JP3272624B2 - 熱式流速センサ - Google Patents
熱式流速センサInfo
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- JP3272624B2 JP3272624B2 JP00795197A JP795197A JP3272624B2 JP 3272624 B2 JP3272624 B2 JP 3272624B2 JP 00795197 A JP00795197 A JP 00795197A JP 795197 A JP795197 A JP 795197A JP 3272624 B2 JP3272624 B2 JP 3272624B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、与えられた一定
の熱量による温度分布の変化が流体の流速に応じて異な
ることを利用して前記流体の流速や流量を測定する熱式
流速センサに関するものである。
の熱量による温度分布の変化が流体の流速に応じて異な
ることを利用して前記流体の流速や流量を測定する熱式
流速センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は、特願平６−３０４３６６号公報
に開示された従来の熱式流速センサの構成を示す回路図
であり、図において、４１と４２は流量測定の対象とな
る流体の上流側と下流側にそれぞれ配置されたセンサ抵
抗素子、５１と５２は基準抵抗素子である。センサ抵抗
素子４１とセンサ抵抗素子４２とは直列に接続され、ま
た基準抵抗素子５１と基準抵抗素子５２も直列に接続さ
れており、センサ抵抗素子４１、４２と基準抵抗素子５
１、５２とによりブリッジが構成されている。５０はこ
のブリッジ回路を示している。６５はこのブリッジ回路
５０へ一定の電流を供給する定電流源である。４３はヒ
ータ抵抗、６１はヒータ抵抗４３へ一定の電流を供給す
る定電流源、６２はスイッチング制御回路６４により開
閉されるスイッチであり、ヒータ抵抗４３へ一定の電流
を間欠供給する。６４はスイッチ６２の開閉を制御する
スイッチング信号６３を出力するスイッチング制御回路
である。図５はセンサ抵抗素子４１、４２やヒータ抵抗
４３が埋め込まれたセンサチップの構成を示す斜視図で
あり、ヒータ抵抗４３は上流側と下流側にそれぞれ配置
されたセンサ抵抗素子４１とセンサ抵抗素子４２との中
央に配置されている。
に開示された従来の熱式流速センサの構成を示す回路図
であり、図において、４１と４２は流量測定の対象とな
る流体の上流側と下流側にそれぞれ配置されたセンサ抵
抗素子、５１と５２は基準抵抗素子である。センサ抵抗
素子４１とセンサ抵抗素子４２とは直列に接続され、ま
た基準抵抗素子５１と基準抵抗素子５２も直列に接続さ
れており、センサ抵抗素子４１、４２と基準抵抗素子５
１、５２とによりブリッジが構成されている。５０はこ
のブリッジ回路を示している。６５はこのブリッジ回路
５０へ一定の電流を供給する定電流源である。４３はヒ
ータ抵抗、６１はヒータ抵抗４３へ一定の電流を供給す
る定電流源、６２はスイッチング制御回路６４により開
閉されるスイッチであり、ヒータ抵抗４３へ一定の電流
を間欠供給する。６４はスイッチ６２の開閉を制御する
スイッチング信号６３を出力するスイッチング制御回路
である。図５はセンサ抵抗素子４１、４２やヒータ抵抗
４３が埋め込まれたセンサチップの構成を示す斜視図で
あり、ヒータ抵抗４３は上流側と下流側にそれぞれ配置
されたセンサ抵抗素子４１とセンサ抵抗素子４２との中
央に配置されている。
【０００３】５３は差動増幅器であり、センサ抵抗素子
４１とセンサ抵抗素子４２との接続点ａの電位と、基準
抵抗素子５１と基準抵抗素子５２との接続点ｂの電位と
の差を増幅して信号５８を出力する。５６は差動増幅器
５３の出力をもとに流体の振動周波数を検出する周期検
出回路である。
４１とセンサ抵抗素子４２との接続点ａの電位と、基準
抵抗素子５１と基準抵抗素子５２との接続点ｂの電位と
の差を増幅して信号５８を出力する。５６は差動増幅器
５３の出力をもとに流体の振動周波数を検出する周期検
出回路である。
【０００４】次に動作について説明する。定電流源６１
は、スイッチング信号６３により開閉するスイッチ６２
を介しヒータ抵抗４３へ定電流を間欠供給する。このと
き、差動増幅器５３の出力が流速検出に必要な最低限レ
ベル以上になるようにヒータ抵抗４３の必要最小発熱量
を確保する。スイッチング信号６３のデューティ比は、
この必要最小発熱量の確保に充分な値に設定する。ま
た、定電流の間欠供給の周期は、ヒータ抵抗４３の熱時
定数の２倍以下とする。この結果、流量が零の場合、セ
ンサ抵抗素子４１、４２の抵抗値は等しくブリッジ回路
５０は平衡し差動増幅器５３の出力は零となる。流量増
大により、ヒータ抵抗４３の発熱により与えられた熱量
による温度分布が変化してセンサ抵抗素子４２の温度が
上昇しセンサ抵抗素子４１の温度が下降すると、両抵抗
値に差が生じ、ブリッジ回路５０のバランスがくずれて
ａ点とｂ点との間に電位差が生じる結果、差動増幅器５
３の出力は増大する。そして、この差動増幅器５３の出
力をもとに周期検出回路５６で流体の振動周波数を検出
する。
は、スイッチング信号６３により開閉するスイッチ６２
を介しヒータ抵抗４３へ定電流を間欠供給する。このと
き、差動増幅器５３の出力が流速検出に必要な最低限レ
ベル以上になるようにヒータ抵抗４３の必要最小発熱量
を確保する。スイッチング信号６３のデューティ比は、
この必要最小発熱量の確保に充分な値に設定する。ま
た、定電流の間欠供給の周期は、ヒータ抵抗４３の熱時
定数の２倍以下とする。この結果、流量が零の場合、セ
ンサ抵抗素子４１、４２の抵抗値は等しくブリッジ回路
５０は平衡し差動増幅器５３の出力は零となる。流量増
大により、ヒータ抵抗４３の発熱により与えられた熱量
による温度分布が変化してセンサ抵抗素子４２の温度が
上昇しセンサ抵抗素子４１の温度が下降すると、両抵抗
値に差が生じ、ブリッジ回路５０のバランスがくずれて
ａ点とｂ点との間に電位差が生じる結果、差動増幅器５
３の出力は増大する。そして、この差動増幅器５３の出
力をもとに周期検出回路５６で流体の振動周波数を検出
する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の熱式流速センサ
は以上のように構成されているので、ヒータ抵抗４３で
消費する電流が大きく、定電流源６１を電池で構成した
場合には容量の大きな電池を必要とすることになるが、
電池容量は使用する電池に応じて決っている。このた
め、電池の寿命を延す目的でヒータ抵抗４３へ定電流を
間欠供給する際の繰り返し周期を長くする必要がある。
この結果、差動増幅器５３や周期検出回路５６で行うサ
ンプリング周期も長くする。このようにサンプリングの
間隔を大きくした場合には、１回のサンプリングで計測
する流体の体積が大きくなる。そして、配管内に圧力変
動が生じており流量の変度が大きい場合に、前記長いサ
ンプリング周期で行った流量測定結果を積算して配管内
の流量を決定すると実際の流量との差が大きくなり測定
精度が落ちる課題があった。
は以上のように構成されているので、ヒータ抵抗４３で
消費する電流が大きく、定電流源６１を電池で構成した
場合には容量の大きな電池を必要とすることになるが、
電池容量は使用する電池に応じて決っている。このた
め、電池の寿命を延す目的でヒータ抵抗４３へ定電流を
間欠供給する際の繰り返し周期を長くする必要がある。
この結果、差動増幅器５３や周期検出回路５６で行うサ
ンプリング周期も長くする。このようにサンプリングの
間隔を大きくした場合には、１回のサンプリングで計測
する流体の体積が大きくなる。そして、配管内に圧力変
動が生じており流量の変度が大きい場合に、前記長いサ
ンプリング周期で行った流量測定結果を積算して配管内
の流量を決定すると実際の流量との差が大きくなり測定
精度が落ちる課題があった。
【０００６】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、消費する電流を少なくすることで
測定のためのサンプリング周期を短くして、省電力かつ
高精度な流速の測定ができる熱式流速センサを得ること
を目的とする。
めになされたもので、消費する電流を少なくすることで
測定のためのサンプリング周期を短くして、省電力かつ
高精度な流速の測定ができる熱式流速センサを得ること
を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る熱式流速センサは、流体中に配置され電流を与えられ
て発熱し前記流体の流速に応じて電気的抵抗値が変化す
るセンサ素子と、このセンサ素子および基準抵抗素子を
有するフリッジ回路と、前記センサ素子の電気的抵抗値
の変化によって生じる前記ブリッジ回路の不平衡出力を
検出する差動増幅器と、この差動増幅器の出力をＡ−Ｄ
変換するＡ−Ｄ変換器と、前記ブリッジ回路及び前記Ａ
−Ｄ変換器への電源供給をそれぞれ制御する制御手段と
を備え、前記Ａ−Ｄ変換器は前記ブリッジ回路への電流
供給開始時に第１のサンプリング動作を所定時間実行す
ると共にその後の前記ブリッジ回路への電流供給停止直
前に第２のサンプリング動作を所定時間実行し、さらに
前記第２のサンプリング動作で得られたディジタルデー
タから前記第１のサンプリング動作で得られたディジタ
ルデータを差し引くことで補正する手段を備えたもので
ある。
る熱式流速センサは、流体中に配置され電流を与えられ
て発熱し前記流体の流速に応じて電気的抵抗値が変化す
るセンサ素子と、このセンサ素子および基準抵抗素子を
有するフリッジ回路と、前記センサ素子の電気的抵抗値
の変化によって生じる前記ブリッジ回路の不平衡出力を
検出する差動増幅器と、この差動増幅器の出力をＡ−Ｄ
変換するＡ−Ｄ変換器と、前記ブリッジ回路及び前記Ａ
−Ｄ変換器への電源供給をそれぞれ制御する制御手段と
を備え、前記Ａ−Ｄ変換器は前記ブリッジ回路への電流
供給開始時に第１のサンプリング動作を所定時間実行す
ると共にその後の前記ブリッジ回路への電流供給停止直
前に第２のサンプリング動作を所定時間実行し、さらに
前記第２のサンプリング動作で得られたディジタルデー
タから前記第１のサンプリング動作で得られたディジタ
ルデータを差し引くことで補正する手段を備えたもので
ある。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１． 図１は、この発明の実施の形態１による熱式流速センサ
の構成を示す回路ブロック図である。図において、１と
２はセンサ抵抗素子（センサ素子）であり、センサ抵抗
素子１とセンサ抵抗素子２とは直列に接続されている。
３と４は基準抵抗素子（検出回路）であり、基準抵抗素
子３と基準抵抗素子４も直列に接続されている。そし
て、センサ抵抗素子１、２と基準抵抗素子３、４とによ
りブリッジ回路（検出回路）５が形成されている。６は
ブリッジ回路５を電源ＶＢへ接続するためのスイッチ
（制御手段）であり、スイッチング信号Ｓ１によりオン
・オフが制御される。スイッチ６がオンの状態にあると
きには、ブリッジ回路５を電源ＶＢへ接続する。７はブ
リッジ回路５のａ点とｂ点との電位差を増幅して出力す
る差動増幅器（検出回路）、８は差動増幅器７の出力を
サンプル・ホールドしてディジタルデータへ変換して出
力するＡ−Ｄ変換器（検出回路）である。９は差動増幅
器７およびＡ−Ｄ変換器８の電源である定電圧回路、１
０は定電圧回路９による定電圧の発生を制御するスイッ
チ（制御手段）である。このスイッチ１０はスイッチン
グ信号Ｓ２によりオン・オフが制御される。スイッチ１
０がオンの状態にあるときには、定電圧回路９は安定し
た一定の電圧を発生し差動増幅器７およびＡ−Ｄ変換器
８へ電源として供給し、差動増幅器７およびＡ−Ｄ変換
器８を動作させる。Ａ−Ｄ変換器８では、これにより差
動増幅器７の出力をサンプリングするためのタイミング
が決定される。１１はスイッチング信号Ｓ１とスイッチ
ング信号Ｓ２とを出力するスイッチング制御回路（制御
手段）である。
説明する。 実施の形態１． 図１は、この発明の実施の形態１による熱式流速センサ
の構成を示す回路ブロック図である。図において、１と
２はセンサ抵抗素子（センサ素子）であり、センサ抵抗
素子１とセンサ抵抗素子２とは直列に接続されている。
３と４は基準抵抗素子（検出回路）であり、基準抵抗素
子３と基準抵抗素子４も直列に接続されている。そし
て、センサ抵抗素子１、２と基準抵抗素子３、４とによ
りブリッジ回路（検出回路）５が形成されている。６は
ブリッジ回路５を電源ＶＢへ接続するためのスイッチ
（制御手段）であり、スイッチング信号Ｓ１によりオン
・オフが制御される。スイッチ６がオンの状態にあると
きには、ブリッジ回路５を電源ＶＢへ接続する。７はブ
リッジ回路５のａ点とｂ点との電位差を増幅して出力す
る差動増幅器（検出回路）、８は差動増幅器７の出力を
サンプル・ホールドしてディジタルデータへ変換して出
力するＡ−Ｄ変換器（検出回路）である。９は差動増幅
器７およびＡ−Ｄ変換器８の電源である定電圧回路、１
０は定電圧回路９による定電圧の発生を制御するスイッ
チ（制御手段）である。このスイッチ１０はスイッチン
グ信号Ｓ２によりオン・オフが制御される。スイッチ１
０がオンの状態にあるときには、定電圧回路９は安定し
た一定の電圧を発生し差動増幅器７およびＡ−Ｄ変換器
８へ電源として供給し、差動増幅器７およびＡ−Ｄ変換
器８を動作させる。Ａ−Ｄ変換器８では、これにより差
動増幅器７の出力をサンプリングするためのタイミング
が決定される。１１はスイッチング信号Ｓ１とスイッチ
ング信号Ｓ２とを出力するスイッチング制御回路（制御
手段）である。
【０００９】 図３は、図５に示したセンサチップと同一
構成のセンサ抵抗素子１やセンサ抵抗素子２が埋め込ま
れているセンサチップである。
構成のセンサ抵抗素子１やセンサ抵抗素子２が埋め込ま
れているセンサチップである。
【００１０】 図２はスイッチング信号Ｓ１により制御さ
れるスイッチ６の動作、スイッチング信号Ｓ２により制
御されるスイッチ１０の動作、Ａ−Ｄ変換器８の動作を
示すタイミングチャートである。
れるスイッチ６の動作、スイッチング信号Ｓ２により制
御されるスイッチ１０の動作、Ａ−Ｄ変換器８の動作を
示すタイミングチャートである。
【００１１】 次に動作について説明する。スイッチ１０
は、スイッチング制御回路１１により図２の（イ）に示
すサンプリング周期でオン・オフされる。スイッチ６
は、図２の（ロ）に示すように、スイッチ１０がオンの
状態になってから所定の時間ｔ１が経過した時点でオン
状態になり、その後時間ｔ２が経過した時点でオフす
る。スイッチ１０がオンの状態になることにより動作す
るＡ−Ｄ変換器８は、図２の（ハ）に示すサンプリング
動作を行い、図２の（ニ）のタイミングでＡ−Ｄ変換結
果を出力する。
は、スイッチング制御回路１１により図２の（イ）に示
すサンプリング周期でオン・オフされる。スイッチ６
は、図２の（ロ）に示すように、スイッチ１０がオンの
状態になってから所定の時間ｔ１が経過した時点でオン
状態になり、その後時間ｔ２が経過した時点でオフす
る。スイッチ１０がオンの状態になることにより動作す
るＡ−Ｄ変換器８は、図２の（ハ）に示すサンプリング
動作を行い、図２の（ニ）のタイミングでＡ−Ｄ変換結
果を出力する。
【００１２】 図３に示すセンサチップを、センサ抵抗素
子１が上流側に位置し、センサ抵抗素子２が下流側に位
置するように配管内へ固定した状態で、配管内の流体の
流速や流量の測定が行われる。スイッチング制御回路１
１は、図２の（イ）、（ロ）に示したシーケンスでスイ
ッチ６、スイッチ１０のオン・オフを制御する。する
と、スイッチ１０がオンの状態になってから時間ｔ１が
経過した時点でスイッチ６がオンの状態になり、ブリッ
ジ回路５が電源ＶＢへ接続され、センサ抵抗素子１やセ
ンサ抵抗素子２、基準抵抗素子３や基準抵抗素子４へ通
電が行われる。センサ抵抗素子１とセンサ抵抗素子２は
前記通電により発熱するが、Ａ−Ｄ変換器８はセンサ抵
抗素子１やセンサ抵抗素子２へ通電が開始されると同時
に最初のサンプリング動作を行う。この最初のサンプリ
ング動作によりブリッジ回路５の点ａと点ｂとの間の電
位差が増幅されて取り出される。しかし、この最初のサ
ンプリング動作では、センサ抵抗素子１とセンサ抵抗素
子２とで発生する発熱量はわずかであり、ブリッジ回路
５の点ａと点ｂとの間の電位差は、流量に応じてほとん
ど変化しない仮想ゼロ流量出力としてＡ−Ｄ変換器８か
らディジタルデータＰ１として取り出される。
子１が上流側に位置し、センサ抵抗素子２が下流側に位
置するように配管内へ固定した状態で、配管内の流体の
流速や流量の測定が行われる。スイッチング制御回路１
１は、図２の（イ）、（ロ）に示したシーケンスでスイ
ッチ６、スイッチ１０のオン・オフを制御する。する
と、スイッチ１０がオンの状態になってから時間ｔ１が
経過した時点でスイッチ６がオンの状態になり、ブリッ
ジ回路５が電源ＶＢへ接続され、センサ抵抗素子１やセ
ンサ抵抗素子２、基準抵抗素子３や基準抵抗素子４へ通
電が行われる。センサ抵抗素子１とセンサ抵抗素子２は
前記通電により発熱するが、Ａ−Ｄ変換器８はセンサ抵
抗素子１やセンサ抵抗素子２へ通電が開始されると同時
に最初のサンプリング動作を行う。この最初のサンプリ
ング動作によりブリッジ回路５の点ａと点ｂとの間の電
位差が増幅されて取り出される。しかし、この最初のサ
ンプリング動作では、センサ抵抗素子１とセンサ抵抗素
子２とで発生する発熱量はわずかであり、ブリッジ回路
５の点ａと点ｂとの間の電位差は、流量に応じてほとん
ど変化しない仮想ゼロ流量出力としてＡ−Ｄ変換器８か
らディジタルデータＰ１として取り出される。
【００１３】 Ａ−Ｄ変換器８は、次のサンプリング動作
をスイッチ６がオフの状態になる直前に行う。このサン
プリング動作が行われるときには、センサ抵抗素子１お
よびセンサ抵抗素子２はほぼ時間ｔ２の間行われてきた
通電により発熱している。この発熱によるセンサ抵抗素
子を含むセンサチップの温度分布は、流体の流量に応じ
て変化する。つまり、上流側にあるセンサ抵抗素子１は
もっぱら熱を奪われ、また下流側にあるセンサ抵抗素子
２は上流側にあるセンサ抵抗素子１で発生した発熱量に
より温められることで、センサ抵抗素子１とセンサ抵抗
素子２の抵抗値に差が生じる。この差はブリッジ回路５
の平衡を崩す方向に作用して点ａと点ｂとの間の電位差
が生じ、差動増幅器７により増幅されて出力される。こ
の差動増幅器７の出力は、スイッチ６がオフの状態にな
る直前にＡ−Ｄ変換器８が行うこのサンプリング動作に
より、ディジタルデータＰ２に変換されて出力される。
をスイッチ６がオフの状態になる直前に行う。このサン
プリング動作が行われるときには、センサ抵抗素子１お
よびセンサ抵抗素子２はほぼ時間ｔ２の間行われてきた
通電により発熱している。この発熱によるセンサ抵抗素
子を含むセンサチップの温度分布は、流体の流量に応じ
て変化する。つまり、上流側にあるセンサ抵抗素子１は
もっぱら熱を奪われ、また下流側にあるセンサ抵抗素子
２は上流側にあるセンサ抵抗素子１で発生した発熱量に
より温められることで、センサ抵抗素子１とセンサ抵抗
素子２の抵抗値に差が生じる。この差はブリッジ回路５
の平衡を崩す方向に作用して点ａと点ｂとの間の電位差
が生じ、差動増幅器７により増幅されて出力される。こ
の差動増幅器７の出力は、スイッチ６がオフの状態にな
る直前にＡ−Ｄ変換器８が行うこのサンプリング動作に
より、ディジタルデータＰ２に変換されて出力される。
【００１４】 Ａ−Ｄ変換器８から出力されたディジタル
データは、ディジタルデータＰ２からディジタルデータ
Ｐ１を差し引くことでディジタルデータＰ２のオフセッ
トが補正され、スイッチ６がオフの状態になる直前に行
ったサンプリング動作時の配管内の流速に応じたディジ
タルデータとして検出される。
データは、ディジタルデータＰ２からディジタルデータ
Ｐ１を差し引くことでディジタルデータＰ２のオフセッ
トが補正され、スイッチ６がオフの状態になる直前に行
ったサンプリング動作時の配管内の流速に応じたディジ
タルデータとして検出される。
【００１５】 以上のように、この実施の形態１によれ
ば、配管内の流速に応じて変化する温度分布を得るため
の熱源をヒータ抵抗の発熱により実現するのではなく、
センサ抵抗素子１やセンサ抵抗素子２への通電によるセ
ンサ抵抗素子１、センサ抵抗素子２の自己加熱による熱
源を利用し、この熱源による温度分布の変化を検出する
ので、前記ヒータ抵抗加熱のための消費電流がなくな
り、限られた容量の電池を電源として使用した場合で
も、前記ヒータ抵抗加熱のための消費電流がなくなった
分、測定のためのサンプリング周期を短くして、測定精
度を向上できる効果がある。
ば、配管内の流速に応じて変化する温度分布を得るため
の熱源をヒータ抵抗の発熱により実現するのではなく、
センサ抵抗素子１やセンサ抵抗素子２への通電によるセ
ンサ抵抗素子１、センサ抵抗素子２の自己加熱による熱
源を利用し、この熱源による温度分布の変化を検出する
ので、前記ヒータ抵抗加熱のための消費電流がなくな
り、限られた容量の電池を電源として使用した場合で
も、前記ヒータ抵抗加熱のための消費電流がなくなった
分、測定のためのサンプリング周期を短くして、測定精
度を向上できる効果がある。
【００１６】 また、Ａ−Ｄ変換器８から出力されたディ
ジタルデータＰ２からディジタルデータＰ１を差し引く
ことでディジタルデータＰ２のオフセットを補正するの
で、流体温度、外気温度、さらにセンサ抵抗素子１、セ
ンサ抵抗素子２などへ通電を行った際に発熱量として現
われるセンサチップを含む熱特性にバラツキがあった
り、前記センサ抵抗素子１、センサ抵抗素子２を含むブ
リッジ回路５やＡ−Ｄ変換器８にオフセットが生じてい
ても、配管内の流量に応じた正確な測定結果を得ること
ができる。
ジタルデータＰ２からディジタルデータＰ１を差し引く
ことでディジタルデータＰ２のオフセットを補正するの
で、流体温度、外気温度、さらにセンサ抵抗素子１、セ
ンサ抵抗素子２などへ通電を行った際に発熱量として現
われるセンサチップを含む熱特性にバラツキがあった
り、前記センサ抵抗素子１、センサ抵抗素子２を含むブ
リッジ回路５やＡ−Ｄ変換器８にオフセットが生じてい
ても、配管内の流量に応じた正確な測定結果を得ること
ができる。
【００１７】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、前記Ａ−Ｄ変換器は前記フリッジ回路への電流供
給開始時に第１のサンプリング動作を所定時間実行する
と共にその後の前記ブリッジ回路への電流供給停止直前
に第２のサンプリング動作を所定時間実行するものであ
り、さらに前記第２のサンプリング動作で得られたディ
ジタルデータから前記第１のサンプリング動作で得られ
たディジタルデータを差し引くことで補正する手段を備
えるように構成したので、第１のサンプリング動作で得
られたディジタルデータを仮想ゼロ流量とみなして計測
毎に補正を行い、省電力かつ高精度な流速の測定ができ
る効果がある。
れば、前記Ａ−Ｄ変換器は前記フリッジ回路への電流供
給開始時に第１のサンプリング動作を所定時間実行する
と共にその後の前記ブリッジ回路への電流供給停止直前
に第２のサンプリング動作を所定時間実行するものであ
り、さらに前記第２のサンプリング動作で得られたディ
ジタルデータから前記第１のサンプリング動作で得られ
たディジタルデータを差し引くことで補正する手段を備
えるように構成したので、第１のサンプリング動作で得
られたディジタルデータを仮想ゼロ流量とみなして計測
毎に補正を行い、省電力かつ高精度な流速の測定ができ
る効果がある。
【図１】この発明の実施の形態１による熱式流速センサ
の構成を示す回路ブロック図である。
の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１による熱式流速センサ
の各部の動作を示すタイミングチャートである。
の各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１による熱式流速センサ
に用いられるセンサチップの構成を示す斜視図である。
に用いられるセンサチップの構成を示す斜視図である。
【図４】従来の熱式流速センサの構成を示す回路ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】従来の熱式流速センサに用いられるセンサチッ
プの構成を示す斜視図である。
プの構成を示す斜視図である。
１，２ センサ抵抗素子（センサ素子） ３，４ 基準抵抗素子（検出回路） ５ ブリッジ回路（検出回路） ６，１０ スイッチ（制御手段） ７ 差動増幅器（検出回路） ８ Ａ−Ｄ変換器（検出回路） １１ スイッチング制御回路（制御手段）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大石 安治 東京都渋谷区渋谷２丁目12番19号 山武 ハネウエル株式会社内 (72)発明者 温井 一光 神奈川県藤沢市みその台９−10 (72)発明者 酒井 克人 千葉県印旛郡白井町七次台４−４−11 (72)発明者 加藤 秀男 埼玉県北葛飾郡栗橋町大字河原代959− ２ 108街区６−２ (72)発明者 岡田 修一 大阪府大阪市中央区平野町四丁目１番２ 号 大阪瓦斯株式会社内 (72)発明者 木村 幸雄 愛知県東海市新宝町507−２ 東邦瓦斯 株式会社 総合技術研究所内 (56)参考文献 特開 平８−136309（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−295653（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−296623（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−213767（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−106426（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01F 1/68 - 1/699
Claims (1)
- 【請求項１】 流体中に配置され電流を与えられて発熱
し前記流体の流速に応じて電気的抵抗値が変化するセン
サ素子と、このセンサ素子および基準抵抗素子を有する
フリッジ回路と、前記センサ素子の電気的抵抗値の変化
によって生じる前記ブリッジ回路の不平衡出力を検出す
る差動増幅器と、この差動増幅器の出力をＡ−Ｄ変換す
るＡ−Ｄ変換器と、前記ブリッジ回路及び前記Ａ−Ｄ変
換器への電源供給をそれぞれ制御する制御手段とを備え
ており、前記Ａ−Ｄ変換器は前記ブリッジ回路への電流
供給開始時に第１のサンプリング動作を所定時間実行す
ると共にその後の前記ブリッジ回路への電流供給停止直
前に第２のサンプリング動作を所定時間実行するもの
で、さらに前記第２のサンプリング動作で得られたディ
ジタルデータから前記第１のサンプリング動作で得られ
たディジタルデータを差し引くことで補正する手段を備
える熱式流速センサ。
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| JP00795197A JP3272624B2 (ja) | 1997-01-20 | 1997-01-20 | 熱式流速センサ |
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| JP00795197A JP3272624B2 (ja) | 1997-01-20 | 1997-01-20 | 熱式流速センサ |
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| JPH10206204A JPH10206204A (ja) | 1998-08-07 |
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-
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