力信号は、ピン（２５）に帰還さ
れる。
【００１５】次に、ポンプアップ回路による帰線期間の
昇圧動作について説明する。図１の回路ではＩＣに内蔵
されたポンプアップ回路により帰線期間には電源電圧の
３倍の電圧を垂直出力回路（１２）に供給し、それ以外
の走査期間は昇圧されていない、ダイオードＤ１、Ｄ２
を介した電源電圧で動作させている。即ち、図３に示す
ように一点鎖線で示される垂直出力信号波形となるよう
にしている。尚、図３の帰線期間の実線は、２倍に昇圧
した場合を示しており、２倍から３倍に電圧を上げるこ
とで帰線期間が更に短くなることを示している。
昇圧動作について説明する。図１の回路ではＩＣに内蔵
されたポンプアップ回路により帰線期間には電源電圧の
３倍の電圧を垂直出力回路（１２）に供給し、それ以外
の走査期間は昇圧されていない、ダイオードＤ１、Ｄ２
を介した電源電圧で動作させている。即ち、図３に示す
ように一点鎖線で示される垂直出力信号波形となるよう
にしている。尚、図３の帰線期間の実線は、２倍に昇圧
した場合を示しており、２倍から３倍に電圧を上げるこ
とで帰線期間が更に短くなることを示している。
【００１６】第１ポンプアップ回路（１７）と第２ポン
プアップ回路（１８）のコンデンサＣ１、Ｃ２は、走査
期間中、電源端子（１４）からの電圧＋ＶCCに充電され
る。そして、帰線期間になったことをピン（２６）から
の垂直出力信号に応じて検出すると、第１ポンプアップ
回路（１７）はコンデンサＣ１の＋側に２ＶCCの電圧を
発生し、第２ポンプアップ回路（１８）はコンデンサＣ
２の＋側に３ＶCCの電圧を発生する。
プアップ回路（１８）のコンデンサＣ１、Ｃ２は、走査
期間中、電源端子（１４）からの電圧＋ＶCCに充電され
る。そして、帰線期間になったことをピン（２６）から
の垂直出力信号に応じて検出すると、第１ポンプアップ
回路（１７）はコンデンサＣ１の＋側に２ＶCCの電圧を
発生し、第２ポンプアップ回路（１８）はコンデンサＣ
２の＋側に３ＶCCの電圧を発生する。
【００１７】このため、垂直出力回路（１２）は、帰線
期間中には３ＶCCの電圧で動作し、走査期間中にはＶCC
の電圧で動作する。ところで、図８のＰＣ（２２）から
は様々な垂直同期信号が発生するので、垂直同期信号の
種類に応じてポンプアップ電圧（昇圧）を変化できるほ
うが、電力効率から考えて好ましい。そこで、本発明で
は第２ポンプアップ回路（１８）の出力電圧を２倍から
３倍の間で可変できるようにした。これにより最適な帰
線期間を供することが可能となる。具体的には、可変電
源（２７）により、第２ポンプアップ回路（１８）のコ
ンデンサＣ２の充電電圧を３倍の時より低下させること
で行う。
期間中には３ＶCCの電圧で動作し、走査期間中にはＶCC
の電圧で動作する。ところで、図８のＰＣ（２２）から
は様々な垂直同期信号が発生するので、垂直同期信号の
種類に応じてポンプアップ電圧（昇圧）を変化できるほ
うが、電力効率から考えて好ましい。そこで、本発明で
は第２ポンプアップ回路（１８）の出力電圧を２倍から
３倍の間で可変できるようにした。これにより最適な帰
線期間を供することが可能となる。具体的には、可変電
源（２７）により、第２ポンプアップ回路（１８）のコ
ンデンサＣ２の充電電圧を３倍の時より低下させること
で行う。
【００１８】図９は、図１の第１ポンプアップ回路（１
７）、第２ポンプアップ回路（１８）の具体回路例を示
す。図９のピン（２６）には図１の垂直出力信号波形が
生ずる。そして、コンパレータ（２８）の基準電源（２
９）は、電圧＋ＶCCに設定されている。そのため、帰線
期間に発生する垂直のＦＢＰ（フライバックパルス）が
到来しているときは「Ｈ」レベルの信号が発生し、走査
期間には「Ｌ」レベルの信号が発生する。図１０（ａ）
は、コンパレータ（２８）の出力信号を示す。図１０
（ｂ）は、点ｂの電圧を示す。まず、走査期間で「Ｌ」
レベルであるとすると、スイッチ（３０）（３１）は図
示の状態となる。すると、電源端子（１４）からの電圧
＋ＶCCでダイオードＤ１、Ｄ２が導通しコンデンサＣ
１、Ｃ２に各々電圧＋ＶCCが蓄えられる。尚、可変電源
（２７）の電圧はゼロとする。
７）、第２ポンプアップ回路（１８）の具体回路例を示
す。図９のピン（２６）には図１の垂直出力信号波形が
生ずる。そして、コンパレータ（２８）の基準電源（２
９）は、電圧＋ＶCCに設定されている。そのため、帰線
期間に発生する垂直のＦＢＰ（フライバックパルス）が
到来しているときは「Ｈ」レベルの信号が発生し、走査
期間には「Ｌ」レベルの信号が発生する。図１０（ａ）
は、コンパレータ（２８）の出力信号を示す。図１０
（ｂ）は、点ｂの電圧を示す。まず、走査期間で「Ｌ」
レベルであるとすると、スイッチ（３０）（３１）は図
示の状態となる。すると、電源端子（１４）からの電圧
＋ＶCCでダイオードＤ１、Ｄ２が導通しコンデンサＣ
１、Ｃ２に各々電圧＋ＶCCが蓄えられる。尚、可変電源
（２７）の電圧はゼロとする。
【００１９】次に、帰線期間となりスイッチ（３０）
（３１）が図示と逆の状態になったとする。すると、図
９の点ｃは、図１０（ｃ）の電圧となり、図９の点ｄ
は、図１０（ｄ）の電圧となる。したがって、図９の出
力端子（３２）には電圧＋３ＶCCが生ずる。ここで、図
９の可変電源（２７）の値を例えば電圧＋ＶCC/2に設定
したとする。すると、コンデンサＣ２の充電電圧は、＋
ＶCC/2となる。その結果、図９の出力端子（３２）には
電圧＋２.５ＶCCが生ずる。このように、可変電源（２
７）の値を変えることで、出力端子（３２）の電圧が変
わりポンプアップ電圧を好みの値に低下させられる。即
ち、図３の一点鎖線の波形（電圧＋３ＶCC）から実線の
波形（電圧＋２ＶCC）に自由に変えられる。
（３１）が図示と逆の状態になったとする。すると、図
９の点ｃは、図１０（ｃ）の電圧となり、図９の点ｄ
は、図１０（ｄ）の電圧となる。したがって、図９の出
力端子（３２）には電圧＋３ＶCCが生ずる。ここで、図
９の可変電源（２７）の値を例えば電圧＋ＶCC/2に設定
したとする。すると、コンデンサＣ２の充電電圧は、＋
ＶCC/2となる。その結果、図９の出力端子（３２）には
電圧＋２.５ＶCCが生ずる。このように、可変電源（２
７）の値を変えることで、出力端子（３２）の電圧が変
わりポンプアップ電圧を好みの値に低下させられる。即
ち、図３の一点鎖線の波形（電圧＋３ＶCC）から実線の
波形（電圧＋２ＶCC）に自由に変えられる。
【００２０】ところで、図１の回路において、ＩＣ（１
１）の耐圧が９０Ｖである場合（但し、ダイオードなど
の電圧降下分は無視する）、電源端子（１４）の電源電
圧＋ＶCCが３０Ｖで丁度耐圧と同じになる。ここで、垂
直出力回路（１２）の出力信号のダイナミックレンジに
起因して、電源端子（１４）の電源電圧＋ＶCCを３５Ｖ
に上げてしまったとすると、昇圧後の値は１０５Ｖとな
り耐圧をオーバーしてしまう。すると、ＩＣが破壊して
しまう恐れがある。そこで、電源電圧が変動しても自動
的に昇圧電圧が規定値（例えば９０Ｖ）に押さえられる
機能が必要となる。
１）の耐圧が９０Ｖである場合（但し、ダイオードなど
の電圧降下分は無視する）、電源端子（１４）の電源電
圧＋ＶCCが３０Ｖで丁度耐圧と同じになる。ここで、垂
直出力回路（１２）の出力信号のダイナミックレンジに
起因して、電源端子（１４）の電源電圧＋ＶCCを３５Ｖ
に上げてしまったとすると、昇圧後の値は１０５Ｖとな
り耐圧をオーバーしてしまう。すると、ＩＣが破壊して
しまう恐れがある。そこで、電源電圧が変動しても自動
的に昇圧電圧が規定値（例えば９０Ｖ）に押さえられる
機能が必要となる。
【００２１】図１１は、そのようなチャージポンプ回路
を示すもので、図９と同一の回路素子については同一の
符号を付し説明を省略する。図１１は、図９の可変電源
（２７）の具体回路を示すとともに電源端子（１４）の
電源電圧＋ＶCCが３０Ｖ以上になったとしても出力端子
（３２）の電圧が９０Ｖを越えないようにコンデンサＣ
２の充電電圧を自動的に制限する保護回路（５０）を示
す。図１１において、（５１）はコンデンサＣ２の充電
電圧を設定する可変電圧源、（５２）は可変電圧源（５
１）の電圧が印加される第１演算増幅器、（５３）はベ
ースに前記第１演算増幅器（５２）の出力電圧が印加さ
れ、コレクタがスイッチ（３１）及び前記第１演算増幅
器（５２）の入力端子に接続された第１トランジスタ、
（５４）は図９の電源端子（１４）の電源電圧＋ＶCCの
電圧変動を検出する検出回路、（５５）は該検出回路
（５４）の出力電圧が印加され、３倍の利得を有する第
２演算増幅器、（５６）はベースに前記第２演算増幅器
（５５）の出力電圧が印加され、コレクタが前記第１ト
ランジスタ（５３）のエミッタ及び前記第２演算増幅器
（５５）の入力端子に接続された第２トランジスタであ
る。
を示すもので、図９と同一の回路素子については同一の
符号を付し説明を省略する。図１１は、図９の可変電源
（２７）の具体回路を示すとともに電源端子（１４）の
電源電圧＋ＶCCが３０Ｖ以上になったとしても出力端子
（３２）の電圧が９０Ｖを越えないようにコンデンサＣ
２の充電電圧を自動的に制限する保護回路（５０）を示
す。図１１において、（５１）はコンデンサＣ２の充電
電圧を設定する可変電圧源、（５２）は可変電圧源（５
１）の電圧が印加される第１演算増幅器、（５３）はベ
ースに前記第１演算増幅器（５２）の出力電圧が印加さ
れ、コレクタがスイッチ（３１）及び前記第１演算増幅
器（５２）の入力端子に接続された第１トランジスタ、
（５４）は図９の電源端子（１４）の電源電圧＋ＶCCの
電圧変動を検出する検出回路、（５５）は該検出回路
（５４）の出力電圧が印加され、３倍の利得を有する第
２演算増幅器、（５６）はベースに前記第２演算増幅器
（５５）の出力電圧が印加され、コレクタが前記第１ト
ランジスタ（５３）のエミッタ及び前記第２演算増幅器
（５５）の入力端子に接続された第２トランジスタであ
る。
【００２２】図１２は、図１１の電源端子（１４）の電
源電圧と出力端子（３２）の電圧との関係を示す特性図
である。電源端子（１４）の電源電圧＋ＶCCが（３０＋
１０/３）Ｖ以上になると、出力端子（３２）の電圧は
９０Ｖで飽和してしまう。そのため、ＩＣの破壊は生じ
ない。まず、電源電圧＋ＶCCが３０Ｖ以下であるとす
る。この場合には、電源電圧＋ＶCCが検出回路（５４）
の抵抗（５７）（５８）により分圧され低い電圧が第２
演算増幅器（５５）の正入力端子に印加される。する
と、第２演算増幅器（５５）の帰還作用により、第２演
算増幅器（５５）の負入力端子の電圧が正入力端子の電
圧と等しくなる。すると、可変電圧源（５９）から前記
負入力端子に向かって比較的大なる電流が流れ第２トラ
ンジスタ（５６）が完全にオンとなりＶCE2（第２トラ
ンジスタ（５６）のコレクタ・エミッタ間電圧）がほぼ
ゼロとなる。そのため、図１１の端子（６０）の電圧も
ゼロとなる。
源電圧と出力端子（３２）の電圧との関係を示す特性図
である。電源端子（１４）の電源電圧＋ＶCCが（３０＋
１０/３）Ｖ以上になると、出力端子（３２）の電圧は
９０Ｖで飽和してしまう。そのため、ＩＣの破壊は生じ
ない。まず、電源電圧＋ＶCCが３０Ｖ以下であるとす
る。この場合には、電源電圧＋ＶCCが検出回路（５４）
の抵抗（５７）（５８）により分圧され低い電圧が第２
演算増幅器（５５）の正入力端子に印加される。する
と、第２演算増幅器（５５）の帰還作用により、第２演
算増幅器（５５）の負入力端子の電圧が正入力端子の電
圧と等しくなる。すると、可変電圧源（５９）から前記
負入力端子に向かって比較的大なる電流が流れ第２トラ
ンジスタ（５６）が完全にオンとなりＶCE2（第２トラ
ンジスタ（５６）のコレクタ・エミッタ間電圧）がほぼ
ゼロとなる。そのため、図１１の端子（６０）の電圧も
ゼロとなる。
【００２３】この時、可変電圧源（５１）は、スイッチ
（３１）の端子（６１）の電圧を定める。即ち、可変電
圧源（５１）の電圧をＶCONT1とすると、ほぼ等しい電
圧ＶCONT2が第１演算増幅器（５２）の入力端子に印加
される。すると、第１演算増幅器（５２）の帰還作用に
より、第１演算増幅器（５２）の負入力端子の電圧が正
入力端子の電圧ＶCONT2と等しくなる。
（３１）の端子（６１）の電圧を定める。即ち、可変電
圧源（５１）の電圧をＶCONT1とすると、ほぼ等しい電
圧ＶCONT2が第１演算増幅器（５２）の入力端子に印加
される。すると、第１演算増幅器（５２）の帰還作用に
より、第１演算増幅器（５２）の負入力端子の電圧が正
入力端子の電圧ＶCONT2と等しくなる。
【００２４】端子（６０）の電圧は、ゼロ即ちグランド
レベルであるのでＶCE1は電圧ＶCONT2となる。例えば、
図９の電源端子（１４）の電源電圧を１０Ｖとして、Ｖ
CONT1＝１０Ｖとすると、端子（６１）の電圧も１０Ｖ
となり、コンデンサＣ２の充電電圧は、０Ｖとなる。但
し、ダイオードの立ち上がり電圧は無視する。その結
果、出力端子（３２）の電圧は図１２にも示すように２
０Ｖとなる。
レベルであるのでＶCE1は電圧ＶCONT2となる。例えば、
図９の電源端子（１４）の電源電圧を１０Ｖとして、Ｖ
CONT1＝１０Ｖとすると、端子（６１）の電圧も１０Ｖ
となり、コンデンサＣ２の充電電圧は、０Ｖとなる。但
し、ダイオードの立ち上がり電圧は無視する。その結
果、出力端子（３２）の電圧は図１２にも示すように２
０Ｖとなる。
【００２５】この状態は、保護回路（５０）は働く必要
がなく、可変電源（２７）のみで出力端子（３２）の電
圧を設定できる状態である。次に、電源電圧＋ＶCCが３
０Ｖ＜ＶCC＜（30＋10/3）Ｖの時について説明する。こ
の場合には保護回路（５０）が働いて端子（６０）の電
圧を上昇させるが、該電圧は１０Ｖ以下であるので、端
子（６１）の電圧は１０Ｖを保つ。このため、昇圧割合
は上述の場合と同じである。その詳細について説明す
る。例えば、ＶCC＝３２Ｖであるとすると、２Ｖの電圧
上昇が検出回路（５４）で検出され６Ｖの電圧が端子
（６０）に発生する。すると、ＶCE1＝４Ｖとなり、端
子（６１）は１０Ｖのままである。
がなく、可変電源（２７）のみで出力端子（３２）の電
圧を設定できる状態である。次に、電源電圧＋ＶCCが３
０Ｖ＜ＶCC＜（30＋10/3）Ｖの時について説明する。こ
の場合には保護回路（５０）が働いて端子（６０）の電
圧を上昇させるが、該電圧は１０Ｖ以下であるので、端
子（６１）の電圧は１０Ｖを保つ。このため、昇圧割合
は上述の場合と同じである。その詳細について説明す
る。例えば、ＶCC＝３２Ｖであるとすると、２Ｖの電圧
上昇が検出回路（５４）で検出され６Ｖの電圧が端子
（６０）に発生する。すると、ＶCE1＝４Ｖとなり、端
子（６１）は１０Ｖのままである。
【００２６】次に、電源電圧＋ＶCCが＋ＶCC＞(30+10/
3)Ｖの時について説明する。この場合には保護回路（５
０）が働いて端子（６０）の電圧を上昇させるが、該電
圧が１０Ｖ以上となり、端子（６１）の電圧は端子（６
０）の電圧と等しくなる。端子（６０）の電圧は、電源
電圧が１Ｖ増加すれば３Ｖ増加するので、出力端子（３
２）の電圧は９０Ｖに保たれる。電源電圧が３５Ｖにな
り、端子（６０）の電圧が例えば１５Ｖ（＝５Ｖ・３）
になったとする。すると、第１演算増幅器（５２）の正
負入力端子がともに１５Ｖとなる。端子（６１）は、第
１トランジスタ（５３）が飽和状態となるのでほぼ１５
Ｖになる。このため、ダイオード（６３）はオフし、可
変電圧源（５１）による制御はなくなる。
3)Ｖの時について説明する。この場合には保護回路（５
０）が働いて端子（６０）の電圧を上昇させるが、該電
圧が１０Ｖ以上となり、端子（６１）の電圧は端子（６
０）の電圧と等しくなる。端子（６０）の電圧は、電源
電圧が１Ｖ増加すれば３Ｖ増加するので、出力端子（３
２）の電圧は９０Ｖに保たれる。電源電圧が３５Ｖにな
り、端子（６０）の電圧が例えば１５Ｖ（＝５Ｖ・３）
になったとする。すると、第１演算増幅器（５２）の正
負入力端子がともに１５Ｖとなる。端子（６１）は、第
１トランジスタ（５３）が飽和状態となるのでほぼ１５
Ｖになる。このため、ダイオード（６３）はオフし、可
変電圧源（５１）による制御はなくなる。
【００２７】端子（６１）が１５Ｖになると、コンデン
サＣ２の充電電圧は２０Ｖ（＝３５Ｖ−１５Ｖ）とな
り、出力端子（３２）の電圧は９０Ｖ（＝３５Ｖ＋３５
Ｖ＋２０Ｖ）に保たれる。従って、図１１の回路によれ
ば、電源電圧が変動しても自動的に昇圧電圧を所定値
（９０Ｖ）に制限してくれるとともに、ある範囲までは
自由に昇圧電圧を設定できるチャージポンプ回路が得ら
れる。
サＣ２の充電電圧は２０Ｖ（＝３５Ｖ−１５Ｖ）とな
り、出力端子（３２）の電圧は９０Ｖ（＝３５Ｖ＋３５
Ｖ＋２０Ｖ）に保たれる。従って、図１１の回路によれ
ば、電源電圧が変動しても自動的に昇圧電圧を所定値
（９０Ｖ）に制限してくれるとともに、ある範囲までは
自由に昇圧電圧を設定できるチャージポンプ回路が得ら
れる。
【００２８】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、ＩＣ
の単一電源により３倍のポンプアップ電圧を作ることが
できるので、垂直の帰線期間を短くすることができる。
そのため、パーソナルコンピュータなどからの垂直同期
信号が到来しても画面に「折り返し」が生ずることがな
い。又、ＩＣの単一電源により昇圧できるのでＩＣ外部
に複数の電源を用意する必要がなく部品点数の削減につ
ながる。
の単一電源により３倍のポンプアップ電圧を作ることが
できるので、垂直の帰線期間を短くすることができる。
そのため、パーソナルコンピュータなどからの垂直同期
信号が到来しても画面に「折り返し」が生ずることがな
い。又、ＩＣの単一電源により昇圧できるのでＩＣ外部
に複数の電源を用意する必要がなく部品点数の削減につ
ながる。
【００２９】特に、本発明によれば、２倍から３倍のポ
ンプアップ電圧を自由に作ることができるので、様々な
垂直の帰線期間を簡単に設定することができる。更に、
本発明によれば、単一の電圧源を昇圧する際に、昇圧電
圧を自由に設定できるとともに前記電圧源の電圧値が許
容範囲を越えると自動的に昇圧電圧が増加しないように
できる。
ンプアップ電圧を自由に作ることができるので、様々な
垂直の帰線期間を簡単に設定することができる。更に、
本発明によれば、単一の電圧源を昇圧する際に、昇圧電
圧を自由に設定できるとともに前記電圧源の電圧値が許
容範囲を越えると自動的に昇圧電圧が増加しないように
できる。
【図１】本発明の垂直偏向回路を示す回路図である。
【図２】従来の垂直偏向回路を示す回路図である。
【図３】図１の動作説明をするための波形図である。
【図４】従来の特性説明をするための波形図である。
【図５】従来の特性説明をするための図である。
【図６】従来の特性説明をするための図である。
【図７】従来の特性説明をするための特性図である。
【図８】本発明の垂直偏向回路の説明に供するシステム
図である。
図である。
【図９】本発明のチャージポンプ回路の具体回路例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１０】図９の動作説明をするための波形図である。
【図１１】図１の具体回路例を示す回路図である。
【図１２】図１１の動作説明をするための特性図であ
る。
る。
（１２） 垂直出力回路 （１３） 垂直偏向コイル （１４） 電源 （１７） 第１ポンプアップ回路 （１８） 第２ポンプアップ回路 （２７） 可変電源 （５０） 保護回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 3/18 H04N 3/16
Claims (3)
- 【請求項１】電源と、 一方の端子が前記電源に接続され、他方の端子が第１コ
ンデンサの一方の端子に接続された第１の整流手段と、 前記第１コンデンサの他方の端子を外部からの制御に応
じて第１の基準電位が印加される第１の基準電位端子又
は前記電源の出力電圧が印加される出力電圧端子に接続
する第１のスイッチと、 充電時には前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１
コンデンサの他方の端子の電圧が前記第１の基準電位と
なるようにし、放電時には前記第１のスイッチを切り換
えて、前記第１コンデンサの他方の端子の電圧が前記電
源の出力電圧となるように制御する制御回路と、 前記第１コンデンサの充電電圧を調整するための可変電
圧源と、 該可変電圧源の電圧が一方の入力端子に印加され、他方
の入力端子の電圧が前記一方の入力端子の電圧と常に等
しくなるように帰還がかかる演算増幅器と、 ベースが前記演算増幅器の出力端子に接続されコレクタ
が前記第１の基準電位端子及び前記演算増幅器の他方の
入力端子に接続されエミッタが抵抗を介して前記演算増
幅器の一方の入力端子に接続された第１トランジスタ
と、 前記電源の電圧値が所定値より低い場合には第１のレベ
ルの電圧を発生し、前記電圧源の電圧値が所定値より高
い場合には前記第１のレベルの電圧より高い第２のレベ
ルの電圧を発生し、前記第１トランジスタのエミッタに
印加する保護回路と、 を備え、前記電源の電圧値が所定値より低い場合には前
記可変電圧源の電圧に応じて前記第１の基準電位端子の
電圧を設定し、前記電源の電圧値が所定値より高い場合
には前記保護回路から発生する前記第２のレベルの電圧
が前記第１トランジスタのコレクタ及びエミッタを介し
て前記第１の基準電位端子に伝わるようにすることを特
徴とする チャージポンプ回路。 - 【請求項２】電源と、 一方の端子が前記電源に接続され、他方の端子が第１コ
ンデンサの一方の端子に接続された第１の整流手段と、 前記第１コンデンサの他方の端子を外部からの制御に応
じて第１の基準電位が印加される第１の基準電位端子又
は前記電源の出力電圧が印加される出力電圧端子に接続
する第１のスイッチと、 充電時には前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１
コンデンサの他方の端子の電圧が前記第１の基準電位と
なるようにし、放電時には前記第１のスイッチを切り換
えて、前記第１コンデンサの他方の端子の電圧が前記電
源の出力電圧となるように制御する制御回路と、 前記第１コンデンサの充電電圧を調整するための可変電
圧源と、 該可変電圧源の電圧が一方の入力端子に印加され、他方
の入力端子の電圧が前記一方の入力端子の電圧と常に等
しくなるように帰還がかかる第１演算増幅器と、 ベースが前記第１演算増幅器の出力端子に接続されコレ
クタが前記第１の基準電位端子及び前記第１演算増幅器
の他方の入力端子に接続されエミッタが抵抗を介して前
記第１演算増幅器の一方の入力端子に接続された第１ト
ランジスタと、 前記電源の電圧変動を検出する検出回路
と、 該検出回路の出力電圧が一方の入力端子に印加され、他
方の入力端子の電圧が前記一方の入力端子の電圧と常に
等しくなるように帰還がかかる第２演算増幅器と、 ベースが前記第２演算増幅器の出力端子に接続されコレ
クタが前記第１トランジスタのエミッタ及び前記第２演
算増幅器の他方の入力端子に接続され、前記電源の電圧
値が所定値より低い場合にはエミッタ電位にエミッタ・
コレクタ間飽和電圧を加算した電圧をコレクタに発生
し、前記電源の電圧値が所定値より高い場合には高いレ
ベルの電圧をコレクタに発生する第２トランジスタと、 を備え、前記電源の電圧値が所定値より低い場合には前
記可変電圧源の電圧に応じて前記第１の基準電位端子の
電圧を設定し、前記電圧源の電圧値が所定値より高い場
合には前記第２トランジスタのコレクタから発生する前
記高いレベルの電圧が前記第１トランジスタのコレクタ
及びエミッタを介して前記第１の基準電位端子に伝わる
ようにすることを特徴とする チャージポンプ回路。 - 【請求項３】集積回路に利用される電源電圧を昇圧して
垂直出力信号の帰線 期間の電源電圧に利用する垂直偏向
回路であって、 鋸歯状波の入力信号を増幅して垂直偏向コイルに偏向電
流を供給する垂直出力回路と、 該垂直出力回路に電源電圧を加える電源と、 一方の端子が前記電源に接続され、他方の端子が第１コ
ンデンサの一方の端子に接続された第１の整流手段と、 前記第１コンデンサの他方の端子を外部からの制御に応
じて第１の基準電位が印加される第１の基準電位端子又
は前記電源の出力電圧が印加される出力電圧端子に接続
する第１のスイッチと、 充電時には前記第１のスイッチを切り換えて、前記第１
コンデンサの他方の端子の電圧が前記第１の基準電位と
なるようにし、放電時には前記第１のスイッチを切り換
えて、前記第１コンデンサの他方の端子の電圧が前記電
源の出力電圧となるように制御する制御回路と、 前記第１コンデンサの充電電圧を調整するための可変電
圧源と、 該可変電圧源の電圧が一方の入力端子に印加され、他方
の入力端子の電圧が前記一方の入力端子の電圧と常に等
しくなるように帰還がかかる演算増幅器と、 ベースが前記演算増幅器の出力端子に接続されコレクタ
が前記第１の基準電位端子及び前記演算増幅器の他方の
入力端子に接続されエミッタが抵抗を介して前記演算増
幅器の一方の入力端子に接続された第１トランジスタ
と、 前記電源の電圧値が所定値より低い場合には第１のレベ
ルの電圧を発生し、前記電圧源の電圧値が所定値より高
い場合には前記第１のレベルの電圧より高い第２のレベ
ルの電圧を発生し、前記第１トランジスタのエミッタに
印加する保護回路と、 を備え、前記電源の電圧値が所定値より低い場合には前
記可変電圧源の電圧に応じて前記第１の基準電位端子の
電圧を設定し、前記電源の電圧値が所定値より高い場合
には前記保護回路から発生する前記第２のレベルの電圧
が前記第１トランジスタのコレクタ及びエミッタを介し
て前記第１の基準電位端子に伝わるようにすることを特
徴とする 垂直偏向回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7680496A JP3357783B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7680496A JP3357783B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09270934A JPH09270934A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3357783B2 true JP3357783B2 (ja) | 2002-12-16 |
Family
ID=13615851
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7680496A Expired - Fee Related JP3357783B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 垂直偏向回路並びに該回路に用いるチャージポンプ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3357783B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6515439B2 (en) * | 2000-12-25 | 2003-02-04 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Vertical deflection driving circuit |
-
1996
- 1996-03-29 JP JP7680496A patent/JP3357783B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09270934A (ja) | 1997-10-14 |
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