JP3257209B2 - ディジタル信号記録回路 - Google Patents
ディジタル信号記録回路Info
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- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
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Description
ドを用いてディジタルビデオ信号やディジタルオーディ
オ信号等を記録するディジタル信号記録回路に関する。
や、ディジタルオーディオテープレコーダ等のディジタ
ル信号記録再生装置においては、大容量高密度高速記録
を実現するため、データ信号の短波長化、高速化、高周
波化が図られている。このため、データ信号を磁気テー
プに記録するには、回転ヘッドにデータ信号を伝送する
回転トランスを高精度、高性能とすることが必要となっ
てくる。
いるが機械的には離れていながらデータ信号を回転ヘッ
ドに伝送するものであり、結合係数が1に近い値である
ほど固定側である1次側のコアから回転側である2次側
のコアに効率良くデータ信号を伝送することができる。
ドにデータを伝送しているディジタル信号記録再生装置
の内、従来のディジタル信号記録回路の例を図9を参照
しながら説明する。
は、図示しないディジタル信号処理系から入力端子51
を介してデータ信号が入力される。このデータ信号は、
D−フリップフロップ回路53のデータ端子Dに供給さ
れる。このD−フリップフロップ回路53のクロック入
力端子CLには、入力端子52を介して図示しないディ
ジタル信号処理系で得られたクロック信号が供給され
る。そして、D−フリップフロップ回路53は入力端子
CLに供給されたクロック信号に同期させて、データ信
号を出力端子から出力する。このように、入力端子51
を介して図示しないディジタル信号処理系から供給され
たデータ信号は、D−フリップフロップ回路53で同期
化され、整形される。この信号は、回転トランス54の
1次側コアに供給される。
記D−フリップフロップ回路53から供給されたデータ
信号を、該1次側コアと微小な空隙を介して回転されて
いる2次側コアに伝送する。この2次側コアに伝送され
た信号は、差動増幅回路55を介して、2値化手段であ
る例えばスライサ56に供給される。このスライサ56
で2値化されたデータ信号は、差動増幅回路57を介し
て磁気ヘッド58に供給される。そして、磁気ヘッド5
8は、2値化されたデータ信号を図示しない磁気テープ
に記録する。
ス54は、1次側コアに供給された信号を伝送する際、
その信号の直流及び低域成分を伝送できない。すなわ
ち、この回転トランス54は、データ信号を伝送する際
にデータ信号の低域を遮断してしまうので、伝送データ
信号は、低域成分が失われてしまっている。
転トランスのインダクタンスと、例えば信号源等の他の
回路のレジスタンスに起因する。図10に、図12に示
す等価回路で表せる回転トランスの周波数対振幅特性を
示す。なお、図12の等価回路の各値は、CP1=5p
F,L0=10μH,k(=結合係数)=0.98,C
P2=5pF,RL=100Ωである。
0Ωにすると、図10に示すように周波数が1MHz以
下の場合、振幅が急激に低下する。例えば、信号源抵抗
Rが100Ωである場合、図12に示した等価回路は、
カットオフ周波数fcが1MHzの1次のハイパスフィ
ルタ(HPF)と同じ働きをしてしまう。このため、信
号源の電圧波形が歪のない矩形波であっても、負荷抵抗
RLの両端に現れる出力信号の電圧波形にはいわゆるサ
グが発生してしまう。また、信号源抵抗Rを5Ωにすれ
ば、カットオフ周波数fcを0.3MHz程にすること
ができるが、それでも直流成分まで通すことは不可能で
ある。また、信号源抵抗Rを5Ωとすると、図11に示
すように、遅延特性が劣化してしまう。
サを用いた回路網で逆回路を構成することも試みられて
いるが、直流成分までは通せず、回路規模も大きくなる
ことから実用には至っていない。
帯域化し、回転トランスの特性に合わせたデータ信号を
作りだして、伝送しようとする方法もあるが、この場合
必要となる伝送帯域の上限が2倍になるため、高域遮断
により伝送信号の振幅が低下され、波形になまりが発生
するため、高い伝送レートへの適応ができなかった。
特性を補償するような有効な方法は、現在までなかっ
た。そのため、上述したような低域遮断特性を持つ回転
トランスを用いた系に、例えば、反転のない信号が続く
と、指数関数曲線で低域の振幅が減衰していく。そし
て、低域の振幅が、例えば差動増幅回路の入力のオフセ
ットやノイズレベルより小さくなると、2値化手段又は
波形整形手段の出力に正しいデータ信号が現れなくな
り、記録磁化反転のタイミングに狂いが生じ、最悪の場
合はデータ信号の欠落が発生し、記録磁化パターンに様
々な悪影響を与え、正しいデータ信号の記録ができなく
なる。
ものであり、回転トランスの低域遮断特性を補償し、直
流から高周波までの極めて広い帯域の伝送を実現するこ
とによって、正しいデータ信号の記録を行えるディジタ
ル信号記録回路の提供を目的とする。
信号記録回路は、データ信号とクロック信号とをそれぞ
れ回転トランスを介して伝送するディジタル信号記録回
路において、上記回転トランスにより伝送されたデータ
信号に対して量子化帰還を施す量子化帰還手段と、上記
量子化帰還手段により量子化帰還されたデータ信号を上
記回転トランスにより伝送されたクロック信号でラッチ
するラッチ手段とを有することを特徴として上記課題を
解決する。
は、上記回転トランスに供給するクロック信号の周波数
を分周する分周手段と、上記回転トランスによって伝送
された分周クロック信号の周波数を逓倍する逓倍手段と
を設けても良い。
り小さくすることが好ましい。
用のチャンネルを備え、一のチャンネルを介して伝送さ
れるクロック信号を、他の複数チャンネルを介して伝送
される複数のデータ信号をそれぞれラッチするために共
通に用いるようにしても良い
データ信号を2値化する2値化手段からの2値化出力を
差動で取り出して帰還させることが好ましい。
たデータ信号に対して量子化帰還を施し、この量子化帰
還されたデータ信号をラッチ手段が回転トランスにより
伝送されたクロック信号を用いてラッチするので、回転
トランスの低域遮断特性を補償することができ、直流か
ら高周波までの極めて広い帯域の伝送を実現することに
よって、正しいデータ信号の記録を行える。
の好ましいいくつかの実施例について、図面を参照しな
がら説明する。
路の第1実施例について、図1を参照しながら説明す
る。この図1は、第1実施例の概略構成を示すブロック
図である。この第1実施例においては、転送レート11
0Mbps(bits per second)で、NRZ無変調信号
を記録するので、データ信号の最高基本周波数は55M
Hzで、再生時の検出窓幅は9.09nsとなる。
は、図示しないディジタル信号処理系から最高基本周波
数55MHzのディジタルビデオ信号を入力端子1を介
して受け取る。このディジタルビデオ信号は、D−フリ
ップフロップ回路2のデータ端子Dに供給される。この
D−フリップフロップ回路2のクロック入力端子CLに
は、入力端子3を介して図示しないディジタル信号処理
系からクロック信号が供給される。このクロック信号の
周波数は、上記ビデオデータ信号の最高基本周波数55
MHzの2倍、すなわち110MHzである。
出力端子からデータ信号を出力する。これらのデータ信
号は、回転トランスのデータ用チャンネル4の1次側コ
アに供給される。
固定側である1次側のコアに供給されたデータ信号を回
転体側である2次側のコアに伝送する。このデータ用チ
ャンネル4によって、回転体側に伝送された伝送データ
信号は、回転トランスの特性により低域遮断され、かつ
伝送歪によりジッタを含んだデータ信号とされてしま
う。この低域遮断され、かつ伝送歪によりジッタが含ま
されたデータ信号は、差動増幅回路5を介して加算器6
に供給される。
値化処理あるいは波形整形処理する例えばスライサ7の
ような2値化手段に供給される。このスライサ7は、入
力した伝送データ信号が所定のレベルを越えたか越えな
いかによって、該伝送データ信号を離散量的に、すなわ
ち2値化信号に変換する。この2値化信号に変換された
伝送データ信号は、回転トランスのデータ用チャンネル
4により、低域遮断され、かつ伝送歪によりジッタを含
んだデータ信号を2値化した信号である。そして、この
2値化信号は、量子化帰還回路8に供給される。
1と差動増幅回路25とを抵抗22及び23とを並列に
接続するようにして2本の信号線で接続すると共に、こ
れら2本の信号線間にコンデンサ24を外付けするよう
に構成されている。これは、条件に応じて時定数を変え
ることができるようにするためである。また、外乱の影
響を低減することができるようにするためでもあるが、
帰還量の制御やバイパスを容易にもしている。すなわ
ち、2本の信号線にそれぞれ抵抗22と、抵抗23を挿
入することにより、この抵抗22及び23で帰還量を制
御することができ、種々の入力振幅に対応できる。ま
た、2本の信号線を導線で短絡することで帰還量を0と
し、量子化帰還を禁止することができる。
な構成とされてもよい。すなわち、図2の(A)に示す
ように、直列に接続した差動増幅回路26とコイル27
と差動増幅回路29と、コイル27と差動増幅回路29
との間に一端を接続し他端を接地した抵抗28とにより
構成されてもよい。また、図2の(B)に示すように、
直列に接続した差動増幅回路30と抵抗31と差動増幅
回路33と、抵抗31と差動増幅回路33の間に一端を
接続し他端を接地したコンデンサ32とにより構成され
てもよい。
タ信号は、加算器6に供給される。加算器6には、上述
したように回転トランスのデータ用チャンネル4によ
り、低域遮断され、かつジッタが含まされたデータ信号
が供給されているが、量子化帰還回路8で量子化された
データ信号と加算されることにより、低域遮断が補償さ
れたデータ信号となる。
インダクタンスと増幅回路系の抵抗値の積として求めら
れる時定数を、抵抗22及び23と、コンデンサ24で
作っている。すなわち、回転トランスが1次のハイパス
フィルタ(HPF)のフィルタ特性を有するのに対し、
この量子化帰還回路8は上記HPFと相補的なローパス
フィルタ(LPF)のフィルタ特性を有する。このた
め、加算器6は、低域が遮断されたデータ信号と、この
低域が遮断されたデータ信号の高域を遮断したデータ信
号すなわち波形がなまった信号とを加算し、回転トラン
スのデータ用チャンネル4によって伝送される前の低域
遮断のないデータ信号と波形が同じデータ信号をスライ
サ7に供給する。
信号は、スライサ7により2値化され、ラッチ手段であ
るD−フリップフロップ回路9のデータ端子Dに供給さ
れる。
速動作で駆動できるので、この第1実施例のディジタル
信号記録回路における消費電力は、無視できるほどに少
ない。
化帰還は、上述したように上記図1に構成を示した回路
構成によって制御できるが、該量子化帰還を100%か
けて、低域遮断されたデータ信号を完全に補償するため
には、充分な波形等化が必要となる。これはジッタを完
全になくすことがその主な理由であるが、高域の劣化で
振幅が充分でないと、入力信号で反転できず、出力が張
り付くという欠点が生じてしまうのを防ぐためである。
100%ではなく、例えば50%にすると、ジッタは残
るものの直流からの広帯域伝送が可能となる。図3に、
図1に示した量子化帰還回路8にて回転トランスによっ
て伝送されたデータ信号に対し、量子化帰還量を変えた
場合の実測遅延時間の変化の様子を示し、量子化帰還量
と伝送帯域との関係を説明する。
波数を、縦軸は出力された波形のゼロクロス点の遅延時
間を示している。量子化帰還の割合が0%、すなわち帰
還をかけていないときには、1MHz以下が遮断されて
いる。一方、量子化帰還の割合が100%のときには、
低域まで時間差なく伝送できる。しかし、このとき、振
幅不足から100MHz以上の高域は遮断されてしまっ
ている。ばらつきや温度特性を考慮すると、この量子化
帰還回路8では、周波数が55MHz以上の信号を遮断
してしまう可能性がある。これに対し、量子化帰還の割
合が50%のときには、高域と低域で遅延時間に差が生
じジッタを含んでしまうものの、低域から150MHz
という高域まで伝送することができる。この50%の量
子化帰還は、例えば入力振幅200mVppに対して帰
還信号の振幅、すなわちスライサの出力レベルを、10
0mVppとすることで実現できる。
録回路では、量子化帰還回路8にある程度のジッタを残
留させながらも、広い帯域の伝送を可能とさせ、残った
ジッタの低減には他の手段をとることとした。
上記ジッタを低減するため、入力端子3を介したクロッ
ク信号を分周回路10にも供給する。
2とすることで、クロック信号の周波数を1/2倍す
る。すなわち、入力端子3から供給された周波数110
MHzのクロック信号は、分周回路10によって、周波
数55MHzの分周クロック信号とされる。このよう
に、分周回路10によって分周されることにより、デー
タ信号の最高基本周波数と同じ周波数にされたクロック
信号は、本質的にデータ信号と遅延時間を揃えることに
なる。このため、これらの遅延時間の管理が容易にな
り、個々の時間差を縮めるための調整が不要となる。ま
た、クロック信号は単一周波数であるため、簡単な1次
系のフィルタで遅延時間が変えられるが、周波数を分周
回路10により下げたことで、その可変範囲が広がり、
遅延時間差の最適化が容易になる。また、クロック信号
の周波数が下がるため、伝送波形を改善でき、さらに、
回転トランス及びその周辺に配線された各種の信号線へ
のクロストークを減らすことができる。
は、上述したようにビデオデータ信号の最高基本周波数
と同じ値である。この分周クロック信号は、回転トラン
スのデータ用チャンネル4とは異なるクロック用チャン
ネル11の1次側のコアに供給される。
11は、固定側に巻かれた1次側コアに供給された分周
クロック信号を回転体側に巻かれた2次側コアに伝送す
る。ここで、分周クロックは、単一周波数であるため、
遅延してもジッタを生じさせない。このクロック用チャ
ンネル11によって、回転体側に伝送された分周クロッ
ク信号は、差動増幅回路12を介して、入力した信号を
2値化処理する2値化手段である例えばスライサ13及
びレベル検出回路14に供給される。
して、ハイ(H)レベルと、ロー(L)レベルの論理信
号に変換する。このHレベル、Lレベルの論理信号は、
逓倍回路15に供給される。
うな回路で構成されている。すなわち、逓倍回路は、一
般的に、抵抗RとコンデンサCよりなる積分回路と、エ
クスクルーシブORゲート42から構成されている。こ
の逓倍回路の一般的な逓倍動作を図5の波形図を用いて
説明しておく。
されたクロックパルス信号S1は、積分回路に供給され
る。この積分回路は、上述したように抵抗Rとコンデン
サCからなり、のこぎり波信号S2を生々する。クロッ
クパルス信号S1とのこぎり波信号S2は、エクスクル
ーシブORゲート42に供給される。エクスクルーシブ
ORゲート42は、そのしきい値Thを基準として
“0”及び“1”を区別する。このため、エクスクルー
シブORゲート42は、クロックパルス信号S1の2倍
の周波数の出力パルス信号S3を出力する。この逓倍回
路25の出力パルス信号S3は、デューティ比a/bで
あり、出力端子43から出力される。
用いてこの第1実施例のディジタル信号記録回路では、
スライサ13の出力信号を周波数が2倍のクロック信号
としている。この周波数が2倍のクロック信号は、分周
回路10に入力される前のクロックと同一の周波数とな
る。したがって、この逓倍回路15によって容易に、本
来、データ信号をラッチする際の正しいタイミングのク
ロック信号が広い帯域に亘って再現できる。また、この
逓倍回路15は、簡単な構成であるので、この第1実施
例のディジタル信号記録回路の回路規模を小さくするの
を助ける。
信号は、ラッチ手段であるD−フリップフロップ回路9
のクロック入力端子CLに同期化クロックとして供給さ
れる。
ようにラッチ手段であり、データ端子Dにスライサ7か
ら供給された伝送データ信号を、各クロック入力端子C
Lに逓倍回路15から供給されたクロック信号でラッチ
することにより、ジッタの除去されたデータ信号を出力
端子から出力する。このようにして、第1実施例のディ
ジタル信号記録回路は、量子化帰還回路8を中心とした
系とは別の系にて、ジッタを低減することができる。
端子は、切り換え回路16の被選択端子16bに接続さ
れている。
路12から供給される分周クロック信号レベルを検出
し、その検出レベルの有無に応じて切り換え回路16の
切り換えを制御する。このレベル検出回路14は、例え
ば、全波整流回路によって構成されている。また、切り
換え回路16は、上述した被選択端子16bと、D−フ
リップフロップ回路9を介さない伝送データ信号が供給
される被選択端子16aと、これらの被選択端子に切り
換え接続される可動片16cにより構成されている。
ク信号レベルを検出したとき、該レベル検出回路14は
切り換え回路16の可動片16cを被選択端子16bに
切り換え、差動増幅回路17にD−フリップフロップ回
路9で同期化されたジッタを含まないデータ信号を供給
する。すると、磁気ヘッド18により、図示しない磁気
テープに、低域遮断が補正され、かつジッタの影響を受
けないデータ信号が記録される。
クロック信号レベルを検出しないとき、該レベル検出回
路14は切り換え回路16の可動片16cを被選択端子
16aに切り換え、差動増幅回路17にD−フリップフ
ロップ回路9を介さない伝送データ信号を供給する。す
ると、磁気ヘッド18により、図示しない磁気テープ
に、低域遮断が補正されたデータ信号が記録される。
ロック信号のレベルの有無を検出し、その検出結果に応
じて、切り換え回路16の切り換えを制御し、適宜に磁
気ヘッド18から記録されるデータ信号を選択的に切り
換えているのは、クロック用チャンネル11から、例え
ば断線短絡等の影響により、分周クロックが供給されな
い場合においても、データ信号の記録を可能とするため
である。データ用チャンネル4は、一般的に、磁気ヘッ
ド18の数に対応して複数個存在し、例え1個がなんら
かの原因でデータ信号を伝送しなくなったとしても、全
くデータ信号記録ができなくなるものではない。これに
対して、クロック用チャンネル11は、1個のみ設けら
れ、その伝送されたクロックを他のチャンネルへ共通化
して供給しているので、該クロック用チャンネル4がな
んらかの原因でクロック信号を伝送しなくなると、全く
データ信号が記録されなくなる。そこで、レベル検出回
路14によって、クロック信号が伝送されてこないのを
検出したときには、D−フリップフロップ回路9を介さ
ない、伝送データ信号を磁気ヘッド16によって記録さ
せ、全くデータ信号が記録されないというような状態を
起こさせないようにしている。
号記録回路は、回転トランスのデータ用チャンネル4に
より伝送されたデータ信号に対して50%の量子化帰還
を施し、誤動作を防ぎつつ直流まで確実に通過させ、ま
た、分周回路10と逓倍回路15を有したクロック信号
伝送系からのクロック信号を用いて、伝送データ信号を
D−フリップフロップ回路9にてラッチし残留ジッタを
除去している。このため、この第1実施例のディジタル
信号記録回路は、直流から高周波までの極めて広い帯域
の伝送が、回転トランスを使用しながらも実現でき、高
品質のディジタル信号記録を可能とする。また、量子化
帰還だけで伝送信号の波形を完全に復元しようとするも
のではないので、回転トランスに対する合わせ込み調整
が不要となると共に等価回路を不要とする。また、変復
調器が不要であるため、低価格及び省電力化及び低価格
化を図ることができる。
されるクロック信号のレベルをレベル検出回路14で検
出することによって、クロック信号がクロック用チャン
ネル11から伝送されてこない状態を把握し、D−フリ
ップフロップ回路9からの低域遮断が補償され、かつジ
ッタが低減されたデータ信号を記録できないときには、
スライサ7からの低域遮断が補償されたデータ信号のみ
を磁気ヘッド18から記録することができるので、全く
データ信号の記録がないという状態を起こさせない。さ
らに、レベル検出回路14が検出するのは、分周回路に
よって例えば1/2倍に分周された周波数のクロック信
号であるので、該レベル検出回路14の動作周波数を低
くできるため、回路の実現が容易になり、消費電力を抑
えることもできる。
録回路は、本質的にデータ信号とクロック信号の遅延時
間を揃えるので、これらの遅延時間の管理が容易にな
り、個々の時間差を縮めるための調整が不要となる。ま
た、クロック信号は単一周波数であるため、簡単な1次
系のフィルタで遅延時間が変えられるが、周波数を分周
回路により下げたことで、その可変範囲が広がり、遅延
時間差の最適化が容易になる。また、クロック信号の周
波数が下がるため、伝送波形を改善でき、また、回転ト
ランス及びその周辺に配線された各種の信号線へのクロ
ストークが減る。
用の低速ロジック回路のクロックや、回転消去ヘッド用
の交流消去信号は、クロック信号から分周して作るが、
この実施例に係るディジタル信号記録回路では、予め分
周回路によってある程度まで分周しているので、回転ド
ラム上で新たに分周する回路を省くことができる。
録回路のクロック用チャンネル11に伝送されたクロッ
ク信号は、共用クロックとして他の複数のデータ用チャ
ンネルが伝送した伝送データ信号をラッチする際に用い
られてもよい。
号記録回路は、図6に示すようなディジタル信号記録再
生回路に適用されてもよい。この図6に示すディジタル
信号記録再生回路は、ディジタル信号の記録と共に再生
を行う回路である。
記録再生回路は、ディジタル信号処理系81からのディ
ジタル信号を記録する場合、回転トランス82のクロッ
ク用チャンネル82aが伝送したクロック信号を、回転
トランス82のデータ用チャンネル82b,82c,8
2d及び82eが伝送したデータ信号のラッチに共用し
て用いている。このクロック信号を共用して行われるラ
ッチは、上記図1にて破線で囲んだ領域35と同様の信
号処理を行う領域(2値化手段+量子化帰還手段+ラッ
チ手段+レベル検出手段+切り換え手段)86a、86
b,86c及び86dにて行われている。そして、領域
86aには、データ用チャンネル82b及び82cに対
応する記録ヘッドR1A及びR2Aが接続されている。
また、領域86bには、データ用チャンネル82d及び
82eに対応する記録ヘッドR3A及びR4Aが接続さ
れている。一方、領域86cには、データ用チャンネル
82b及び82cに対応し上記記録ヘッドR1A及びR
2Aと回転ドラム上で180度対向するように設けられ
た記録ヘッドR1B及びR2Bが接続されている。ま
た、領域86dには、データ用チャンネル82d及び8
2eに対応し上記記録ヘッドR3A及びR4Aと回転ド
ラム上で180度対向するように設けられた記録ヘッド
R3B及びR4Bが接続されている。例えば、記録ヘッ
ドR1Aと記録ヘッドR1Bは、タイミング制御回路8
4によってデータ信号の供給タイミングが制御される。
再生回路は、図示しない磁気テープからそれぞれ回転ド
ラム上で180度対向されて対となっている再生ヘッド
PB1AとPB1B,PB2AとPB2B、PB3Aと
PB3B、PB4AとPB4Bによって、データ信号を
読み取る。この読み取られたデータ信号は、信号処理部
88に供給される。この信号処理部88は、タイミング
制御回路84から供給されるクロック信号を基に読み取
られたデータ信号に所定の信号処理を施し、このデータ
信号を回転トランス87の再生データチャンネル87
a,87b,87c及び87dに供給する。そして、各
再生データ用チャンネル87a,87b,87c及び8
7dは、ディジタル信号処理系81に再生データ信号を
伝送する。
路の第2実施例について、図7を参照しながら説明す
る。なお、この第2実施例のディジタル信号記録回路が
上述した第1実施例のディジタル信号記録回路と異なる
のは、ラッチ手段であるD−フリップフロップ回路9の
出力端子から出力される信号、すなわち低域遮断が補償
され、かつジッタの影響のないデータ信号のみが磁気ヘ
ッド18に供給される点である。すなわち、この第2実
施例は、常時、広い帯域の、かつジッタの影響のないデ
ータ信号を磁気ヘッド18から磁気テープに記録するこ
とができる。
路の第3実施例について、図8を参照しながら説明す
る。なお、この第3実施例のディジタル信号記録回路が
上述した第1実施例のディジタル信号記録回路と異なる
のは、入力端子3から供給されたクロック信号を分周す
ることなく、クロック用チャンネル11で回転体側であ
る2次側に伝送している点である。このため、この第3
実施例では、分周回路及び逓倍回路を不要としている。
なお、他の構成は、上述した第1実施例と同様であるの
でここでは説明を省略する。
信号記録回路は、単一周波数のクロック信号をデータ伝
送用チャンネル4とは異なるクロック用チャンネル11
で伝送し、D−フリップフロップ回路9にての同期化に
用いるので、ジッタの影響の少ない、伝送信号を記録す
ることができる。また、クロック用チャンネル11から
伝送されるクロック信号のレベルをレベル検出回路14
で検出することによって、クロック信号がクロック用チ
ャンネル11から伝送されていない状態を把握し、広い
帯域の、かつジッタの影響のないデータ信号を記録でき
ないときには、広い帯域のデータ信号のみを磁気ヘッド
18から記録することができるので、全くデータ信号の
記録がないという状態を起こさせない。
路は、上述した各実施例のディジタル信号記録回路にの
み限定されるものではない。
路ではラッチ手段であるD−フリップフロップ回路で用
いられる同期化のためのクロック信号を回転トランスに
よって伝送させて得ているが、回転体側でデータ信号の
変化点を抽出し、そのタイミングを平均化することによ
ってクロックを再現して得てもよい。
た各実施例のようにスライサの出力からでなく、他のフ
リップフロップ回路の出力から得ることも可能である。
また、上述した各実施例では、低域遮断を補償するため
の信号をフィードバックしているが、フォードフォワー
ドによっても同様の効果を得ることができる。
帰還率を0.5としていたが、1より小であれば、残留
ジッタ低減のための回路との兼ね合いにより、他の値を
とってもよい。
ディジタル信号記録回路の逓倍回路においては、その逓
倍を2倍としているが、これに限定されるものではな
く、分周回路に対応するように整数倍であればよい。ま
た、逓倍回路は、積分回路と排他的論理和回路との組合
せによってのみ構成されるものではなく、PLLや高調
波選択増幅回路を用いてもよい。
ル信号記録回路では、D−フリップフロップ回路に逓倍
され正しい周波数に戻されたクロック信号を入力し、伝
送データ信号を同期化しているが、両エッジ型のフリッ
プフロップ回路を使えば、逓倍回路を使用しなくとも伝
送データ信号の同期化が可能となる。
伝送を検出したときに、D−フリップフロップ回路にて
同期化された広帯域、かつジッタのない伝送データ信号
ではなく、D−フリップフロップ回路を介さない残留ジ
ッタの存在する伝送データ信号を出力するように切り換
えられる切り換え手段としては、上記切り換え回路のみ
に限定されるものではない。すなわち、D−フリップフ
ロップ回路のマスター部とスレーブ部に供給するクロッ
ク信号を同相にし、伝送データ信号を筒抜け状態にする
ことで、同期化を禁止し、データ用回転トランスが伝送
してきたジッタを含む伝送データ信号を出力するような
手段を用いてもよい。
有してのみ構成するものではなく、半波整流回路や、ヒ
ステリシス付きのゲートを用いたり、ピーク検出回路を
用いて構成してもよい。
トランスにより伝送されたデータ信号を2値化する2値
化手段としてスライサを用いているが、コンパレータを
2値化手段として用いて該データ信号を2値化してもよ
い。
号記録回路において、破線で囲んだ要部35、36及び
37は、集積回路によって構成してもよい。例えば、図
1を参照して説明した、差動増幅回路5、加算器6、ス
ライサ7及び13、量子化帰還回路8、D−フリップフ
ロップ回路9、切り換えスイッチ回路9、差動増幅回路
12及び17、レベル検出回路14、逓倍回路15(以
上、図1において破線で囲んだ部分30)を、1チャン
ネル分の記録回路を内蔵している一つの集積回路として
構成してもよい。また、逓倍回路を内蔵してしまうの
で、基板上のパターンも高い周波数のクロックを通す必
要がなくなり、タイミング信号の波形特性に有利なう
え、他の回路への干渉も減らすことができる。
は、データ信号とクロック信号とをそれぞれ回転トラン
スを介して伝送するディジタル信号記録回路において、
上記回転トランスにより伝送されたデータ信号に対して
量子化帰還を施す量子化帰還手段と、上記量子化帰還手
段により量子化帰還されたデータ信号を上記回転トラン
スにより伝送されたクロック信号でラッチするラッチ手
段とを有するので、回転トランスの低域遮断特性を補償
し、直流から高周波までの極めて広い帯域の伝送を実現
するでき、正しいデータ信号の記録を行える。
路は、回転トランスに周波数を分周したクロック信号を
供給する分周手段と、上記回転トランスによって伝送さ
れた分周クロック信号の周波数を逓倍する逓倍手段とを
設けるので、ジッタを低減することができる。
施例の概略構成を示すブロック図である。
いられる量子化帰還回路の他の具体的な回路図である。
変化させたときの特性図である。
いられる逓倍回路の具体的な回路図である。
波形図である。
録再生回路の概略構成を示すブロック図である。
回路の概略構成を示すブロック図である。
回路の概略構成を示すブロック図である。
示すブロック図である。
の遅延特性図である。
Claims (5)
- 【請求項1】 データ信号とクロック信号とをそれぞれ
回転トランスを介して伝送するディジタル信号記録回路
において、 上記回転トランスにより伝送されたデータ信号に対して
量子化帰還を施す量子化帰還手段と、 上記量子化帰還手段により量子化帰還されたデータ信号
を上記回転トランスにより伝送されたクロック信号でラ
ッチするラッチ手段とを有することを特徴とするディジ
タル信号記録回路。 - 【請求項2】 上記回転トランスに供給するクロック信
号の周波数を分周する分周手段と、上記回転トランスに
よって伝送された分周クロック信号の周波数を逓倍する
逓倍手段とを設けることを特徴とする請求項1記載のデ
ィジタル信号記録回路。 - 【請求項3】 上記量子化帰還手段の帰還率を1より小
さくすることを特徴とする請求項1記載のディジタル信
号記録回路。 - 【請求項4】 上記回転トランスは複数の信号伝送用の
チャンネルを備え、一のチャンネルを介して伝送される
クロック信号を、他の複数チャンネルを介して伝送され
る複数のデータ信号をそれぞれラッチするために共通に
用いることを特徴とする請求項1記載のディジタル信号
記録回路。 - 【請求項5】 上記量子化帰還手段は、伝送されたデー
タ信号を2値化する2値化手段からの2値化出力を差動
で取り出して帰還させることを特徴とする請求項1記載
のディジタル信号記録回路。
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1994
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