JP2000350453A - スイッチング電源 - Google Patents
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-
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Abstract
損傷が生じないように、監視される投入接続および遮断
を保証し、同時にスタートフェーズ中の電力消費を低減
させることである。 【解決手段】 この課題は第1の給電電圧源を有し、キ
ャパシタを有し、第1の給電電圧源及びキャパシタに結
合された抵抗を有し、スイッチングパワートランジスタ
を有し、キャパシタに結合された給電端子を有する集積
回路を有し、閾値を生じる集積回路における基準電圧源
を有し、集積回路は初期化フェーズの間に所定の動作状
態に初期化され、初期化フェーズの後でスイッチングパ
ワートランジスタに対するスイッチング制御信号を発生
する制御回路を有し、初期化フェーズに続いて動作可能
な第3の給電電圧源を有することにより解決されてい
る。
Description
に関する。
的に、投入接続の際にまたは遮断の際に部品が、例えば
電力スイッチとして用いられるスイッチングトランジス
タが、不安定な状態により危険にさらされる。このこと
は例えば次の場合に当てはまる。即ちスイッチとして動
作するパワートランジスタに、コレクタ電圧とコレクタ
電流が同時に現われる時に、またはスイッチングトラン
ジスタが、コレクタ電圧が完全に加えられた際に完全に
は導通接続されない時に、当てはまる。
種のスイッチング電源において、部品の損傷が生じない
ように、監視される投入接続および遮断を保証し、同時
にスタートフェーズ中の電力消費を低減させることであ
る。
圧源を有し、キャパシタを有し、第1の給電電圧源及び
キャパシタに結合された抵抗を有し、この抵抗はキャパ
シタを充電するための電流を発生し、キャパシタに第2
の給電電圧源を発生し、スイッチングパワートランジス
タを有し、キャパシタに結合された給電端子を有する集
積回路を有し、閾値を生じる集積回路における基準電圧
源を有し、この基準電圧源はスタートフェーズの間に第
2の給電電圧源からの入力電流を阻止し、スタートフェ
ーズにおいて第2の給電電圧は閾値に到達するまで増大
し、基準電圧源は、第2の給電電圧が閾値を上回る初期
化フェーズの間に第2の給電電圧源からの入力電流をイ
ネーブルし、集積回路は前記初期化フェーズの間に所定
の動作状態に初期化され、第2の給電電圧は入力電流が
増大するにつれて減少し、初期化フェーズの後でスイッ
チングパワートランジスタに対するスイッチング制御信
号を発生する制御回路を有し、初期化フェーズに続いて
動作可能な第3の給電電圧源を有し、この第3の給電電
圧源は少なくとも部分的に第2の給電電圧源の代わりと
なるにより解決されている。
請求項に示されている。
れている。
に示されている。
り、即ちICは投入接続後の、スタート電圧がゼロから
閾値へ上昇するスタートフェーズの間中は電流が消費さ
れない様に、値が選定されている。この構成により達せ
られることは、充電抵抗を流れる電荷流全部がキャパシ
タの充電のために用いられて、この抵抗がICまたはそ
の他の負荷に付加的な電流を供給する必要がなくなるこ
とである。このことは、充電抵抗に著しくわずかな損失
電力しか生ぜさせないためこの抵抗が安価になることを
意味する。
示されている。即ちb)該閾値を上回わると初期化フェ
ーズの間中にICは、該ICの全部のパラメータおよび
部品が所定の状態へ移行されて基準電圧源が投入接続さ
れるように、初期化される。この初期化フェーズ内に基
準電圧源が投入接続される。そのためこのフェーズは、
出発状態に依存することなく、全部の部品のための以後
の通常作動のための出発点として最適なかつ危険のない
一義的な所定の状態を形成するために用いられる。
に示されている様に、ICが定常状態の通常のパルス作
動へ切り換えられる。その利点は、パルス作動へのこの
切り換えが、部品の損傷のおそれを除去する所定の状態
かつ出発することである。
d)に示されている。即ちd)通常の作動の初期領域に
おいて、ICに加わるさらに低いスタート電圧が、別個
の電圧源からの作動により置き換えられるかまたは補完
される。このことは、充電抵抗を流れる電流だけでは定
常状態におけるICの給電のためには十分でないことに
もとづく。充電抵抗から供給される電流は、別個の電圧
源から供給される電流に比較すると小さい。
り全体的に、スタート作動時の電力消費の低減化およ
び、パルス作動の開始時の全部の部品の所定の状態が、
部品が損傷されないように行われる。
し、この区間において、ICの電流消費が充電電流より
も小さくなりそのため給電電圧がさらに上昇する状態が
設定される。初期化フェーズは、基準電圧源の投入接続
による全部の機能が作動する第2の区間を含む。この第
2の区間においてICの電流消費は充電電流よりも大き
く、そのため給電電圧は低下する。ICは、ツエナダイ
オードを有する振幅閾値回路を含む。このツエナダイオ
ードは閾値を下回わるとICの電流消費を阻止する。
選定の構成を有する。
電圧から得られる調整情報が、トランスの休止フェーズ
中に帰還電荷流の形式でトランスを介して1次側へ伝送
されて、ここで調整回路を介して、動作周波数の調整の
ために、およびスイッチングトランジスタの投入接続の
持続時間の調整のために用いられる。トランスの休止フ
ェーズの利用の下に、2次側から1次側への調整情報の
この種の伝送により、調整情報の伝送のための付加的な
部品が例えば別個のトランスが節約される。
さい電力の領域において、動作周波数が、伝送される電
力に比例して調整される。スイッチングトランジスタの
投入接続持続時間と遮断持続時間の同時の調整により、
達成可能な最大の調整領域が得られる。何故ならばスイ
ッチングトランジスタは、動作周波数の周期持続時間の
うちの約50%の最大の投入接続持続時間まで、作動で
きるからである。
きい電力の領域において、スイッチングトランジスタの
投入接続がトランスの休止フェーズの初期領域におい
て、常に、2次側から1次側へ伝送される調整情報の終
了時に直ちに行なわれる。この時点においてはスイッチ
ングトランジスタのコレクタ電圧はまだ小さく、そのた
めいわゆるスナバ(snubber)回路網における損失電力
が小さい値に維持される。この回路網における実質的な
損失電力は、スイッチングトランジスタの投入接続の時
点が特徴部分b)のように固定的に定められない時は、
本来の調整情報の終了後に、トランスの休止フェーズ中
に生じてしまうであろう。そのため、トランスの休止フ
ェーズにおけるコレクタ電圧が高い時にまさにスイッチ
ングトランジスタが投入接続される実態が生じ得る。こ
の休止フェーズは、調整電圧を得る目的で調整情報の評
価のために必要とされる限り利用される。その直後にス
イッチングトランジスタが強制的に投入接続される。次
にスイッチングトランジスタの遮断持続時間が、高い動
作周波数を形成するために、必要な最小値へ制限され
る。
投入接続時の制御されるスタートが、部品の損傷の危険
なく、大きい調整領域、スナバ回路網におけるわずかな
損失電力および簡単な回路が、全体として形成される。
る。第1図は本発明により構成されるスイッチング電源
の基本回路図、第2図は投入接続の際の相続くフェーズ
の図、第3図は障害時における遮断の際の相続くフェー
ズの図、第4図は第2図の個々のフェーズを形成するた
めの詳細な回路図、第5図は本発明の別の構成のスイッ
チング電源の回路図、第6図は第5図の回路の動作の説
明図、第7図は第5図のスイッチング電源の投入接続の
際の調整電圧の経過図を示す。
流器2の入力側へ接続されている。この整流器は出力側
において充電キャパシタCIに、スイッチング電源のた
めの動作電圧UBを発生する。スイッチング電源によ
り、スイッチングトランジスタTs、トランスTrの1
次巻線3,2次巻線4、および整流器5が示されてい
る。これはキャパシタC3に動作電圧+U1に発生す
る。スイッチングトランジスタTsはIC6により、ド
ライバ段7を介してパルス状電圧11で制御される。
程を、種々異なる相続くフェーズにより第2図を用いて
説明する。t0で電源電圧が端子1へ加えられる。これ
により充電抵抗RLを介して充電電流iLがキャパシタ
C2へ流れる。そのためスタート電圧Vccがキャパシ
タC2において直線的に上昇する。IC6は、その電流
消費iICが最初はゼロであるように、値が選定されて
いる。RLを介して流れる充電電流全体は、キャパシタ
C2の充電のためにだけ、即ち給電電圧Vccの発生の
ためにだけ用いられる。t0からt1までのこのスター
トフェーズの間中はIC6では電流が消費されない。t
1においてIC6における閾値回路により電流消費iI
Cが開始される。そのためiLの一部がIC6へ流入す
る。しかしこの成分は最初はiLよりもまだ小さい。そ
のため電圧Vccが、減少された勾配で以後は上昇す
る。このフェーズt1−t2の間中、IC6における全
部の部品および状態は所定の値へセットされる。しかし
IC6は最初はまだ作動せず、そのためまだパルス作動
を行なわない。Vccが値Vonに達すると、IC6に
おいて、バンドギャップとも称される基準電圧源が作動
される。そのためt2以後はIC6の全部の機能が作動
される。t3まではまだ初期化フェーズが持続するた
め、外部の電力スイッチがt2−t3の間中は能動的に
遮断される。このバンドギャップの能動化により電流消
費iICは、iICがiLよりも大きくなるように上昇
する。このことはVccが低下することを意味する、何
故ならばC2が今や放電されるからである。そのため初
期化フェーズは時間間隔t1−t3の間中は持続し、こ
の間中にVccがVinitよりも大きくなる。t3で
初期化フェーズが終了されている。そのためIC6は全
部の部品の所定の状態の際にパルス作動へ切り換えられ
て、パルス11を発生する。このパルスはトランジスタ
Tsを交番的に導通制御および遮断する。電流消費iI
Cが以後は上昇するため、Vccは一層迅速に低下す
る。VoffでIC6が再び遮断されるであろう。トラ
ンジスタTsが制御されるため、トランスTrはパルス
作動へ達する。これによりパルス電圧が巻線8にも生ず
る。このパルス電圧は整流器9を介して整流され、正の
電圧としてIC6の端子10に作用される。これはほぼ
時点t4において行なわれる。そのため端子10におけ
る電圧は巻線8により定められる。この巻線は、IC6
の著しく上昇された電流消費をカバーできる。そのため
VccがVoffに達することができる前に、定常的な
動作電圧Vnが端子10に設定される。このVnはIC
6の申し分のない動作を保証する。充電電流iLは、端
子10における電圧の維持の目的でまだ寄与する。IC
6のための電流供給はt5以降は、巻線8および整流器
9を介していわば自己給電作動へ移行する。
t0でVccが、第2図による通常の公称値Vnを有す
る。t1で過負荷がまたはそれ以外の障害が発生する。
まず最初にこの回路は、Tsにおける電流持続時間のお
よびパルス11の周波数の調整により、過負荷を調整除
去して電圧+U1を一定に維持しようと試みる。過負荷
またはエラーの場合はこの調整はもはや除去できない。
何故ならば例えば最大周波数、最大投入接続持続時間
が、したがって最大の電流終値がトランジスタにおいて
達せられているからである。次にVccが低下しはじめ
る。t2でVoffに達するとIC6が遮断されてパル
ス11がもはや供給されない。そのためトランジスタT
sがもはやパルスにより制御されず、部品の損傷のおそ
れが回避される。IC6におけるバンドギャップと称さ
れるバイアス電圧源が制御される。しかしそれに代えて
時間間隔t2−t3の間中、トランジスタTsの所定の
能動的な遮断が行なわれる。このことは重要である、何
故ならばそうしないと、その都度の終状態に依存してト
ランジスタTsが損傷されるおそれがあるからである。
この種の能動的な遮断は例えば、Tsのベースへ、電荷
キャリヤの迅速な空乏層化を作動する遮断電圧が加えら
れることにより行なわれる。この時間間隔の間中、給電
電圧Vccをさらに低下させる目的で、ICの電流消費
が意図的にiLよりも大きく維持される。次に電力消費
iICがゼロになる。端子10がIC6によりもはや負
荷されないため、電圧Vccはt3以降は再び上昇され
る。t4でVccが値Vinitに達する。このことは
第2図に時点t1に相応する。次にスイッチング電源は
前述のように再び投入接続される。この場合に重要なこ
とは、遮断と投入接続との間に所定の十分な時間が形成
されることである。その目的はエラー時に構成部品が、
繰り返されるスイッチング電源のオン、オフにより過負
荷にされないようにするためである。
るための、IC6における詳細な回路を示す。次にこの
回路の動作を第2図における個々のフェーズの場合に順
次、説明する。
電圧Vzよりも小さい。抵抗R1,R2,R3を介して
電流が流れることが出来ないため、トランジスタT1,
T2,T3,T4,T5も遮断状態になる。次に電流消
費iICは前述の様にゼロになる。Vccが値Vzに達
すると、まず最初に電流はR1,R2,T1を流れず遮
断状態に維持される。しかしT3は、T1,T2により
構成されるフリップフロップによりトリガされる前に既
に導通される。導通状態のトランジスタT3がトランジ
スタT4におけるベース電流を発生し、そのためT4が
導通する。これによりR4とR5の接続点から電圧がT
5のベースへ達し、そのためT5も導通する。これによ
り初期化電流initが発生され、この電流が第2図に
おけるt1−t3の初期化を作動させる。電圧基準源と
して用いられる図示のバンドギャップ12は、遮断され
たトランジスタT2にもとづいて持続時間t1−t2の
間中は最初はまだ遮断されている。この時間の間中は前
述の様に内部の状態が所定の様に設定される。上昇する
電圧VccによりR1を流れる電流も上昇する。t2で
フリップフロップT1/T2が投入接続され、T1とT
2が導通する。R7に、バンドギャップ12を投入接続
する電圧Ugが生ずる。これにもとづいてバンドギャッ
プは初期化フェーズの第2の部分t2−t3のための、
および通常の作動のための基準電圧Vrefを発生す
る。バンドギャップ12の投入接続によりiICはiL
よりも大きくなり、そのためVccが再び低下する。そ
のためT3を流れる電流が再び小さくなる。バンドギャ
ップ12は一定の基準電圧Vreflを電流ミラー回路
13へ供給する。ミラー回路はトランジスタT6の中に
一定の電流を生ぜさせる。R3を流れる電流が、電流ミ
ラー回路13により供給される電流よりも小さくなる
と、T4はもはや制御されず、その結果、初期化電流i
initは再び遮断される。これは、第2図における、
初期化フェーズの終りにおけるt3である。持続時間t
2−t3の間中、外部の電力トランジスタTsが能動的
に空乏層化される。この回路により保証されることは、
初期化フェーズがt3で終了される前に、IC6全体の
ための基準電圧を供給するバンドギャップ12が投入接
続されることである。破線14はIC6の周縁を示す。
IC6の、巻線8および整流器9による電流供給の受け
入れは第2図に示された時間間隔t4−t5において、
IC6の外部で前述のように行なわれる。
す。このスイッチング電源は、電力スイッチとして動作
するスイッチングトランジスタTs、電流測定抵抗1、
電圧ピーク減衰のために用いられる抵抗とダイオードと
キャパシタから成るいわゆるスナバ回路網2、および1
次巻線3と2次巻線4を有するトランジスタTrを備え
ている。2次巻線4は整流器5を介して端子6に正の動
作電圧+U1を供給する。比較段7において電圧+U1
が基準電圧Vref3と比較される。比較結果から調整
値Usが得れれる。UsはスイッチS4を次の様に作動
する。即ちトランスTrの休止フェーズ−この間はTs
とダイオード5が導通状態にない−の間中に、帰還電荷
流iRがダイオード5を流れる電荷流i5とは反対にト
ランスTr中へ流入するように、作動する。この帰還電
荷流iRは、U1の値に関する情報を内容とする。1次
側で、相応に誘起された電圧が選択的に評価されて、+
U1の安定化の目的で、Tsの投入接続持続時間および
動作周波数の調整のために用いられる。次に種々の作動
フェーズの場合のスイッチングトランジスタの制御を説
明する。
を、UBのオーダの直流電圧成分で示す。トランスTr
の付加巻線14から電圧VTが取り出される。VTはV
Cと同じ経過を有するが、直流電圧成分は有していな
い。電圧VTは評価段13を介して端子aへ達する。評
価段13は、電圧VTにより、時間的に相次いで電圧成
分VprとVsecを次のように評価するために、用い
られる。
ばトランスTrはまだパルス作動状態になくそのため電
圧VTもまだ存在していないからである。そのため演算
増幅器OP1の(+)入力側における基準電圧Vref
1にもとづいて、最初は高い電流がRC素子9の中へ流
れる。そのため端子bにおける調整電圧Vregが、ト
タンジスタT1のベース/エミッタ電圧から始めて上昇
する。このことは第3図におけるスタートフェーズAP
により示されている。トタンジスタT1は、Vreg
が、Vsプラス、T1のベース/エミッタ電圧よりも大
きくならない様にさせる。そのため、スイッチングトタ
ンジスタTsにおける投入接続後に直ちに大きいコレク
タ電流が流れることが、阻止される。Vsが電圧Vre
g1に達すると、演算増幅器OP1が機能を、Vreg
が、第3図に示された調整フェーズRPにおいて、Vs
の上昇につれて低下するように、引き受ける。調整電圧
Vregは調整情報Vsec−これは帰還電荷流iRに
より1次側へ伝送される−に依存する。そのため調整情
報を内容とする調整電圧Vregは演算増幅器OP2の
“−”入力側へ達する。その“+”入力側にはバイアス
電圧Viが加えられている。Viは抵抗1を流れる電流
に依存する。
波数の変化により行なわれる。電流流通フェーズの始め
にはisがしたがってTsのエミッタにおける電圧が小
さい。そのためViも小さい。フリップフロップ10の
リセット入力側Rは制御されない。そのためQ出力側は
“1”へ維持される。その結果、トタンジスタTsが投
入接続されたままである。isにより上昇する電圧Vi
がVregよりも大きくなると、OP2の出力側にレベ
ル“1”が現われ、そのためフリップフロップ10は入
力側Rでリセットされる。これによりQ出力側は“0”
へ移行し、トタンジスタTsは遮断される。isの値−
この値でTsの遮断が行なわれる−はVregに依存す
るため、Vsecにおよび動作電圧U1にも依存する。
例えば端子6における高められた負荷により+U1が小
さくなろうとすると、調整情報Vsecも低下し、第3
図に点Aで示されている様に、休止フェーズBPにおい
てVregが上昇する。このことは最大値vonもPO
2の作用により上昇され、Trを介して伝送されるエネ
ルギが+U1の安定化の目的で大きくなる。
調整 第6図においてt1でスイッチS1が持続時間Wt1の
間中は閉じられている。これによりキャパシタC1にお
ける電圧UC1がゼロに等しくなり、演算増幅器OP3
の出力側は“0”へ移行する。フリップフロップ12の
リセット入力側Rは、時間t1の間中はレベル“1”へ
置かれる。そのためフリップフロップ12のQ出力側は
“0”となり、スイッチS3が閉じられる。これにより
調整電圧Vregが、キャパシタC2へおよび演算増幅
器OP4の“+”入力側へ加えられる。この場合、最初
はVregはOP4の“−”入力側におけるVfmax
よりも小さい。そのためOP4の出力側には信号が現わ
れない。t3で時間間隔t2の間、スイッチS2が閉じ
られる。これによりC1が相応に大きい電流I1により
迅速に充電される。OP3の“+”入力側におけるUC
1は著しく迅速に“−”入力側におけるVref2の値
に達し、OP3の出力側は“1”へ移る。これによりフ
リップフロップ12は入力側Sにおいてセットされ、ス
イッチS3が開かれる。なお調整電圧Vregを導びく
キャパシタC2はこれにより端子bにおけるVregへ
分離される。キャパシタC2は1μAのオーダ(桁)の
小さい電流I3によりさらに充電される。C2における
電圧が値Vfmaxに達すると、OP4の出力側は
“1”へ移行する。これによりフリップフロップ10が
入力側Sにおいてセットされる。フリップフロップのQ
出力側は“1”へ移行し、Tsが再び投入接続される。
そのため投入接続時点t4はVregに依存する、何故
ならばキャパシタC2がその都度に値VregによりI
3により充電されるからである。
により低下しようとすると、VCないしVTにおける成
分Vsecが小さくなり、その結果、第3図における端
子bの休止フェーズRPにおけるVregが大きくな
る。キャパシタC2におけるVregは時点t3におい
てS3が開かれる際に大きくなる。I3によるC2の後
続の充電の際にOP4の応動がより早期に達せられる。
そのためTsがより早期に投入接続され、遮断持続時間
が低減され、そのため所望のように、端子6における高
められた負荷にもとづいて動作周波数が高められる。こ
の場合、Tsの投入接続持続時間の調整による+U1の
安定化が前述の様に不変に維持される。
調整 もしスイッチングトランジスタTsが例えば時点t5
(Vsec′)に投入接続されるとすると、大きい電力
の領域においてスナバ回路網2の抵抗で著しく大きい損
失電力が生ずるであろう。そのため大きい電力の場合、
前述の周波数調整をやめることによって、スイッチング
トランジスタTsが基本的に、調整のために必要とされ
る電圧成分Vsecの終りのt4に再び投入接続され
る。このことは第1図に示された回路において次のよう
にして達成される:大きい電力の場合、Vfmaxは、
VregがスイッチS3の閉成の際に既にVfmaxよ
りも大きくなるように設定される。そのため電流I3は
もはやTsの遮断持続時間の調整のための前述の作用を
有していない。むしろ所望の様にTsは遮断持続時間の
調整なしに、Vsecの終りのt4に投入接続される。
る。即ち調整電圧VregはS3の閉成によりwt1の
間中にキャパシタC2に現われる。これによりOP4の
出力側はそれ自体、フリップフロップ10を既にt2の
後にセットしてTsを投入接続する。しかしこのことは
所望されていない、何故ならばVsecはt3−t4に
よりさらに評価されなければならないからである。その
ためスイッチS6は、時点t3に現われる演算増幅器O
P3の“1”信号がt2だけ遅延されて時点t4に現わ
れる時に、はじめて閉じられる。正しい時点におけるス
イッチS6の操作のためにさらに遅延段15が設けられ
る。この遅延段は、フリップフロップ12のセット入力
側Sからのスイッチング信号と時間wt2を遅延する。
フリップフロップ10のセットはしたがってTsの投入
接続は、VregがS3を介してOP4の“+”入力側
へ加わり、付加的にスイッチS6がOP3により閉じら
れている時に、はじめて行なわれる。
電源の基本回路図である。
ある。
ーズの図である。
めの詳細な回路図である。
の回路図である。
の際の調整電圧の経過図を示す。
Claims (5)
- 【請求項1】 スイッチング電源において、 第1の給電電圧源を有し、 キャパシタを有し、 前記第1の給電電圧源及び前記キャパシタに結合された
抵抗を有し、該抵抗は前記キャパシタを充電するための
電流を発生し、前記キャパシタに第2の給電電圧源を発
生し、 スイッチングパワートランジスタを有し、 前記キャパシタに結合された給電端子を有する集積回路
を有し、 閾値を生じる前記集積回路における基準電圧源を有し、 該基準電圧源はスタートフェーズの間に前記第2の給電
電圧源からの入力電流を阻止し、前記スタートフェーズ
において前記第2の給電電圧は前記閾値に到達するまで
増大し、 前記基準電圧源は、前記第2の給電電圧が前記閾値を上
回る初期化フェーズの間に前記第2の給電電圧源からの
入力電流をイネーブルし、前記集積回路は前記初期化フ
ェーズの間に所定の動作状態に初期化され、前記第2の
給電電圧は前記入力電流が増大するにつれて減少し、 前記初期化フェーズの後で前記スイッチングパワートラ
ンジスタに対するスイッチング制御信号を発生する制御
回路を有し、 前記初期化フェーズに続いて動作可能な第3の給電電圧
源を有し、該第3の給電電圧源は少なくとも部分的に前
記第2の給電電圧源の代わりとなる、スイッチング電
源。 - 【請求項2】 前記初期化フェーズの第1の部分の間に
は、各段の前記所定の状態が確立され、前記給電電流は
前記充電電流よりも小さく、前記第2の給電電圧は増大
し、 前記初期化フェーズの第2の部分の間には基準電圧源が
投入接続され、前記パワートランジスタはアクティブに
遮断され、前記給電電流は前記充電電流よりも大きくな
り、この結果、前記第2の給電電圧はランプ的に減少す
る、請求項1記載の電源。 - 【請求項3】 前記制御回路は前記閾値レベルを確立す
るために前記第2の給電電圧に応答するツエナーダイオ
ードを有する、請求項1記載の電源。 - 【請求項4】 障害状態の結果として前記制御回路が動
作をしなくなる時に、前記キャパシタからの電流排出を
増大するための手段を有する、請求項1記載の電源。 - 【請求項5】 障害の場合には前記パワートランジスタ
をアクティブに遮断する遮断電圧を発生する手段を有す
る、請求項1記載の電源。
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