JP3276526B2 - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/242—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop combined with means for controlling the frequency of a further oscillator, e.g. for negative frequency feedback or AFC
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、無線通信の復調回路
に関し、特に、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波ＳＳＢ、Ｒ
ＺＳＳＢ、ＦＭ信号のいずれをも復調することのできる
復調回路に関する。
に関し、特に、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波ＳＳＢ、Ｒ
ＺＳＳＢ、ＦＭ信号のいずれをも復調することのできる
復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信等において、周波数利用率が
良くてフェ−ジング特性も良好な無線通信方式として、
ＲＺＳＳＢ（Real Zero Single Side Band）方式が提案
されている。
良くてフェ−ジング特性も良好な無線通信方式として、
ＲＺＳＳＢ（Real Zero Single Side Band）方式が提案
されている。
【０００３】従来のＲＺＳＳＢ方式の信号の復調回路
は、図４に示すように、リミッタ７３と周波数検波回路
７４と積分回路７５とより構成されるＦＭ復調回路７１
とリニアライザ７２とより構成されている。リニアライ
ザ７２は、例えば、図５に示すように、ヒルベルト変換
器８１、遅延回路８２、ミクサ８３、８４、三乗回路８
５、増幅回路８６〜８８、加算回路８９等から構成され
る。
は、図４に示すように、リミッタ７３と周波数検波回路
７４と積分回路７５とより構成されるＦＭ復調回路７１
とリニアライザ７２とより構成されている。リニアライ
ザ７２は、例えば、図５に示すように、ヒルベルト変換
器８１、遅延回路８２、ミクサ８３、８４、三乗回路８
５、増幅回路８６〜８８、加算回路８９等から構成され
る。
【０００４】ＦＭ復調回路７１は、入力されたＲＺＳＳ
Ｂ信号を復調するためのものであり、リニアライザ７２
は、復調信号に含まれる高次の歪み成分をキャンセルす
るためのものである。
Ｂ信号を復調するためのものであり、リニアライザ７２
は、復調信号に含まれる高次の歪み成分をキャンセルす
るためのものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＲＺＳＳＢの復
調回路は、図４に示すように、歪み成分をキャンセルす
るためのリニアライザ７２が必要であり、リニアライザ
７２は図５に示すようなヒルベルト変換器を用いて構成
しなければならない。しかし、ヒルベルト変換器は複雑
な回路設計が要求され、また、製造も困難である。さら
に、ヒルベルト変換器の特性は復調信号の品質に与える
影響が大きいが、良好な特性を有するヒルベルト変換器
の設計及び製造は困難である。
調回路は、図４に示すように、歪み成分をキャンセルす
るためのリニアライザ７２が必要であり、リニアライザ
７２は図５に示すようなヒルベルト変換器を用いて構成
しなければならない。しかし、ヒルベルト変換器は複雑
な回路設計が要求され、また、製造も困難である。さら
に、ヒルベルト変換器の特性は復調信号の品質に与える
影響が大きいが、良好な特性を有するヒルベルト変換器
の設計及び製造は困難である。
【０００６】ＲＺＳＳＢの変調指数を小さく設定するこ
とにより、リニアライザ７２を用いなくても３次以上の
歪みを無視できる程度に低減できるが、変調効率が悪く
なるという問題がある。また、従来のＲＺＳＳＢ復調回
路は、リニアライザ７２を用いてＲＺＳＳＢ信号の復調
歪みをキャンセルすることができるが、ＦＭ信号を受信
する場合には、復調信号に歪みが存在しないので、リニ
アライザ７２が逆に復調信号に歪みを生じさせることに
なる。従って、従来のＲＺＳＳＢ復調回路は、ＦＭ信号
を復調することができず、ＳＳＢとＦＭを共に復調する
場合には、それぞれ専用の復調回路を設けなければなら
ないという問題があった。
とにより、リニアライザ７２を用いなくても３次以上の
歪みを無視できる程度に低減できるが、変調効率が悪く
なるという問題がある。また、従来のＲＺＳＳＢ復調回
路は、リニアライザ７２を用いてＲＺＳＳＢ信号の復調
歪みをキャンセルすることができるが、ＦＭ信号を受信
する場合には、復調信号に歪みが存在しないので、リニ
アライザ７２が逆に復調信号に歪みを生じさせることに
なる。従って、従来のＲＺＳＳＢ復調回路は、ＦＭ信号
を復調することができず、ＳＳＢとＦＭを共に復調する
場合には、それぞれ専用の復調回路を設けなければなら
ないという問題があった。
【０００７】この発明は、上記実情に鑑みてなされたも
ので、ＲＺＳＳＢ信号をリニアライザを用いることなく
低歪率で復調することができる復調回路を提供すること
を目的とする。また、この発明はＲＺＳＳＢ信号とＦＭ
信号とを共に復調することができる復調回路を提供する
ことを他の目的とする。
ので、ＲＺＳＳＢ信号をリニアライザを用いることなく
低歪率で復調することができる復調回路を提供すること
を目的とする。また、この発明はＲＺＳＳＢ信号とＦＭ
信号とを共に復調することができる復調回路を提供する
ことを他の目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明の第１の観点にかかる復調回路は、無線信
号を受信する受信回路（１１、１３、１５、１７）と、
前記受信回路の受信信号（Ｓ(t)）のキャリア信号（Ｃ
(t)）を再生するキャリア信号再生回路（１９）と、前
記キャリア信号再生回路により再生されたキャリア信号
を第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリア信号（Ｃ
1(t)）を生成する第１の増幅回路（２５、２７）と、前
記キャリア信号再生回路により再生されたキャリア信号
を第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリア信号（Ｃ
2(t))を生成する第２の増幅回路（２５）と、前記第１
の再生キャリア信号（Ｃ1(t)）と前記受信回路の受信信
号（Ｓ（ｔ））を加算する加算回路（２１）と、前記第
２の再生キャリア信号（Ｃ2(t)）と前記受信回路の受信
信号（Ｓ（ｔ））との差を求める減算回路（２３）と、
前記加算回路の出力信号（Ｓ1(t)）を復調する第１のＦ
Ｍ復調回路（２９）と、前記減算回路の出力信号（Ｓ
2(t)）を復調する第２のＦＭ復調回路（３１）と、前記
第１のＦＭ復調回路（２９）の出力信号（Ｄ1(t)）と前
記第２のＦＭ復調回路（３１）の出力信号（Ｄ 2(t)）と
を演算することにより、前記受信信号の復調信号（Ｄ
（ｔ））を生成して出力する演算回路（３３）と、から
構成されることを特徴とする。
め、この発明の第１の観点にかかる復調回路は、無線信
号を受信する受信回路（１１、１３、１５、１７）と、
前記受信回路の受信信号（Ｓ(t)）のキャリア信号（Ｃ
(t)）を再生するキャリア信号再生回路（１９）と、前
記キャリア信号再生回路により再生されたキャリア信号
を第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリア信号（Ｃ
1(t)）を生成する第１の増幅回路（２５、２７）と、前
記キャリア信号再生回路により再生されたキャリア信号
を第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリア信号（Ｃ
2(t))を生成する第２の増幅回路（２５）と、前記第１
の再生キャリア信号（Ｃ1(t)）と前記受信回路の受信信
号（Ｓ（ｔ））を加算する加算回路（２１）と、前記第
２の再生キャリア信号（Ｃ2(t)）と前記受信回路の受信
信号（Ｓ（ｔ））との差を求める減算回路（２３）と、
前記加算回路の出力信号（Ｓ1(t)）を復調する第１のＦ
Ｍ復調回路（２９）と、前記減算回路の出力信号（Ｓ
2(t)）を復調する第２のＦＭ復調回路（３１）と、前記
第１のＦＭ復調回路（２９）の出力信号（Ｄ1(t)）と前
記第２のＦＭ復調回路（３１）の出力信号（Ｄ 2(t)）と
を演算することにより、前記受信信号の復調信号（Ｄ
（ｔ））を生成して出力する演算回路（３３）と、から
構成されることを特徴とする。
【０００９】例えば、第１の値は２０ｌｏｇ10（Ｋ）ｄ
Ｂ、第２の値は２０ｌｏｇ10（Ｋ＋２）ｄＢ、Ｋは正の
実数である。
Ｂ、第２の値は２０ｌｏｇ10（Ｋ＋２）ｄＢ、Ｋは正の
実数である。
【００１０】また、上記目的を達成するため、この発明
の第２の観点にかかる復調回路は、 振幅がＫ倍された再
生キャリア信号（Ｃ1(t)）とキャリア信号を持ったＳＳ
Ｂ信号（Ｓ(t)）とを加算する加算回路（２１）と、振
幅が（Ｋ＋２）倍された再生キャリア信号（Ｃ2(t)）と
前記キャリア信号を持ったＳＳＢ信号（Ｓ(t)）との差
を求める減算回路（２３）と、前記加算回路の出力信号
（Ｓ1(t)）を復調する第１のＦＭ復調回路（２９）と、
前記減算回路の出力信号（Ｓ2(t)）を復調する第２のＦ
Ｍ復調回路（３１）と、前記第１のＦＭ復調回路の出力
信号（Ｄ1(t)）と前記第２のＦＭ復調回路の出力信号
（Ｄ2(t)）とを演算し、前記ＳＳＢ信号の復調信号を求
めて出力する演算回路と、から構成されることを特徴と
する。
の第２の観点にかかる復調回路は、 振幅がＫ倍された再
生キャリア信号（Ｃ1(t)）とキャリア信号を持ったＳＳ
Ｂ信号（Ｓ(t)）とを加算する加算回路（２１）と、振
幅が（Ｋ＋２）倍された再生キャリア信号（Ｃ2(t)）と
前記キャリア信号を持ったＳＳＢ信号（Ｓ(t)）との差
を求める減算回路（２３）と、前記加算回路の出力信号
（Ｓ1(t)）を復調する第１のＦＭ復調回路（２９）と、
前記減算回路の出力信号（Ｓ2(t)）を復調する第２のＦ
Ｍ復調回路（３１）と、前記第１のＦＭ復調回路の出力
信号（Ｄ1(t)）と前記第２のＦＭ復調回路の出力信号
（Ｄ2(t)）とを演算し、前記ＳＳＢ信号の復調信号を求
めて出力する演算回路と、から構成されることを特徴と
する。
【００１１】
【００１２】
【作用】この発明の第１及び第２の観点にかかる復調回
路によれば、ＲＺＳＳＢ信号を小さい歪で復調すること
ができる。また、その構成には、リニアライザ（ヒルベ
ルト変換器）等の設計及び製造が複雑で困難な回路を使
用する必要がなく、回路を容易に設計及び製造すること
ができる。
路によれば、ＲＺＳＳＢ信号を小さい歪で復調すること
ができる。また、その構成には、リニアライザ（ヒルベ
ルト変換器）等の設計及び製造が複雑で困難な回路を使
用する必要がなく、回路を容易に設計及び製造すること
ができる。
【００１３】また、この発明の第１及び第２の観点にか
かる復調回路によれば、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波Ｓ
ＳＢ、ＲＺＳＳＢ、ＦＭ信号のいずれをも復調すること
ができる。
かる復調回路によれば、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波Ｓ
ＳＢ、ＲＺＳＳＢ、ＦＭ信号のいずれをも復調すること
ができる。
【００１４】さらに、この発明の第３の観点にかかるキ
ャリア信号再生回路によれば、受信信号のキャリア信号
を正確に再生することができる。
ャリア信号再生回路によれば、受信信号のキャリア信号
を正確に再生することができる。
【００１５】
【実施例】以下図面を参照してこの発明の一実施例にか
かる復調回路について図１を参照して説明する。図１は
この実施例の復調回路の回路ブロック図である。
かる復調回路について図１を参照して説明する。図１は
この実施例の復調回路の回路ブロック図である。
【００１６】図１において、アンテナ１１から供給され
た信号Ｓa(t)は、増幅回路１３により増幅され、ミクサ
（混合回路）１５により局部発振回路１７から供給され
る局部信号Ｌoと混合され、中間周波信号Ｓ(t)に変換さ
れる。アンテナ１１と増幅回路１３とミクサ１５と局部
発振回路１７とは受信回路を構成する。受信回路の出力
する中間周波信号（受信信号）Ｓ(t)は、キャリア信号
再生回路１９とアナログの加算回路２１とアナログの減
算回路２３とに供給される。
た信号Ｓa(t)は、増幅回路１３により増幅され、ミクサ
（混合回路）１５により局部発振回路１７から供給され
る局部信号Ｌoと混合され、中間周波信号Ｓ(t)に変換さ
れる。アンテナ１１と増幅回路１３とミクサ１５と局部
発振回路１７とは受信回路を構成する。受信回路の出力
する中間周波信号（受信信号）Ｓ(t)は、キャリア信号
再生回路１９とアナログの加算回路２１とアナログの減
算回路２３とに供給される。
【００１７】キャリア信号再生回路１９は、ミクサ１５
から供給される中間周波信号Ｓ(t)から、キャリア信号
Ｃ(t)を再生すると共に局部発振回路１７の出力する局
部信号Ｌoの周波数を制御する。
から供給される中間周波信号Ｓ(t)から、キャリア信号
Ｃ(t)を再生すると共に局部発振回路１７の出力する局
部信号Ｌoの周波数を制御する。
【００１８】キャリア信号再生回路１９により再生され
たキャリア信号Ｃ(t)は増幅回路２５により２０ｌｏｇ
10（Ｋ＋２）ｄＢ増幅され（Ｋは任意の正の実数）、さ
らに、増幅回路（機能的には減衰回路）２７により２０
ｌｏｇ10（Ｋ／（Ｋ＋２））ｄＢ増幅される。従って、
増幅回路２７の出力する第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)
の振幅は、キャリア信号再生回路１９が再生したキャリ
ア信号Ｃ(t)を２０ｌｏｇ10ＫｄＢ増幅した信号とな
る。また、増幅回路２５により増幅された再生キャリア
信号Ｃ(t)は、第２の再生キャリア信号Ｃ2(t)として、
出力される。
たキャリア信号Ｃ(t)は増幅回路２５により２０ｌｏｇ
10（Ｋ＋２）ｄＢ増幅され（Ｋは任意の正の実数）、さ
らに、増幅回路（機能的には減衰回路）２７により２０
ｌｏｇ10（Ｋ／（Ｋ＋２））ｄＢ増幅される。従って、
増幅回路２７の出力する第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)
の振幅は、キャリア信号再生回路１９が再生したキャリ
ア信号Ｃ(t)を２０ｌｏｇ10ＫｄＢ増幅した信号とな
る。また、増幅回路２５により増幅された再生キャリア
信号Ｃ(t)は、第２の再生キャリア信号Ｃ2(t)として、
出力される。
【００１９】加算回路２１は、増幅回路２７から供給さ
れる第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)とミクサ１５から供
給される中間周波信号Ｓ(t)とを加算して、信号Ｓ1(t)
として出力する。減算回路２３は、増幅回路２５から供
給される第２の再生キャリア信号Ｃ2(t)からミクサ１５
から供給される中間周波信号Ｓ(t)を減算して、信号Ｓ2
(t)として出力する。
れる第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)とミクサ１５から供
給される中間周波信号Ｓ(t)とを加算して、信号Ｓ1(t)
として出力する。減算回路２３は、増幅回路２５から供
給される第２の再生キャリア信号Ｃ2(t)からミクサ１５
から供給される中間周波信号Ｓ(t)を減算して、信号Ｓ2
(t)として出力する。
【００２０】加算回路２１の出力信号Ｓ1(t)は第１のＦ
Ｍ復調回路２９に供給され、復調される。減算回路２３
の出力信号Ｓ2(t)は第２のＦＭ復調回路３１に供給さ
れ、復調される。
Ｍ復調回路２９に供給され、復調される。減算回路２３
の出力信号Ｓ2(t)は第２のＦＭ復調回路３１に供給さ
れ、復調される。
【００２１】第１のＦＭ復調回路２９及び第２のＦＭ復
調回路３１は、それぞれ、従来のＦＭ復調回路７１と同
様に、リミッタと周波数検波回路と積分回路とより構成
される。第１のＦＭ復調回路２９の出力信号（オーディ
オ周波信号）Ｄ1(t)と第２のＦＭ復調回路３１の出力信
号Ｄ2(t)は、アナログの減算回路３３に供給される。減
算回路３３は、第１のＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ
1(t)と第２のＦＭ復調回路３１の出力信号Ｄ2(t)の差を
取り、復調信号Ｄ(t)を生成する。
調回路３１は、それぞれ、従来のＦＭ復調回路７１と同
様に、リミッタと周波数検波回路と積分回路とより構成
される。第１のＦＭ復調回路２９の出力信号（オーディ
オ周波信号）Ｄ1(t)と第２のＦＭ復調回路３１の出力信
号Ｄ2(t)は、アナログの減算回路３３に供給される。減
算回路３３は、第１のＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ
1(t)と第２のＦＭ復調回路３１の出力信号Ｄ2(t)の差を
取り、復調信号Ｄ(t)を生成する。
【００２２】次に、図１に示す復調回路の動作を説明す
る。
る。
【００２３】ＳＳＢ信号を受信する場合、アンテナ１１
から入力する信号は数１で表すことができる。
から入力する信号は数１で表すことができる。
【００２４】
【数１】Ｓa(t)＝（ｎ＋ｍ・ｇ(t)）・ｃｏｓ（ωc・
ｔ）＋ｍ・ｇ#(t)・ｓｉｎ（ωc・ｔ）
ｔ）＋ｍ・ｇ#(t)・ｓｉｎ（ωc・ｔ）
【００２５】ここで、ｎとｍは正の実数、ｍ／ｎは変調
指数である。入力信号Ｓa(t)は、ｎ＞ｍの場合はＲＺＳ
ＳＢ、ｎ＝ｍの場合は全搬送波ＳＳＢ、ｎ＜ｍの場合は
低減搬送波ＳＳＢである。ｇ(t)は目的信号、ｇ#(t)は
目的信号ｇ(t)をヒルベルト変換した信号である。
指数である。入力信号Ｓa(t)は、ｎ＞ｍの場合はＲＺＳ
ＳＢ、ｎ＝ｍの場合は全搬送波ＳＳＢ、ｎ＜ｍの場合は
低減搬送波ＳＳＢである。ｇ(t)は目的信号、ｇ#(t)は
目的信号ｇ(t)をヒルベルト変換した信号である。
【００２６】局部発振回路１７が出力する局部信号Ｌo
の周波数は基本周波数ｆoと未知の誤差εの和ｆo＋εで
ある。ここで、再生キャリア信号の周波数をｆc、目的
信号の周波数をｆaとすると、ｆc＝ｆa−ｆoである。
の周波数は基本周波数ｆoと未知の誤差εの和ｆo＋εで
ある。ここで、再生キャリア信号の周波数をｆc、目的
信号の周波数をｆaとすると、ｆc＝ｆa−ｆoである。
【００２７】ミクサ１５は、数１の入力信号Ｓa(t)と周
波数ｆoの局部信号Ｌoを混合し、数２で示す中間周波信
号Ｓ(t)を出力する。
波数ｆoの局部信号Ｌoを混合し、数２で示す中間周波信
号Ｓ(t)を出力する。
【数２】Ｓ(t)＝（ｎ＋ｍ・ｇ(t)）・ｃｏｓ（ωc・ｔ
＋θ）＋ｍ・ｇ#(t)・ｓｉｎ（ωc・ｔ＋θ）
＋θ）＋ｍ・ｇ#(t)・ｓｉｎ（ωc・ｔ＋θ）
【００２８】キャリア信号再生回路１９は、中間周波信
号Ｓ(t)のキャリア信号Ｃ(t)を再生する。再生キャリア
信号Ｃ(t)は数３で表すことができる。
号Ｓ(t)のキャリア信号Ｃ(t)を再生する。再生キャリア
信号Ｃ(t)は数３で表すことができる。
【００２９】
【数３】Ｃ(t)＝ｎ・ｃｏｓ（ωc・ｔ）
【００３０】増幅回路２５は、再生キャリア信号Ｃ(t)
を２０ｌｏｇ10（Ｋ＋２）ｄＢ増幅して、第２の再生キ
ャリア信号Ｃ2(t)として出力し、増幅回路２７は第２の
再生キャリア信号Ｃ2(t)を２０ｌｏｇ10Ｋ／（Ｋ＋２）
ｄＢ増幅して第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)として出力
する。増幅回路２７の出力する第１の再生キャリア信号
Ｃ1(t)は数４で表すことができ、増幅回路２５により増
幅された再生キャリア信号Ｃ2(t)は数５で表すことがで
きる。
を２０ｌｏｇ10（Ｋ＋２）ｄＢ増幅して、第２の再生キ
ャリア信号Ｃ2(t)として出力し、増幅回路２７は第２の
再生キャリア信号Ｃ2(t)を２０ｌｏｇ10Ｋ／（Ｋ＋２）
ｄＢ増幅して第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)として出力
する。増幅回路２７の出力する第１の再生キャリア信号
Ｃ1(t)は数４で表すことができ、増幅回路２５により増
幅された再生キャリア信号Ｃ2(t)は数５で表すことがで
きる。
【００３１】
【数４】Ｃ1(t)＝Ｋ・ｎ・ｃｏｓ（ωc・ｔ）
【数５】Ｃ2(t)＝（Ｋ＋２）・ｎ・ｃｏｓ（ωc・ｔ）
【００３２】加算回路２１は、増幅回路２７から供給さ
れる第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)とミクサ１５から供
給される中間周波信号Ｓ(t)とを加算する。従って、加
算回路２１の出力信号Ｓ1(t)は数６で表される。この信
号Ｓ1(t)はＲＺＳＳＢ信号である。減算回路２３は、増
幅回路２５から供給される第２の再生キャリア信号Ｃ
2(t)からミクサ１５から供給される中間周波信号Ｓ(t)
を減算する。従って、減算回路２３の出力信号Ｓ2(t)は
数７で表される。この信号Ｓ2(t)は、ＲＺＳＳＢ信号の
逆サイドバンド信号に相当する。
れる第１の再生キャリア信号Ｃ1(t)とミクサ１５から供
給される中間周波信号Ｓ(t)とを加算する。従って、加
算回路２１の出力信号Ｓ1(t)は数６で表される。この信
号Ｓ1(t)はＲＺＳＳＢ信号である。減算回路２３は、増
幅回路２５から供給される第２の再生キャリア信号Ｃ
2(t)からミクサ１５から供給される中間周波信号Ｓ(t)
を減算する。従って、減算回路２３の出力信号Ｓ2(t)は
数７で表される。この信号Ｓ2(t)は、ＲＺＳＳＢ信号の
逆サイドバンド信号に相当する。
【００３３】
【数６】Ｓ1(t)＝Ｃ1(t)＋Ｓ(t) ＝Ｋ・ｎ・ｃｏｓ（ωc・ｔ＋θ）＋Ｓ(t)
【数７】Ｓ2(t)＝Ｃ2(t)−Ｓ(t) ＝（Ｋ＋２）・ｎ・ｃｏｓ（ωc・ｔ＋θ）−Ｓ(t)
【００３４】第１のＦＭ復調回路２９は入力信号Ｓ1(t)
を復調する。第１のＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ1(t)
は数８で表される。なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・Ｋ)）4）は
４次以上の歪みの総和である。第２のＦＭ復調回路３１
は入力信号Ｓ2(t)を復調する。第２のＦＭ復調回路３１
の出力信号Ｄ2(t)は数９で表される。
を復調する。第１のＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ1(t)
は数８で表される。なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・Ｋ)）4）は
４次以上の歪みの総和である。第２のＦＭ復調回路３１
は入力信号Ｓ2(t)を復調する。第２のＦＭ復調回路３１
の出力信号Ｄ2(t)は数９で表される。
【００３５】
【数８】 Ｄ1(t)＝（ｍ／（ｎ・Ｋ））ｇ#(t)−（ｍ／（ｎ・Ｋ））2ｇ#(t)ｇ(t) −（ｍ／（ｎ・Ｋ））3｛ｇ#3(t)／３−ｇ#2(t)ｇ(t)｝ ＋Ｏ（（ｍ／(ｎ・Ｋ)）4）
【００３６】
【数９】 Ｄ2(t)＝−（ｍ／（ｎ・Ｋ））ｇ#(t)−（ｍ／（ｎ・Ｋ））2ｇ#(t)ｇ(t) ＋（ｍ／（ｎ・Ｋ））3｛ｇ#3(t)／３−ｇ#2(t)ｇ(t)｝ ＋Ｏ（（ｍ／(ｎ・Ｋ)）4）
【００３７】減算回路３３は第１と第２のＦＭ復調回路
２９、３１の出力信号Ｄ1(t)とＤ2(t)との差を取り、復
調信号Ｄ(t)として出力する。この復調信号Ｄ(t)は数１
０で示すことができる。数１０から明らかなように、目
的信号ｇ(t)が復調されている。
２９、３１の出力信号Ｄ1(t)とＤ2(t)との差を取り、復
調信号Ｄ(t)として出力する。この復調信号Ｄ(t)は数１
０で示すことができる。数１０から明らかなように、目
的信号ｇ(t)が復調されている。
【００３８】
【数１０】 Ｄ(t)＝Ｄ１(t)−Ｄ２(t) ＝ ２・（ｍ／（ｎ・Ｋ））ｇ#(t) −２・（ｍ／（ｎ・Ｋ））3｛ｇ#3(t)／３−ｇ#2(t)ｇ(t)｝ ＋Ｏ（（ｍ／(ｎ・Ｋ)）5） なお、Ｏ（（ｍ／(ｎ・Ｋ)）5）は５次以上の歪みの総
和である。
和である。
【００３９】ここで、例えば、Ｋ＝３、ｎ＝ｍとし、受
信信号を全搬送波ＳＳＢ（目的信号がシングルトーン）
であると仮定すると、復調出力の２次歪みのレベルは目
的信号のレベルの約−６０ｄＢ、３次歪みのレベルは−
３４ｄＢとなり、歪みの信号レベルは目的信号ｇ(t)の
信号レベルに対し非常に小さい。即ち、歪みのない（少
ない）復調信号が得られる。
信信号を全搬送波ＳＳＢ（目的信号がシングルトーン）
であると仮定すると、復調出力の２次歪みのレベルは目
的信号のレベルの約−６０ｄＢ、３次歪みのレベルは−
３４ｄＢとなり、歪みの信号レベルは目的信号ｇ(t)の
信号レベルに対し非常に小さい。即ち、歪みのない（少
ない）復調信号が得られる。
【００４０】以上説明したように、この実施例によれ
ば、加算回路２１と減算回路２３とにより、ミクサ１５
の出力する中間周波信号Ｓ(t)の位相を反転し、これを
減算回路３３により減算しているので、復調信号の偶数
次歪みをキャンセルすることができる。また、再生キャ
リア信号Ｃ(t)を増幅回路２５、２７により増幅するこ
とにより、奇数次歪み（特に３次歪み）を抑圧すること
ができ、歪みの少ないＲＺＳＳＢ信号の復調信号を得る
ことができ、リニアライザを用いることなく、簡単な構
成でＲＺＳＳＢを含むＳＳＢ方式の無線信号を受信する
ことができる。
ば、加算回路２１と減算回路２３とにより、ミクサ１５
の出力する中間周波信号Ｓ(t)の位相を反転し、これを
減算回路３３により減算しているので、復調信号の偶数
次歪みをキャンセルすることができる。また、再生キャ
リア信号Ｃ(t)を増幅回路２５、２７により増幅するこ
とにより、奇数次歪み（特に３次歪み）を抑圧すること
ができ、歪みの少ないＲＺＳＳＢ信号の復調信号を得る
ことができ、リニアライザを用いることなく、簡単な構
成でＲＺＳＳＢを含むＳＳＢ方式の無線信号を受信する
ことができる。
【００４１】一方、受信信号がＦＭ信号の場合、ＲＺＳ
ＳＢ信号を復調する場合と異なり、第１及び第２の復調
回路２９及び３１の出力信号Ｄ1(t)、Ｄ2(t)には歪みが
存在せず、減算回路３３からの復調信号Ｄ(t)にも歪み
が存在しない。また、再生キャリア信号Ｃ(t)を増幅回
路２５、２７で増幅することにより、ＦＭ信号の変調度
に影響を与えるが、復調には特に影響はない。
ＳＢ信号を復調する場合と異なり、第１及び第２の復調
回路２９及び３１の出力信号Ｄ1(t)、Ｄ2(t)には歪みが
存在せず、減算回路３３からの復調信号Ｄ(t)にも歪み
が存在しない。また、再生キャリア信号Ｃ(t)を増幅回
路２５、２７で増幅することにより、ＦＭ信号の変調度
に影響を与えるが、復調には特に影響はない。
【００４２】以上説明したように、この実施例の復調回
路によれば、リニアライザを使用することなく、ＲＺＳ
ＳＢ方式の受信信号を高次歪みが小さい状態で復調する
ことができる。また、リニアライザを使用していないの
で、ＦＭ信号を歪ませること無く復調することができ
る。即ち、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波ＳＳＢ、ＲＺＳ
ＳＢ、ＦＭいずれの方式の信号でも歪み無く（小さい歪
みで）復調できる。
路によれば、リニアライザを使用することなく、ＲＺＳ
ＳＢ方式の受信信号を高次歪みが小さい状態で復調する
ことができる。また、リニアライザを使用していないの
で、ＦＭ信号を歪ませること無く復調することができ
る。即ち、全搬送波ＳＳＢ、低減搬送波ＳＳＢ、ＲＺＳ
ＳＢ、ＦＭいずれの方式の信号でも歪み無く（小さい歪
みで）復調できる。
【００４３】次に、局部発振回路１７とキャリア信号再
生回路１９との構成の一例を図２を参照して説明する。
局部発振回路１７はＰＬＬ回路から構成され、キャリア
信号再生回路１９から供給される周波数制御信号に従っ
て、例えば、分周比等を制御する等して局部信号Ｌoの
周波数を変更する。
生回路１９との構成の一例を図２を参照して説明する。
局部発振回路１７はＰＬＬ回路から構成され、キャリア
信号再生回路１９から供給される周波数制御信号に従っ
て、例えば、分周比等を制御する等して局部信号Ｌoの
周波数を変更する。
【００４４】一方、キャリア信号再生回路１９は、ミク
サ１５の出力する中間周波信号Ｓ(t)の所定周波数帯域
成分を通過させる挟帯域のバンドパスフィルタ（帯域通
過フィルタ）４１と、バンドパスフィルタ４１の出力信
号（通過信号成分）をＦＭ検波するＦＭ検波回路４２
と、ＦＭ検波回路４２の出力信号の低周波成分を通過さ
せるローパスフィルタ４３と、ローパスフィルタ４３の
出力信号（通過信号成分）に従って局部発振回路１７を
構成するＰＬＬ回路の分周比を制御するための周波数制
御信号を出力する周波数制御回路４４と、より構成され
ている。
サ１５の出力する中間周波信号Ｓ(t)の所定周波数帯域
成分を通過させる挟帯域のバンドパスフィルタ（帯域通
過フィルタ）４１と、バンドパスフィルタ４１の出力信
号（通過信号成分）をＦＭ検波するＦＭ検波回路４２
と、ＦＭ検波回路４２の出力信号の低周波成分を通過さ
せるローパスフィルタ４３と、ローパスフィルタ４３の
出力信号（通過信号成分）に従って局部発振回路１７を
構成するＰＬＬ回路の分周比を制御するための周波数制
御信号を出力する周波数制御回路４４と、より構成され
ている。
【００４５】ここで、局部信号Ｌoの周波数をｆo＋εと
する。ここでεは未知の誤差である。また、ｆcはキャ
リア信号の周波数であり、且つ、バンドパスフィルタ４
１の通過帯域の中心周波数である。ｆaを目的信号の周
波数とすると、ｆc＝ｆa−ｆoが成立する。また、バン
ドパスフィルタ４１のゼロ位相点を通過帯域の中心周波
数ｆcに設定する。
する。ここでεは未知の誤差である。また、ｆcはキャ
リア信号の周波数であり、且つ、バンドパスフィルタ４
１の通過帯域の中心周波数である。ｆaを目的信号の周
波数とすると、ｆc＝ｆa−ｆoが成立する。また、バン
ドパスフィルタ４１のゼロ位相点を通過帯域の中心周波
数ｆcに設定する。
【００４６】図２の構成において、バンドパスフィルタ
４１の出力信号は再生キャリア信号Ｃ(t)として出力さ
れると共にＦＭ検波回路４２で復調される。ＦＭ検波回
路４２の出力信号の高周波成分は、ローパスフィルタ４
３を介して周波数制御回路４４に供給される。周波数制
御回路４４は、ローパスフィルタ４３の出力信号の信号
レベル、即ち、ノイズ等の高周波成分を除去した後の復
調信号が実質的に０となるように、局部発振回路１７を
構成するＰＬＬ回路の分周比等を調整し、その局部信号
Ｌoの周波数を調整する。
４１の出力信号は再生キャリア信号Ｃ(t)として出力さ
れると共にＦＭ検波回路４２で復調される。ＦＭ検波回
路４２の出力信号の高周波成分は、ローパスフィルタ４
３を介して周波数制御回路４４に供給される。周波数制
御回路４４は、ローパスフィルタ４３の出力信号の信号
レベル、即ち、ノイズ等の高周波成分を除去した後の復
調信号が実質的に０となるように、局部発振回路１７を
構成するＰＬＬ回路の分周比等を調整し、その局部信号
Ｌoの周波数を調整する。
【００４７】ローパスフィルタ４３の出力信号の信号レ
ベルが０となった時、誤差εが０となり、バンドパスフ
ィルタ４１のゼロ位相点とキャリア信号の周波数ｆcが
一致し、再生キャリア信号Ｃ(t)の周波数と位相とは中
間周波信号Ｓ(t)のキャリア信号の周波数と位相とに一
致する。即ち、キャリア信号が完全に再生される。
ベルが０となった時、誤差εが０となり、バンドパスフ
ィルタ４１のゼロ位相点とキャリア信号の周波数ｆcが
一致し、再生キャリア信号Ｃ(t)の周波数と位相とは中
間周波信号Ｓ(t)のキャリア信号の周波数と位相とに一
致する。即ち、キャリア信号が完全に再生される。
【００４８】次に、局部発振回路１７とキャリア信号再
生回路１９とを、ＤＤＳ（Direct Digital Synthsis）
技術を用いて構成した他の例を図３を参照して説明す
る。局部発振回路１７は、ディジタル的に発振信号を出
力するディジタル発振回路５１と、ディジタル発振回路
５１の出力信号をアナログ信号に変換するディジタル−
アナログ変換回路（ＤＡＣ）５２と、ディジタル−アナ
ログ変換回路５２の出力信号の高周波成分をカットし
て、ミクサ１５に局部信号Ｌoとして供給するローパス
フィルタ５３と、から構成される。
生回路１９とを、ＤＤＳ（Direct Digital Synthsis）
技術を用いて構成した他の例を図３を参照して説明す
る。局部発振回路１７は、ディジタル的に発振信号を出
力するディジタル発振回路５１と、ディジタル発振回路
５１の出力信号をアナログ信号に変換するディジタル−
アナログ変換回路（ＤＡＣ）５２と、ディジタル−アナ
ログ変換回路５２の出力信号の高周波成分をカットし
て、ミクサ１５に局部信号Ｌoとして供給するローパス
フィルタ５３と、から構成される。
【００４９】キャリア信号再生回路１９は、ミクサ１５
の出力する中間周波信号Ｓ(t)を所定のサンプリング周
波数ｆsでサンプリングして、ディジタルデータに変換
するアナログ−ディジタル変換回路（ＡＤＣ）６１と、
アナログ−ディジタル変換回路６１の出力するディジタ
ル信号を濾波する挟帯域のディジタルバンドパスフィル
タ６２と、ディジタルバンドパスフィルタ６２の出力信
号Ｓf(t)をアナログ信号に変換するディジタル−アナロ
グ変換回路（ＤＡＣ）６３と、ディジタル−アナログ変
換回路６３の出力信号の高周波成分をカットして再生キ
ャリア信号Ｃ(t)として出力するアナログローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）６４と、ディジタルバンドパスフィルタ
６２の出力信号Ｓf(t)を周波数検波するＦＭディジタル
検波回路６５と、ＦＭディジタル検波回路６５の出力信
号Ｓfm(t)を濾波するディジタルローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）６６と、ディジタルローパスフィルタ６６の出力
に応じて挟帯域のディジタルバンドパスフィルタ６２の
通過帯域幅を制御する帯域幅コントローラ６７と、ディ
ジタルローパスフィルタ６６の出力信号（データ）が指
示するレベルを変換し、周波数制御データとしてディジ
タル発振回路５１に供給するレベル変換回路６８と、か
ら構成される。
の出力する中間周波信号Ｓ(t)を所定のサンプリング周
波数ｆsでサンプリングして、ディジタルデータに変換
するアナログ−ディジタル変換回路（ＡＤＣ）６１と、
アナログ−ディジタル変換回路６１の出力するディジタ
ル信号を濾波する挟帯域のディジタルバンドパスフィル
タ６２と、ディジタルバンドパスフィルタ６２の出力信
号Ｓf(t)をアナログ信号に変換するディジタル−アナロ
グ変換回路（ＤＡＣ）６３と、ディジタル−アナログ変
換回路６３の出力信号の高周波成分をカットして再生キ
ャリア信号Ｃ(t)として出力するアナログローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）６４と、ディジタルバンドパスフィルタ
６２の出力信号Ｓf(t)を周波数検波するＦＭディジタル
検波回路６５と、ＦＭディジタル検波回路６５の出力信
号Ｓfm(t)を濾波するディジタルローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）６６と、ディジタルローパスフィルタ６６の出力
に応じて挟帯域のディジタルバンドパスフィルタ６２の
通過帯域幅を制御する帯域幅コントローラ６７と、ディ
ジタルローパスフィルタ６６の出力信号（データ）が指
示するレベルを変換し、周波数制御データとしてディジ
タル発振回路５１に供給するレベル変換回路６８と、か
ら構成される。
【００５０】ディジタルバンドパスフィルタ６２の通過
帯域の中心周波数ｆcはサンプリング周波数ｆsの１／４
に設定されている。これは、サンプリング周波数ｆsの
１／４の周波数（正規化周波数が０．２５）で位相が０
だからである。ディジタルバンドパスフィルタ６２の出
力信号Ｓf(t)は数１１で表される。
帯域の中心周波数ｆcはサンプリング周波数ｆsの１／４
に設定されている。これは、サンプリング周波数ｆsの
１／４の周波数（正規化周波数が０．２５）で位相が０
だからである。ディジタルバンドパスフィルタ６２の出
力信号Ｓf(t)は数１１で表される。
【００５１】
【数１１】 Ｓf(t)＝ｎ・ｃｏｓ（（ωa−ωo）・ｔ＋γ）
【００５２】ここでγは未知の定位相である。ゲインが
１であると仮定すると、数１１のωaとωoは数１２のよ
うに書き換えることができる。
１であると仮定すると、数１１のωaとωoは数１２のよ
うに書き換えることができる。
【００５３】
【数１２】ωa−ωo＝ωc＋δ δは局部信号Ｌoの誤差である。すると、数１１は数１
３のように書き換えることができる。
３のように書き換えることができる。
【００５４】
【数１３】Ｓf(t)＝ｎｃｏｓ（（ωc＋δ）ｔ＋γ）
【００５５】ＦＭディジタル検波回路６５の基本周波数
をｆcとすると、ＦＭディジタル検波回路６５の出力信
号Ｓfm(t)はδとなる。レベル変換回路６８はＦＭディ
ジタル検波回路６５の出力信号δをディジタル発振回路
５１の周波数誤差Δｆに変換し、ディジタル局部発振回
路５１はこの周波数誤差Δｆが０、即ち、誤差δが０と
なるように、局部信号Ｌoの周波数を制御する。
をｆcとすると、ＦＭディジタル検波回路６５の出力信
号Ｓfm(t)はδとなる。レベル変換回路６８はＦＭディ
ジタル検波回路６５の出力信号δをディジタル発振回路
５１の周波数誤差Δｆに変換し、ディジタル局部発振回
路５１はこの周波数誤差Δｆが０、即ち、誤差δが０と
なるように、局部信号Ｌoの周波数を制御する。
【００５６】再生キャリア信号Ｃ(t)の周波数がディジ
タルバンドパスフィルタ６２の通過帯域の中心周波数ｆ
cに一致した時、位相が０であるから、δが０となり、
γはθとなり、キャリア信号が完全に再生される。
タルバンドパスフィルタ６２の通過帯域の中心周波数ｆ
cに一致した時、位相が０であるから、δが０となり、
γはθとなり、キャリア信号が完全に再生される。
【００５７】なお、キャリア信号再生回路１９の構成は
図２、図３に示す構成に限定されず、任意の構成を採用
可能である。
図２、図３に示す構成に限定されず、任意の構成を採用
可能である。
【００５８】ここで、目的信号ｇ(t)を、７５０Ｈｚと
１０００Ｈｚの２つのシングルトーン信号とし、変調指
数を０．８、サンプリング周波数６２５００Ｈｚ、キャ
リア信号の周波数が１５６２５Ｈｚとする。この場合
に、図４及び図５に示す従来のＦＭ復調回路とリニアラ
イザを使用した場合の復調特性を図６に示す。なお、ヒ
ルベルト変換器としては、Remez algorithmに基づいて
形成された３２次のＩＩＲヒルベルト変換器を使用し
た。一方、図１に示す復調回路でＫ＝６とした場合の復
調特性を図７に示す。図６と図７から明らかなように、
この実施例の復調回路の方が高品質の復調信号が得られ
ている。
１０００Ｈｚの２つのシングルトーン信号とし、変調指
数を０．８、サンプリング周波数６２５００Ｈｚ、キャ
リア信号の周波数が１５６２５Ｈｚとする。この場合
に、図４及び図５に示す従来のＦＭ復調回路とリニアラ
イザを使用した場合の復調特性を図６に示す。なお、ヒ
ルベルト変換器としては、Remez algorithmに基づいて
形成された３２次のＩＩＲヒルベルト変換器を使用し
た。一方、図１に示す復調回路でＫ＝６とした場合の復
調特性を図７に示す。図６と図７から明らかなように、
この実施例の復調回路の方が高品質の復調信号が得られ
ている。
【００５９】また、目的信号ｇ(t)を、周波数が２００
Ｈｚと２５００Ｈｚの２つのシングルトーンの信号とし
た場合の従来のＲＺＳＳＢ復調回路とこの実施例の復調
回路による復調信号の特性をそれぞれ図８及び図９に示
す。
Ｈｚと２５００Ｈｚの２つのシングルトーンの信号とし
た場合の従来のＲＺＳＳＢ復調回路とこの実施例の復調
回路による復調信号の特性をそれぞれ図８及び図９に示
す。
【００６０】図６と図７の特性、及び、図８と図９の特
性から明らかなように、この実施例の復調回路によれ
ば、従来の復調回路に比較して、歪みの小さい高品質の
復調信号を得ることができる。
性から明らかなように、この実施例の復調回路によれ
ば、従来の復調回路に比較して、歪みの小さい高品質の
復調信号を得ることができる。
【００６１】なお、この発明は上記実施例に限定され
ず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、上記実
施例においては、減算回路２３が第２の再生キャリア信
号Ｃ2(t)から中間周波信号Ｓ(t)を減算し、減算回路３
３が第１のＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ1(t)と第２の
ＦＭ復調回路３１の出力信号Ｄ2(t)との差を求めるよう
に回路を構成した。しかし、例えば、減算回路２３が、
中間周波信号Ｓ(t)から第２の再生キャリア信号Ｃ2(t)
を減算し、減算回路３３を加算回路に置換して、第１の
ＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ1(t)と第２のＦＭ復調回
路３１の出力信号Ｄ2(t)との和を求め、復調信号Ｄ(t)
として出力するように回路を変更してもよい。
ず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、上記実
施例においては、減算回路２３が第２の再生キャリア信
号Ｃ2(t)から中間周波信号Ｓ(t)を減算し、減算回路３
３が第１のＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ1(t)と第２の
ＦＭ復調回路３１の出力信号Ｄ2(t)との差を求めるよう
に回路を構成した。しかし、例えば、減算回路２３が、
中間周波信号Ｓ(t)から第２の再生キャリア信号Ｃ2(t)
を減算し、減算回路３３を加算回路に置換して、第１の
ＦＭ復調回路２９の出力信号Ｄ1(t)と第２のＦＭ復調回
路３１の出力信号Ｄ2(t)との和を求め、復調信号Ｄ(t)
として出力するように回路を変更してもよい。
【００６２】また、第１と第２のＦＭ復調回路２９、３
１を配置したが、これらは２つの入力信号をタイムシェ
アリングでそれぞれ復調する１つのＦＭ復調回路で構成
してもよい。また、図３では、バンドパスフィルタ６２
の通過帯域の中心周波数ｆcをサンプリング周波数ｆsの
１／４としたが、これに限定されるものではない。
１を配置したが、これらは２つの入力信号をタイムシェ
アリングでそれぞれ復調する１つのＦＭ復調回路で構成
してもよい。また、図３では、バンドパスフィルタ６２
の通過帯域の中心周波数ｆcをサンプリング周波数ｆsの
１／４としたが、これに限定されるものではない。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の復調回
路は、簡単な構成でＲＺＳＳＢ信号を小さい歪みで復調
することができる。また、種々のＳＳＢ信号とＦＭ信号
を復調することができる。
路は、簡単な構成でＲＺＳＳＢ信号を小さい歪みで復調
することができる。また、種々のＳＳＢ信号とＦＭ信号
を復調することができる。
【図１】この発明の一実施例にかかる復調回路の回路図
である。
である。
【図２】図１に示すキャリア信号再生回路の構成の一例
の回路ブロック図である。
の回路ブロック図である。
【図３】図１に示すキャリア信号再生回路の構成の他の
例の回路ブロック図である。
例の回路ブロック図である。
【図４】従来のＲＺＳＳＢ信号の復調回路の回路ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】図４に示す従来の復調回路のリニアライザの構
成の一例を示すブロック図である。
成の一例を示すブロック図である。
【図６】目的信号ｇ(t)が、７５０Ｈｚと１０００Ｈｚ
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、従来の復調
回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図である。
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、従来の復調
回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図である。
【図７】目的信号ｇ(t)が、７５０Ｈｚと１０００Ｈｚ
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、この実施例
の復調回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図であ
る。
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、この実施例
の復調回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図であ
る。
【図８】目的信号ｇ(t)が、２００Ｈｚと２５００Ｈｚ
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、従来の復調
回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図である。
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、従来の復調
回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図である。
【図９】目的信号ｇ(t)が、２００Ｈｚと２５００Ｈｚ
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、この実施例
の復調回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図であ
る。
の２つのシングルトーン信号で、変調指数が０．８、サ
ンプリング周波数が６２５００Ｈｚ、キャリア信号の周
波数が１５６２５Ｈｚであるとしたときの、この実施例
の復調回路の復調信号の周波数特性の一例を示す図であ
る。
１１・・・アンテナ、１３・・・増幅回路、１５・・・ミクサ、
１７・・・局部発振回路、１９・・・キャリア信号再生回路、
２１・・・アナログ加算回路、２３・・・アナログ減算回路、
２５・・・増幅回路、２７・・・増幅回路、２９・・・第１のＦ
Ｍ復調回路、３１・・・第２のＦＭ復調回路、３３・・・アナ
ログ減算回路、４１・・・バンドパスフィルタ、４２・・・Ｆ
Ｍ検波回路、４３・・・ローパスフィルタ、４４・・・周波数
制御回路、５１・・・ディジタル発振回路、５２・・・ディジ
タル−アナログ変換回路、５３・・・ローパスフィルタ、
６１・・・アナログ−ディジタル変換回路、６２・・・ディジ
タルバンドパスフィルタ、６３・・・ディジタル−アナロ
グ変換回路、６４・・・ローパスフィルタ、６５・・・ＦＭデ
ィジタル検波回路、６６・・・ディジタルローパスフィル
タ、６７・・・帯域幅コントローラ、６８・・・レベル変換回
路、７１・・・ＦＭ復調回路、７２・・・リニアライザ、７３
・・・リミッタ、７４・・・周波数検波回路、７５・・・積分回
路、８１・・・ヒルベルト変換器、８２・・・遅延回路、８３
・・・ミクサ、８４・・・ミクサ、８５・・・三乗回路、８６・・・
増幅回路、８７・・・増幅回路、８８・・・増幅回路、８９・・
・加算回路
１７・・・局部発振回路、１９・・・キャリア信号再生回路、
２１・・・アナログ加算回路、２３・・・アナログ減算回路、
２５・・・増幅回路、２７・・・増幅回路、２９・・・第１のＦ
Ｍ復調回路、３１・・・第２のＦＭ復調回路、３３・・・アナ
ログ減算回路、４１・・・バンドパスフィルタ、４２・・・Ｆ
Ｍ検波回路、４３・・・ローパスフィルタ、４４・・・周波数
制御回路、５１・・・ディジタル発振回路、５２・・・ディジ
タル−アナログ変換回路、５３・・・ローパスフィルタ、
６１・・・アナログ−ディジタル変換回路、６２・・・ディジ
タルバンドパスフィルタ、６３・・・ディジタル−アナロ
グ変換回路、６４・・・ローパスフィルタ、６５・・・ＦＭデ
ィジタル検波回路、６６・・・ディジタルローパスフィル
タ、６７・・・帯域幅コントローラ、６８・・・レベル変換回
路、７１・・・ＦＭ復調回路、７２・・・リニアライザ、７３
・・・リミッタ、７４・・・周波数検波回路、７５・・・積分回
路、８１・・・ヒルベルト変換器、８２・・・遅延回路、８３
・・・ミクサ、８４・・・ミクサ、８５・・・三乗回路、８６・・・
増幅回路、８７・・・増幅回路、８８・・・増幅回路、８９・・
・加算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 1/24 H03D 3/00 - 3/06 H03D 5/00 H04L 27/02 - 27/06
Claims (8)
- 【請求項１】無線信号を受信する受信回路（１１、１
３、１５、１７）と、前記受信回路の受信信号（Ｓ
(t)）のキャリア信号（Ｃ(t)）を再生するキャリア信号
再生回路（１９）と、 前記キャリア信号再生回路により再生されたキャリア信
号を第１の値だけ増幅して、第１の再生キャリア信号
（Ｃ1(t)）を生成する第１の増幅回路（２５、２７）
と、 前記キャリア信号再生回路により再生されたキャリア信
号を第２の値だけ増幅して、第２の再生キャリア信号
（Ｃ2(t)）を生成する第２の増幅回路（２５）と、 前記第１の再生キャリア信号（Ｃ1(t)）と前記受信回路
の受信信号（Ｓ(t)）を加算する加算回路（２１）と、 前記第２の再生キャリア信号（Ｃ2(t)）と前記受信回路
の受信信号（Ｓ(t)）との差を求める減算回路（２３）
と、 前記加算回路の出力信号（Ｓ1(t)）を復調する第１のＦ
Ｍ復調回路（２９）と、前記減算回路の出力信号（Ｓ
2(t)）を復調する第２のＦＭ復調回路（３１）と、 前記第１のＦＭ復調回路（２９）の出力信号（Ｄ1(t)）
と前記第２のＦＭ復調回路（３１）の出力信号（Ｄ
2(t)）とを演算することにより、前記受信信号の復調信
号（Ｄ(t)）を生成して出力する演算回路（３３）と、 から構成されることを特徴とする復調回路。 - 【請求項２】前記第１の値は２０ｌｏｇ10（Ｋ）ｄＢ、
前記第２の値は、２０ｌｏｇ10（Ｋ＋２）ｄＢ、Ｋは正
の実数、 であることを特徴とする請求項１記載の復調回路。 - 【請求項３】前記受信回路は、アンテナ（１１）と、局
部発振回路（１７）と、前記アンテナ（１１）から供給
される信号（Ｓa(t)）と前記局部発振回路の出力信号を
混合するミクサ（１５）と、より構成されることを特徴
とする請求項１又は２に記載の復調回路。 - 【請求項４】前記キャリア信号再生回路（１９）は、前
記ミクサ（１５）の出力信号（Ｓ(t)）の所定周波数帯
域成分を再生キャリア信号（Ｃ(t)）として出力する帯
域通過フィルタ（４１）と、前記帯域通過フィルタの出
力信号をＦＭ検波するＦＭ検波回路（４２）と、前記Ｆ
Ｍ検波回路の出力信号に対応して前記局部発振回路の出
力する局部信号（Ｌo）の周波数を制御する周波数制御
回路（４３、４４）と、 より構成されることを特徴とする請求項３に記載の復調
回路。 - 【請求項５】前記キャリア信号再生回路（１９）は、前
記ミクサ（１５）の出力信号（Ｓ(t)）を所定のサンプ
リング周波数でサンプリングしてディジタル信号に変換
するディジタル−アナログ変換回路（６１）と、 前記ディジタル−アナログ変換回路（６１）の出力信号
（Ｓ(t)）を濾波する帯域通過ディジタルフィルタ（６
２）と、 前記帯域通過ディジタルフィルタ（６２）の出力信号を
アナログ信号に変換して、再生キャリア信号（Ｃ(t)）
として出力する手段（６３、６４）と、 前記帯域通過ディジタルフィルタの出力信号をＦＭ検波
するＦＭ検波回路（６５）と、 前記ＦＭ検波回路の出力信号に対応して前記局部発振回
路の出力する局部信号（Ｌo）の周波数を制御する周波
数制御回路（６６、６７）と、 より構成されることを特徴とする請求項３に記載の復調
回路。 - 【請求項６】前記減算回路は、前記第２の再生キャリア
信号（Ｃ2(t)）から前記受信回路の受信信号（Ｓ(t)）
を減算する回路から構成され、 前記演算回路は、前記第１のＦＭ復調回路（２９）の出
力信号（Ｄ1(t)）と前記第２のＦＭ復調回路（３１）の
出力信号（Ｄ2(t)）との差を求める減算回路から構成さ
れる、 ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載
の復調回路。 - 【請求項７】前記減算回路は、前記受信回路の受信信号
（Ｓ(t)）から前記第２の再生キャリア信号（Ｃ2(t)）
を減算する回路から構成され、 前記演算回路は、前記第１のＦＭ復調回路（２９）の出
力信号（Ｄ1(t)）と前記第２のＦＭ復調回路（３１）の
出力信号（Ｄ2(t)）との和を求める加算回路から構成さ
れる、 ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載
の復調回路。 - 【請求項８】振幅がＫ倍された再生キャリア信号（Ｃ
1(t)）とキャリア信号を持ったＳＳＢ信号（Ｓ(t)）と
を加算する加算回路（２１）と、 振幅が（Ｋ＋２）倍された再生キャリア信号（Ｃ2(t)）
と前記キャリア信号を持ったＳＳＢ信号（Ｓ(t)）との
差を求める減算回路（２３）と、 前記加算回路の出力信号（Ｓ1(t)）を復調する第１のＦ
Ｍ復調回路（２９）と、 前記減算回路の出力信号（Ｓ2(t)）を復調する第２のＦ
Ｍ復調回路（３１）と、 前記第１のＦＭ復調回路の出力信号（Ｄ1(t)）と前記第
２のＦＭ復調回路の出力信号（Ｄ2(t)）とを演算し、前
記ＳＳＢ信号の復調信号を求めて出力する演算回路と、 から構成されることを特徴とする復調回路。
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