JP3281357B2 - スイッチング電源 - Google Patents
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 17
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 description 1
- 239000002800 charge carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000012840 feeding operation Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/36—Means for starting or stopping converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/901—Starting circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
に関する。
に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のスイッチング電源の場合、基本
的に、投入接続の際にまたは遮断の際に部品が、例えば
電力スイッチとして用いられるスイッチングトランジス
タが、不安定な状態により危険にさらされる。このこと
は例えば次の場合に当てはまる。即ちスイッチとして動
作するパワートランジスタに、コレクタ電圧とコレクタ
電流が同時に現われる時に、またはスイッチングトラン
ジスタが、コレクタ電圧が完全に加えられた際に完全に
は導通接続されない時に、当てはまる。
的に、投入接続の際にまたは遮断の際に部品が、例えば
電力スイッチとして用いられるスイッチングトランジス
タが、不安定な状態により危険にさらされる。このこと
は例えば次の場合に当てはまる。即ちスイッチとして動
作するパワートランジスタに、コレクタ電圧とコレクタ
電流が同時に現われる時に、またはスイッチングトラン
ジスタが、コレクタ電圧が完全に加えられた際に完全に
は導通接続されない時に、当てはまる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、この
種のスイッチング電源において、部品の損傷が生じない
ように、監視される投入接続および遮断を保証し、同時
にスタートフェーズ中の電力消費を低減させることであ
る。
種のスイッチング電源において、部品の損傷が生じない
ように、監視される投入接続および遮断を保証し、同時
にスタートフェーズ中の電力消費を低減させることであ
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この課題は、スイッチン
グ電源において、第１の給電電圧源を有し、キャパシタ
を有し、第１の給電電圧源及びキャパシタに結合された
抵抗を有し、この抵抗はキャパシタを充電するための電
流を発生し、このキャパシタにおいて第２の給電電圧源
を提供し、整流器を介して動作電圧を供給するための一
次巻線、二次巻線を有するトランスを有し、第３の給電
電圧源を提供するためのスイッチング電源の一次側に配
置された更に別の巻線を有し、一次巻線に結合されたス
イッチングパワートランジスタを有し、このスイッチン
グパワートランジスタを制御するためにキャパシタに結
合された給電端子を有する集積回路を有し、この集積回
路は閾値を形成する基準電圧源を有し、この基準電圧源
はスタートフェーズの間に集積回路に対する第２の給電
電圧源からの入力電流を阻止し、スタートフェーズの間
に第２の給電電圧は閾値に到達するまで増大し、基準電
圧源は、第２の給電電圧が閾値を上回る初期化フェーズ
の間に第２の給電電圧源からの入力電流をイネーブル
し、集積回路は初期化フェーズの間に所定の動作状態に
初期化され、第２の給電電圧は前記入力電流が増大する
につれて減少し、集積回路は、初期化フェーズの後でス
イッチングパワートランジスタに対するスイッチング制
御信号を発生し、第３の給電電圧源は、初期化フェーズ
の後で動作可能であり、さらに少なくとも部分的に第２
の給電電圧源の代わりとなることにより解決されてい
る。
グ電源において、第１の給電電圧源を有し、キャパシタ
を有し、第１の給電電圧源及びキャパシタに結合された
抵抗を有し、この抵抗はキャパシタを充電するための電
流を発生し、このキャパシタにおいて第２の給電電圧源
を提供し、整流器を介して動作電圧を供給するための一
次巻線、二次巻線を有するトランスを有し、第３の給電
電圧源を提供するためのスイッチング電源の一次側に配
置された更に別の巻線を有し、一次巻線に結合されたス
イッチングパワートランジスタを有し、このスイッチン
グパワートランジスタを制御するためにキャパシタに結
合された給電端子を有する集積回路を有し、この集積回
路は閾値を形成する基準電圧源を有し、この基準電圧源
はスタートフェーズの間に集積回路に対する第２の給電
電圧源からの入力電流を阻止し、スタートフェーズの間
に第２の給電電圧は閾値に到達するまで増大し、基準電
圧源は、第２の給電電圧が閾値を上回る初期化フェーズ
の間に第２の給電電圧源からの入力電流をイネーブル
し、集積回路は初期化フェーズの間に所定の動作状態に
初期化され、第２の給電電圧は前記入力電流が増大する
につれて減少し、集積回路は、初期化フェーズの後でス
イッチングパワートランジスタに対するスイッチング制
御信号を発生し、第３の給電電圧源は、初期化フェーズ
の後で動作可能であり、さらに少なくとも部分的に第２
の給電電圧源の代わりとなることにより解決されてい
る。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明の各種の構成が従属形式の
請求項に示されている。
請求項に示されている。
【０００６】本発明は以下の相続くフェーズから形成さ
れている。
れている。
【０００７】第１のフェーズであるスタートフェーズに
はＩＣが次のように値が選定されており、即ちＩＣは投
入接続後の、スタート電圧がゼロから閾値へ上昇するス
タートフェーズの間中は電流が消費されない様に、値が
選定されている。この構成により達せられることは、充
電抵抗を流れる電荷流全部がキャパシタの充電のために
用いられて、この抵抗がＩＣまたはその他の負荷に付加
的な電流を供給する必要がなくなることである。このこ
とは、充電抵抗に著しくわずかな損失電力しか生ぜさせ
ないためこの抵抗が安価になることを意味する。
はＩＣが次のように値が選定されており、即ちＩＣは投
入接続後の、スタート電圧がゼロから閾値へ上昇するス
タートフェーズの間中は電流が消費されない様に、値が
選定されている。この構成により達せられることは、充
電抵抗を流れる電荷流全部がキャパシタの充電のために
用いられて、この抵抗がＩＣまたはその他の負荷に付加
的な電流を供給する必要がなくなることである。このこ
とは、充電抵抗に著しくわずかな損失電力しか生ぜさせ
ないためこの抵抗が安価になることを意味する。
【０００８】第２のフェーズである初期化フェーズにお
いては閾値を上回わると初期化フェーズの間中にＩＣ
は、このＩＣの全部のパラメータおよび部品が所定の状
態へ移行されて基準電圧源が投入接続されるように、初
期化される。この初期化フェーズ内に基準電圧源が投入
接続される。そのためこのフェーズは、出発状態に依存
することなく、全部の部品のための以後の通常作動のた
めの出発点として最適なかつ危険のない一義的な所定の
状態を形成するために用いられる。
いては閾値を上回わると初期化フェーズの間中にＩＣ
は、このＩＣの全部のパラメータおよび部品が所定の状
態へ移行されて基準電圧源が投入接続されるように、初
期化される。この初期化フェーズ内に基準電圧源が投入
接続される。そのためこのフェーズは、出発状態に依存
することなく、全部の部品のための以後の通常作動のた
めの出発点として最適なかつ危険のない一義的な所定の
状態を形成するために用いられる。
【０００９】この初期化フェーズの終りに、ＩＣが定常
状態の通常のパルス作動へ切り換えられる。その利点
は、パルス作動へのこの切り換えが、部品の損傷のおそ
れを除去する所定の状態から出発することである。
状態の通常のパルス作動へ切り換えられる。その利点
は、パルス作動へのこの切り換えが、部品の損傷のおそ
れを除去する所定の状態から出発することである。
【００１０】通常作動の初期領域においては、ＩＣに加
わるさらに低いスタート電圧が、別個の電圧源からの作
動により置き換えられるかまたは補完される。このこと
は、充電抵抗を流れる電流だけでは定常状態におけるＩ
Ｃの給電のためには十分でないことにもとづく。充電抵
抗から供給される電流は、別個の電圧源から供給される
電流に比較すると小さい。
わるさらに低いスタート電圧が、別個の電圧源からの作
動により置き換えられるかまたは補完される。このこと
は、充電抵抗を流れる電流だけでは定常状態におけるＩ
Ｃの給電のためには十分でないことにもとづく。充電抵
抗から供給される電流は、別個の電圧源から供給される
電流に比較すると小さい。
【００１１】投入接続の際の前述の相続くフェーズによ
り全体的に、スタート作動時の電力消費の低減化およ
び、パルス作動の開始時の全部の部品の所定の状態が、
部品が損傷されないように行われる。
り全体的に、スタート作動時の電力消費の低減化およ
び、パルス作動の開始時の全部の部品の所定の状態が、
部品が損傷されないように行われる。
【００１２】初期化フェーズは例えば第１の区間を有
し、この区間において、ＩＣの電流消費が充電電流より
も小さくなりそのため給電電圧がさらに上昇する状態が
設定される。初期化フェーズは、基準電圧源の投入接続
による全部の機能が作動する第２の区間を含む。この第
２の区間においてＩＣの電流消費は充電電流よりも大き
く、そのため給電電圧は低下する。ＩＣは、ツエナダイ
オードを有する振幅閾値回路を含む。このツエナダイオ
ードは閾値を下回わるとＩＣの電流消費を阻止する。
し、この区間において、ＩＣの電流消費が充電電流より
も小さくなりそのため給電電圧がさらに上昇する状態が
設定される。初期化フェーズは、基準電圧源の投入接続
による全部の機能が作動する第２の区間を含む。この第
２の区間においてＩＣの電流消費は充電電流よりも大き
く、そのため給電電圧は低下する。ＩＣは、ツエナダイ
オードを有する振幅閾値回路を含む。このツエナダイオ
ードは閾値を下回わるとＩＣの電流消費を阻止する。
【００１３】
【実施例】次に本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。第１図は本発明により構成されるスイッチング電源
の基本回路図、第２図は投入接続の際の相続くフェーズ
の図、第３図は障害時における遮断の際の相続くフェー
ズの図、第４図は第２図の個々のフェーズを形成するた
めの詳細な回路図を示す。
る。第１図は本発明により構成されるスイッチング電源
の基本回路図、第２図は投入接続の際の相続くフェーズ
の図、第３図は障害時における遮断の際の相続くフェー
ズの図、第４図は第２図の個々のフェーズを形成するた
めの詳細な回路図を示す。
【００１４】第１図において電源網端子１がブリッジ整
流器２の入力側へ接続されている。この整流器は出力側
において充電キャパシタＣＩに、スイッチング電源のた
めの動作電圧ＵＢを発生する。スイッチング電源によ
り、スイッチングトランジスタＴｓ、トランスＴｒの１
次巻線３，２次巻線４、および整流器５が示されてい
る。これはキャパシタＣ３に動作電圧＋Ｕ１に発生す
る。スイッチングトランジスタＴｓはＩＣ６により、ド
ライバ段７を介してパルス状電圧１１で制御される。
流器２の入力側へ接続されている。この整流器は出力側
において充電キャパシタＣＩに、スイッチング電源のた
めの動作電圧ＵＢを発生する。スイッチング電源によ
り、スイッチングトランジスタＴｓ、トランスＴｒの１
次巻線３，２次巻線４、および整流器５が示されてい
る。これはキャパシタＣ３に動作電圧＋Ｕ１に発生す
る。スイッチングトランジスタＴｓはＩＣ６により、ド
ライバ段７を介してパルス状電圧１１で制御される。
【００１５】第１図に示された回路の投入接続の際の過
程を、種々異なる相続くフェーズにより第２図を用いて
説明する。ｔ０で電源電圧が端子１へ加えられる。これ
により充電抵抗ＲＬを介して充電電流ｉＬがキャパシタ
Ｃ２へ流れる。そのためスタート電圧Ｖｃｃがキャパシ
タＣ２において直線的に上昇する。ＩＣ６は、その電流
消費ｉＩＣが最初はゼロであるように、値が選定されて
いる。ＲＬを介して流れる充電電流全体は、キャパシタ
Ｃ２の充電のためにだけ、即ち給電電圧Ｖｃｃの発生の
ためにだけ用いられる。ｔ０からｔ１までのこのスター
トフェーズの間中はＩＣ６では電流が消費されない。ｔ
１においてＩＣ６における閾値回路により電流消費ｉＩ
Ｃが開始される。そのためｉＬの一部がＩＣ６へ流入す
る。しかしこの成分は最初はｉＬよりもまだ小さい。そ
のため電圧Ｖｃｃが、減少された勾配で以後は上昇す
る。このフェーズｔ１−ｔ２の間中、ＩＣ６における全
部の部品および状態は所定の値へセットされる。しかし
ＩＣ６は最初はまだ作動せず、そのためまだパルス作動
を行なわない。Ｖｃｃが値Ｖｏｎに達すると、ＩＣ６に
おいて、バンドギャップとも称される基準電圧源が作動
される。そのためｔ２以後はＩＣ６の全部の機能が作動
される。ｔ３まではまだ初期化フェーズが持続するた
め、外部の電力スイッチがｔ２−ｔ３の間中は能動的に
遮断される。このバンドギャップの能動化により電流消
費ｉＩＣは、ｉＩＣがｉＬよりも大きくなるように上昇
する。このことはＶｃｃが低下することを意味する、何
故ならばＣ２が今や放電されるからである。そのため初
期化フェーズは時間間隔ｔ１−ｔ３の間中は持続し、こ
の間中にＶｃｃがＶｉｎｉｔよりも大きくなる。ｔ３で
初期化フェーズが終了されている。そのためＩＣ６は全
部の部品の所定の状態の際にパルス作動へ切り換えられ
て、パルス１１を発生する。このパルスはトランジスタ
Ｔｓを交番的に導通制御および遮断する。電流消費ｉＩ
Ｃが以後は上昇するため、Ｖｃｃは一層迅速に低下す
る。ＶｏｆｆでＩＣ６が再び遮断されるであろう。トラ
ンジスタＴｓが制御されるため、トランスＴｒはパルス
作動へ達する。これによりパルス電圧が巻線８にも生ず
る。このパルス電圧は整流器９を介して整流され、正の
電圧としてＩＣ６の端子１０に作用される。これはほぼ
時点ｔ４において行なわれる。そのため端子１０におけ
る電圧は巻線８により定められる。この巻線は、ＩＣ６
の著しく上昇された電流消費をカバーできる。そのため
ＶｃｃがＶｏｆｆに達することができる前に、定常的な
動作電圧Ｖｎが端子１０に設定される。このＶｎはＩＣ
６の申し分のない動作を保証する。充電電流ｉＬは、端
子１０における電圧の維持の目的でまだ寄与する。ＩＣ
６のための電流供給はｔ５以降は、巻線８および整流器
９を介していわば自己給電作動へ移行する。
程を、種々異なる相続くフェーズにより第２図を用いて
説明する。ｔ０で電源電圧が端子１へ加えられる。これ
により充電抵抗ＲＬを介して充電電流ｉＬがキャパシタ
Ｃ２へ流れる。そのためスタート電圧Ｖｃｃがキャパシ
タＣ２において直線的に上昇する。ＩＣ６は、その電流
消費ｉＩＣが最初はゼロであるように、値が選定されて
いる。ＲＬを介して流れる充電電流全体は、キャパシタ
Ｃ２の充電のためにだけ、即ち給電電圧Ｖｃｃの発生の
ためにだけ用いられる。ｔ０からｔ１までのこのスター
トフェーズの間中はＩＣ６では電流が消費されない。ｔ
１においてＩＣ６における閾値回路により電流消費ｉＩ
Ｃが開始される。そのためｉＬの一部がＩＣ６へ流入す
る。しかしこの成分は最初はｉＬよりもまだ小さい。そ
のため電圧Ｖｃｃが、減少された勾配で以後は上昇す
る。このフェーズｔ１−ｔ２の間中、ＩＣ６における全
部の部品および状態は所定の値へセットされる。しかし
ＩＣ６は最初はまだ作動せず、そのためまだパルス作動
を行なわない。Ｖｃｃが値Ｖｏｎに達すると、ＩＣ６に
おいて、バンドギャップとも称される基準電圧源が作動
される。そのためｔ２以後はＩＣ６の全部の機能が作動
される。ｔ３まではまだ初期化フェーズが持続するた
め、外部の電力スイッチがｔ２−ｔ３の間中は能動的に
遮断される。このバンドギャップの能動化により電流消
費ｉＩＣは、ｉＩＣがｉＬよりも大きくなるように上昇
する。このことはＶｃｃが低下することを意味する、何
故ならばＣ２が今や放電されるからである。そのため初
期化フェーズは時間間隔ｔ１−ｔ３の間中は持続し、こ
の間中にＶｃｃがＶｉｎｉｔよりも大きくなる。ｔ３で
初期化フェーズが終了されている。そのためＩＣ６は全
部の部品の所定の状態の際にパルス作動へ切り換えられ
て、パルス１１を発生する。このパルスはトランジスタ
Ｔｓを交番的に導通制御および遮断する。電流消費ｉＩ
Ｃが以後は上昇するため、Ｖｃｃは一層迅速に低下す
る。ＶｏｆｆでＩＣ６が再び遮断されるであろう。トラ
ンジスタＴｓが制御されるため、トランスＴｒはパルス
作動へ達する。これによりパルス電圧が巻線８にも生ず
る。このパルス電圧は整流器９を介して整流され、正の
電圧としてＩＣ６の端子１０に作用される。これはほぼ
時点ｔ４において行なわれる。そのため端子１０におけ
る電圧は巻線８により定められる。この巻線は、ＩＣ６
の著しく上昇された電流消費をカバーできる。そのため
ＶｃｃがＶｏｆｆに達することができる前に、定常的な
動作電圧Ｖｎが端子１０に設定される。このＶｎはＩＣ
６の申し分のない動作を保証する。充電電流ｉＬは、端
子１０における電圧の維持の目的でまだ寄与する。ＩＣ
６のための電流供給はｔ５以降は、巻線８および整流器
９を介していわば自己給電作動へ移行する。
【００１６】第３図は、遮断の際の相応の状態を示す。
ｔ０でＶｃｃが、第２図による通常の公称値Ｖｎを有す
る。ｔ１で過負荷がまたはそれ以外の障害が発生する。
まず最初にこの回路は、Ｔｓにおける電流持続時間のお
よびパルス１１の周波数の調整により、過負荷を調整除
去して電圧＋Ｕ１を一定に維持しようと試みる。過負荷
またはエラーの場合はこの調整はもはや除去できない。
何故ならば例えば最大周波数、最大投入接続持続時間
が、したがって最大の電流終値がトランジスタにおいて
達せられているからである。次にＶｃｃが低下しはじめ
る。ｔ２でＶｏｆｆに達するとＩＣ６が遮断されてパル
ス１１がもはや供給されない。そのためトランジスタＴ
ｓがもはやパルスにより制御されず、部品の損傷のおそ
れが回避される。ＩＣ６におけるバンドギャップと称さ
れるバイアス電圧源が制御される。しかしそれに代えて
時間間隔ｔ２−ｔ３の間中、トランジスタＴｓの所定の
能動的な遮断が行なわれる。このことは重要である、何
故ならばそうしないと、その都度の終状態に依存してト
ランジスタＴｓが損傷されるおそれがあるからである。
この種の能動的な遮断は例えば、Ｔｓのベースへ、電荷
キャリヤの迅速な空乏層化を作動する遮断電圧が加えら
れることにより行なわれる。この時間間隔の間中、給電
電圧Ｖｃｃをさらに低下させる目的で、ＩＣの電流消費
が意図的にｉＬよりも大きく維持される。次に電力消費
ｉＩＣがゼロになる。端子１０がＩＣ６によりもはや負
荷されないため、電圧Ｖｃｃはｔ３以降は再び上昇され
る。ｔ４でＶｃｃが値Ｖｉｎｉｔに達する。このことは
第２図に時点ｔ１に相応する。次にスイッチング電源は
前述のように再び投入接続される。この場合に重要なこ
とは、遮断と投入接続との間に所定の十分な時間が形成
されることである。その目的はエラー時に構成部品が、
繰り返されるスイッチング電源のオン、オフにより過負
荷にされないようにするためである。
ｔ０でＶｃｃが、第２図による通常の公称値Ｖｎを有す
る。ｔ１で過負荷がまたはそれ以外の障害が発生する。
まず最初にこの回路は、Ｔｓにおける電流持続時間のお
よびパルス１１の周波数の調整により、過負荷を調整除
去して電圧＋Ｕ１を一定に維持しようと試みる。過負荷
またはエラーの場合はこの調整はもはや除去できない。
何故ならば例えば最大周波数、最大投入接続持続時間
が、したがって最大の電流終値がトランジスタにおいて
達せられているからである。次にＶｃｃが低下しはじめ
る。ｔ２でＶｏｆｆに達するとＩＣ６が遮断されてパル
ス１１がもはや供給されない。そのためトランジスタＴ
ｓがもはやパルスにより制御されず、部品の損傷のおそ
れが回避される。ＩＣ６におけるバンドギャップと称さ
れるバイアス電圧源が制御される。しかしそれに代えて
時間間隔ｔ２−ｔ３の間中、トランジスタＴｓの所定の
能動的な遮断が行なわれる。このことは重要である、何
故ならばそうしないと、その都度の終状態に依存してト
ランジスタＴｓが損傷されるおそれがあるからである。
この種の能動的な遮断は例えば、Ｔｓのベースへ、電荷
キャリヤの迅速な空乏層化を作動する遮断電圧が加えら
れることにより行なわれる。この時間間隔の間中、給電
電圧Ｖｃｃをさらに低下させる目的で、ＩＣの電流消費
が意図的にｉＬよりも大きく維持される。次に電力消費
ｉＩＣがゼロになる。端子１０がＩＣ６によりもはや負
荷されないため、電圧Ｖｃｃはｔ３以降は再び上昇され
る。ｔ４でＶｃｃが値Ｖｉｎｉｔに達する。このことは
第２図に時点ｔ１に相応する。次にスイッチング電源は
前述のように再び投入接続される。この場合に重要なこ
とは、遮断と投入接続との間に所定の十分な時間が形成
されることである。その目的はエラー時に構成部品が、
繰り返されるスイッチング電源のオン、オフにより過負
荷にされないようにするためである。
【００１７】第４図は、第２図に示された過程を実現す
るための、ＩＣ６における詳細な回路を示す。次にこの
回路の動作を第２図における個々のフェーズの場合に順
次、説明する。
るための、ＩＣ６における詳細な回路を示す。次にこの
回路の動作を第２図における個々のフェーズの場合に順
次、説明する。
【００１８】スタートフェーズｔ０−ｔ１ この時間中はＶｃｃがツエナーダイオードＺのツエナー
電圧Ｖｚよりも小さい。抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介して
電流が流れることが出来ないため、トランジスタＴ１，
Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５も遮断状態になる。次に電流消
費ｉＩＣは前述の様にゼロになる。Ｖｃｃが値Ｖｚに達
すると、まず最初に電流はＲ１，Ｒ２，Ｔ１を流れず遮
断状態に維持される。しかしＴ３は、Ｔ１，Ｔ２により
構成されるフリップフロップによりトリガされる前に既
に導通される。導通状態のトランジスタＴ３がトランジ
スタＴ４におけるベース電流を発生し、そのためＴ４が
導通する。これによりＲ４とＲ５の接続点から電圧がＴ
５のベースへ達し、そのためＴ５も導通する。これによ
り初期化電流ｉｎｉｔが発生され、この電流が第２図に
おけるｔ１−ｔ３の初期化を作動させる。電圧基準源と
して用いられる図示のバンドギャップ１２は、遮断され
たトランジスタＴ２にもとづいて持続時間ｔ１−ｔ２の
間中は最初はまだ遮断されている。この時間の間中は前
述の様に内部の状態が所定の様に設定される。上昇する
電圧ＶｃｃによりＲ１を流れる電流も上昇する。ｔ２で
フリップフロップＴ１／Ｔ２が投入接続され、Ｔ１とＴ
２が導通する。Ｒ７に、バンドギャップ１２を投入接続
する電圧Ｕｇが生ずる。これにもとづいてバンドギャッ
プは初期化フェーズの第２の部分ｔ２−ｔ３のための、
および通常の作動のための基準電圧Ｖｒｅｆを発生す
る。バンドギャップ１２の投入接続によりｉＩＣはｉＬ
よりも大きくなり、そのためＶｃｃが再び低下する。そ
のためＴ３を流れる電流が再び小さくなる。バンドギャ
ップ１２は一定の基準電圧Ｖｒｅｆｌを電流ミラー回路
１３へ供給する。ミラー回路はトランジスタＴ６の中に
一定の電流を生ぜさせる。Ｒ３を流れる電流が、電流ミ
ラー回路１３により供給される電流よりも小さくなる
と、Ｔ４はもはや制御されず、その結果、初期化電流ｉ
ｉｎｉｔは再び遮断される。これは、第２図における、
初期化フェーズの終りにおけるｔ３である。持続時間ｔ
２−ｔ３の間中、外部の電力トランジスタＴｓが能動的
に空乏層化される。この回路により保証されることは、
初期化フェーズがｔ３で終了される前に、ＩＣ６全体の
ための基準電圧を供給するバンドギャップ１２が投入接
続されることである。破線１４はＩＣ６の周縁を示す。
ＩＣ６の、巻線８および整流器９による電流供給の受け
入れは第２図に示された時間間隔ｔ４−ｔ５において、
ＩＣ６の外部で前述のように行なわれる。
電圧Ｖｚよりも小さい。抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介して
電流が流れることが出来ないため、トランジスタＴ１，
Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５も遮断状態になる。次に電流消
費ｉＩＣは前述の様にゼロになる。Ｖｃｃが値Ｖｚに達
すると、まず最初に電流はＲ１，Ｒ２，Ｔ１を流れず遮
断状態に維持される。しかしＴ３は、Ｔ１，Ｔ２により
構成されるフリップフロップによりトリガされる前に既
に導通される。導通状態のトランジスタＴ３がトランジ
スタＴ４におけるベース電流を発生し、そのためＴ４が
導通する。これによりＲ４とＲ５の接続点から電圧がＴ
５のベースへ達し、そのためＴ５も導通する。これによ
り初期化電流ｉｎｉｔが発生され、この電流が第２図に
おけるｔ１−ｔ３の初期化を作動させる。電圧基準源と
して用いられる図示のバンドギャップ１２は、遮断され
たトランジスタＴ２にもとづいて持続時間ｔ１−ｔ２の
間中は最初はまだ遮断されている。この時間の間中は前
述の様に内部の状態が所定の様に設定される。上昇する
電圧ＶｃｃによりＲ１を流れる電流も上昇する。ｔ２で
フリップフロップＴ１／Ｔ２が投入接続され、Ｔ１とＴ
２が導通する。Ｒ７に、バンドギャップ１２を投入接続
する電圧Ｕｇが生ずる。これにもとづいてバンドギャッ
プは初期化フェーズの第２の部分ｔ２−ｔ３のための、
および通常の作動のための基準電圧Ｖｒｅｆを発生す
る。バンドギャップ１２の投入接続によりｉＩＣはｉＬ
よりも大きくなり、そのためＶｃｃが再び低下する。そ
のためＴ３を流れる電流が再び小さくなる。バンドギャ
ップ１２は一定の基準電圧Ｖｒｅｆｌを電流ミラー回路
１３へ供給する。ミラー回路はトランジスタＴ６の中に
一定の電流を生ぜさせる。Ｒ３を流れる電流が、電流ミ
ラー回路１３により供給される電流よりも小さくなる
と、Ｔ４はもはや制御されず、その結果、初期化電流ｉ
ｉｎｉｔは再び遮断される。これは、第２図における、
初期化フェーズの終りにおけるｔ３である。持続時間ｔ
２−ｔ３の間中、外部の電力トランジスタＴｓが能動的
に空乏層化される。この回路により保証されることは、
初期化フェーズがｔ３で終了される前に、ＩＣ６全体の
ための基準電圧を供給するバンドギャップ１２が投入接
続されることである。破線１４はＩＣ６の周縁を示す。
ＩＣ６の、巻線８および整流器９による電流供給の受け
入れは第２図に示された時間間隔ｔ４−ｔ５において、
ＩＣ６の外部で前述のように行なわれる。
【図１】第１図は本発明により構成されるスイッチング
電源の基本回路図である。
電源の基本回路図である。
【図２】第２図は投入接続の際の相続くフェーズの図で
ある。
ある。
【図３】第３図は障害時における遮断の際の相続くフェ
ーズの図である。
ーズの図である。
【図４】第４図は第２図の個々のフェーズを形成するた
めの詳細な回路図である。
めの詳細な回路図である。
１ 電源網端子 ２ ブリッジ整流器 ＣＩ 充電キャパシタ ＵＢ スイッチング電源のための動作電圧 Ｔｓ スイッチングトランジスタ Ｔｒ トランス ３ １次巻線 ４ ２次巻線 ５ 整流器 Ｃ３ キャパシタ ＋Ｕ１ 動作電圧 ７ ドライバ段 １１ パルス状電圧 ＲＬ 充電抵抗 ｉＬ 充電電流 Ｃ２ キャパシタ Ｖｃｃ スタート電圧 ｉＩＣ 電流消費 Ｖｎ 動作電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シュテフェン レーア ドイツ連邦共和国 ファウエス−マール バッハ ヌスバウムシュトラーセ ２ (72)発明者 フォルカー ナイス ドイツ連邦共和国 ファウエス−フィリ ンゲン ヴァイアーシュトラーセ ９ (72)発明者 ルードルフ コーブリッツ ドイツ連邦共和国 ファウエス−フィリ ンゲン ヨット．ヨット．リーガーシュ トラーセ 12アー (72)発明者 ホセ イ ロドリゲス−ドゥラン ドイツ連邦共和国 フィリンゲン ブレ ントヴェーク 16 (56)参考文献 特開 平２−188163（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (6)
- 【請求項１】 スイッチング電源において、 第１の給電電圧源（２）を有し、 キャパシタ（Ｃ２）を有し、 前記第１の給電電圧源（２）及び前記キャパシタ（Ｃ
２）に結合された抵抗（ＲＬ）を有し、該抵抗（ＲＬ）
は前記キャパシタ（Ｃ２）を充電するための電流（ｉ
Ｌ）を発生し、前記キャパシタ（Ｃ２）において第２の
給電電圧源（Ｖｃｃ）を提供し、整流器（５）を介して動作電圧（Ｕ１）を供給するため
の一次巻線（３）、二次巻線（４）を有するトランス
（Ｔｒ）を有し、第３の給電電圧源を提供するためにス
イッチング電源の一次側に配置された更に別の巻線
（８）を有し、 前記一次巻線（３）に結合された スイッチングパワート
ランジスタ（Ｔｓ）を有し、該スイッチングパワートランジスタ（Ｔｓ）を制御する
ために 前記キャパシタ（Ｃ２）に結合された給電端子
（１０）を有する集積回路（６）を有し、該集積回路（６）は 閾値（Ｖｚ）を形成する基準電圧源
（Ｒ１、Ｒ２、Ｚ）を有し、該基準電圧源（Ｒ１、Ｒ
２、Ｚ）はスタートフェーズ（ｔ０〜ｔ１）の間に前記
集積回路（６）に対する前記第２の給電電圧源（Ｖｃ
ｃ）からの入力電流（ｉＩＣ）を阻止し、前記スタート
フェーズ（ｔ０〜ｔ１）の間に前記第２の給電電圧（Ｖ
ｃｃ）は前記閾値（Ｖｚ）に到達するまで増大し、 前記基準電圧源（Ｒ１、Ｒ２、Ｚ）は、前記第２の給電
電圧（Ｖｃｃ）が前記閾値（Ｖｚ）を上回る初期化フェ
ーズ（ｔ１〜ｔ３）の間に前記第２の給電電圧源（Ｖｃ
ｃ）からの入力電流（ｉＩＣ）をイネーブルし、前記集
積回路（６）は前記初期化フェーズ（ｔ１〜ｔ３）の間
に所定の動作状態に初期化され、前記第２の給電電圧
（Ｖｃｃ）は前記入力電流（ｉＩＣ）が増大するにつれ
て減少し、前記集積回路（６）は、 前記初期化フェーズ（ｔ１〜ｔ
３）の後で前記スイッチングパワートランジスタ（Ｔ
ｓ）に対するスイッチング制御信号（１１）を発生し、 前記第３の給電電圧源は、 前記初期化フェーズ（ｔ１〜
ｔ３）の後で動作可能であり、さらに少なくとも部分的
に前記第２の給電電圧源（Ｖｃｃ）の代わりとなる、ス
イッチング電源。 - 【請求項２】 前記初期化フェーズ（ｔ１〜ｔ３）の第
１の部分（ｔ１〜ｔ２）の間には、各段の前記所定の状
態が確立され、入力電流（ｉＩＣ）は充電電流（ｉＬ）
よりも小さく、前記第２の給電電圧（Ｖｃｃ）は増大
し、 前記初期化フェーズ（ｔ１〜ｔ３）の第２の部分（ｔ２
〜ｔ３）の間には基準電圧源（１２）が投入接続され、
前記スイッチングパワートランジスタ（Ｔｓ）はアクテ
ィブに遮断され、前記入力電流（ｉＩＣ）は前記充電電
流（ｉＬ）よりも大きくなり、この結果、前記第２の給
電電圧（Ｖｃｃ）はランプ状に減少する、請求項１記載
の電源。 - 【請求項３】 前記集積回路（６）は、前記閾値レベル
（Ｖｚ）を確立するために前記第２の給電電圧（Ｖｃ
ｃ）に応答するツエナーダイオード（Ｚ）を有する、請
求項１記載の電源。 - 【請求項４】 障害状態の結果として前記集積回路
（６）が動作をしなくなる時に、前記キャパシタ（Ｃ
２）からの電流排出を増大するための手段を有する、請
求項１記載の電源。 - 【請求項５】 障害の場合には前記スイッチングパワー
トランジスタ（Ｔｓ）をアクティブに遮断する遮断電圧
を発生する手段を有する、請求項１記載の電源。 - 【請求項６】 前記基準電圧源（Ｒ１、Ｒ２、Ｚ）は、
前記閾値（Ｖｚ）に応答して初期化電流（ｉ ｉｎｉ
ｔ）をイネーブルするために前記集積回路（６）内部に
おいてトランジスタ段（Ｔ３〜Ｔ５）に結合されてい
る、請求項１記載の電源。
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