JP3229900B2 - 水晶発振器 - Google Patents
水晶発振器Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は反転増幅器を用いる水晶
発振器の構成に関する。
発振器の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンピーュタや画像処理用電子機器など
に対する動作の高速化の要求は、年々強くなってきてい
る。これらの電子機器は、システムの内部に発振周波数
の安定な基準信号源を有し、この基準信号源からの信号
によって、各回路の動作のタイミングを制御している。
したがって、これらの電子機器の動作を高速にするため
には、基準信号源の発振周波数を高くする必要がある。
に対する動作の高速化の要求は、年々強くなってきてい
る。これらの電子機器は、システムの内部に発振周波数
の安定な基準信号源を有し、この基準信号源からの信号
によって、各回路の動作のタイミングを制御している。
したがって、これらの電子機器の動作を高速にするため
には、基準信号源の発振周波数を高くする必要がある。
【０００３】電子機器の中の基準信号源として、もっと
も多用されているのは水晶発振器であり、通常はＡＴ板
と呼ばれる水晶振動子を用いて発振器を構成している。
も多用されているのは水晶発振器であり、通常はＡＴ板
と呼ばれる水晶振動子を用いて発振器を構成している。
【０００４】ＡＴ板の水晶振動子は、厚さが薄ければ薄
いほど発振周波数が高いという特徴があるが、同時に厚
さが薄くなればなるほど、工業的に量産は難しいという
側面も有している。現在の工業技術においては、発振周
波数が３０ＭＨｚ程度のＡＴ板の水晶振動子が、量産に
おける限界となっている。
いほど発振周波数が高いという特徴があるが、同時に厚
さが薄くなればなるほど、工業的に量産は難しいという
側面も有している。現在の工業技術においては、発振周
波数が３０ＭＨｚ程度のＡＴ板の水晶振動子が、量産に
おける限界となっている。
【０００５】しかしながら、最近の電子機器の要求する
基準信号源の発振周波数としては、５０ＭＨｚや１００
ＭＨｚなどという高い周波数になっており、基本波を用
いたＡＴ板の水晶発振器では対応ができなくなってきて
いる。そこで、ＡＴ板の水晶振動子の基本波を用いるの
ではなく、基本波の３倍の周波数で発振させる水晶発振
器が注目を集めている。このような水晶発振器は、３次
オーバートーン型水晶発振器と呼ばれている。
基準信号源の発振周波数としては、５０ＭＨｚや１００
ＭＨｚなどという高い周波数になっており、基本波を用
いたＡＴ板の水晶発振器では対応ができなくなってきて
いる。そこで、ＡＴ板の水晶振動子の基本波を用いるの
ではなく、基本波の３倍の周波数で発振させる水晶発振
器が注目を集めている。このような水晶発振器は、３次
オーバートーン型水晶発振器と呼ばれている。
【０００６】３次オーバートーン型水晶発振器は、基本
波での発振を抑制し、基本波の３倍の周波数で発振する
ように何らかの工夫が必要であり、発振回路の帰還抵抗
を小さくすることによってオーバートーンモードでの発
振が可能であることが、たとえば下記の学会にて報告さ
れている。
波での発振を抑制し、基本波の３倍の周波数で発振する
ように何らかの工夫が必要であり、発振回路の帰還抵抗
を小さくすることによってオーバートーンモードでの発
振が可能であることが、たとえば下記の学会にて報告さ
れている。
【０００７】電子情報通信学会創立７０周年記念総合全
国大会 ５０７ 「ＣＭＯＳオーバートーン水晶発振
器」 土岐 政弘 服部 伸一 １９８７年
国大会 ５０７ 「ＣＭＯＳオーバートーン水晶発振
器」 土岐 政弘 服部 伸一 １９８７年
【０００８】以下図面を用いて従来の３次オーバートー
ン型水晶発振器の構成を説明する。図３は発振インバー
タと帰還抵抗と水晶振動子、およびコンデンサとを用い
た従来の構成の３次オーバートーン型水晶発振器におけ
る発振回路部分を示す回路図である。水晶発振器には、
発振回路以外に出力バッファなどが含まれるが、それら
については詳細な説明を省略する。
ン型水晶発振器の構成を説明する。図３は発振インバー
タと帰還抵抗と水晶振動子、およびコンデンサとを用い
た従来の構成の３次オーバートーン型水晶発振器におけ
る発振回路部分を示す回路図である。水晶発振器には、
発振回路以外に出力バッファなどが含まれるが、それら
については詳細な説明を省略する。
【０００９】図３に示すように、発振インバータ１と帰
還抵抗３と水晶振動子５とを並列に接続し、それらの接
続点と電源との間に、コンデンサ７およびコンデンサ９
をそれぞれ接続している。
還抵抗３と水晶振動子５とを並列に接続し、それらの接
続点と電源との間に、コンデンサ７およびコンデンサ９
をそれぞれ接続している。
【００１０】前述の文献によれば、帰還抵抗３の値をあ
る限度以下にすると、基本波での発振ができなくなり、
オーバートーンモードで発振するようになる。その限度
の抵抗値は、使用する水晶振動子１の基本波の周波数に
よって決まり、基本波の周波数が高いほど、その基本波
で発振できなくなる限度の抵抗値は小さくなる。たとえ
ば基本波の周波数が１０ＭＨｚ程度の水晶振動子の場
合、基本波での発振ができなくなる限度の帰還抵抗３の
値は約３０ｋΩである。
る限度以下にすると、基本波での発振ができなくなり、
オーバートーンモードで発振するようになる。その限度
の抵抗値は、使用する水晶振動子１の基本波の周波数に
よって決まり、基本波の周波数が高いほど、その基本波
で発振できなくなる限度の抵抗値は小さくなる。たとえ
ば基本波の周波数が１０ＭＨｚ程度の水晶振動子の場
合、基本波での発振ができなくなる限度の帰還抵抗３の
値は約３０ｋΩである。
【００１１】そこで図３に示す従来の３次オーバートー
ン型水晶発振器においては、たとえば３６ＭＨｚの発振
周波数を得る場合は、水晶振動子１の基本波を１２ＭＨ
ｚとし、帰還抵抗３の抵抗値を３０ｋΩ以下に設定し
て、３次のオーバートーンモードでの発振を実現してい
た。
ン型水晶発振器においては、たとえば３６ＭＨｚの発振
周波数を得る場合は、水晶振動子１の基本波を１２ＭＨ
ｚとし、帰還抵抗３の抵抗値を３０ｋΩ以下に設定し
て、３次のオーバートーンモードでの発振を実現してい
た。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常の
ＡＴ板の水晶振動子は基本波の周波数で発振しようとす
る性質が強く、前述のように帰還抵抗３の値を小さくし
ただけでは、３次オーバートーンモードでの発振は困難
である。そのため発振インバータ１の駆動力を大きくす
ることで発振起動性を高くしたり、あるいは基本波より
も３次オーバートーンモードの方が発振しやすい特殊な
水晶振動子を用いたりしている。
ＡＴ板の水晶振動子は基本波の周波数で発振しようとす
る性質が強く、前述のように帰還抵抗３の値を小さくし
ただけでは、３次オーバートーンモードでの発振は困難
である。そのため発振インバータ１の駆動力を大きくす
ることで発振起動性を高くしたり、あるいは基本波より
も３次オーバートーンモードの方が発振しやすい特殊な
水晶振動子を用いたりしている。
【００１３】このような特殊な水晶振動子を用いた場合
でも、通常のＡＴ板の水晶振動子を基本波の周波数で発
振させる場合に比べて、発振しにくいことに変わりはな
く、やはり発振インバータ１の駆動力を大きくすること
よって発振起動性を高くしている。
でも、通常のＡＴ板の水晶振動子を基本波の周波数で発
振させる場合に比べて、発振しにくいことに変わりはな
く、やはり発振インバータ１の駆動力を大きくすること
よって発振起動性を高くしている。
【００１４】発振インバータの駆動力を大きくするとい
うことは、たとえばＭＯＳトランジスタで構成する発振
インバータならば、ＭＯＳトランジスタのチャネル長を
短くするか、あるいはチャネル幅を広くするということ
である。これらはいずれも発振インバータの貫通電流を
増大させ、発振回路の消費電流を増加させることにな
る。
うことは、たとえばＭＯＳトランジスタで構成する発振
インバータならば、ＭＯＳトランジスタのチャネル長を
短くするか、あるいはチャネル幅を広くするということ
である。これらはいずれも発振インバータの貫通電流を
増大させ、発振回路の消費電流を増加させることにな
る。
【００１５】すなわち従来の３次オーバートーン型水晶
発振器においては、発振起動性を高めるために駆動力の
大きい発振インバータを使用せざるを得ず、そのため消
費電流が多くなるという問題がある。
発振器においては、発振起動性を高めるために駆動力の
大きい発振インバータを使用せざるを得ず、そのため消
費電流が多くなるという問題がある。
【００１６】本発明の目的は上記課題点を解決し、従来
よりも消費電流の少ない３次オーバートーン型水晶発振
器を提供することである。
よりも消費電流の少ない３次オーバートーン型水晶発振
器を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の水晶発振器の構成は、第１のインバータの出
力を第２のインバータのゲートに接続し、この第２のイ
ンバータの出力を第３のインバータのゲートに接続し、
この第３のインバータの出力と第１のインバータのゲー
トとを、抵抗値が３０ｋΩ以下である帰還抵抗を介して
接続することにより反転増幅器を形成し、この反転増幅
器を発振回路に用いることを特徴としている。
に本発明の水晶発振器の構成は、第１のインバータの出
力を第２のインバータのゲートに接続し、この第２のイ
ンバータの出力を第３のインバータのゲートに接続し、
この第３のインバータの出力と第１のインバータのゲー
トとを、抵抗値が３０ｋΩ以下である帰還抵抗を介して
接続することにより反転増幅器を形成し、この反転増幅
器を発振回路に用いることを特徴としている。
【００１８】
【作用】発振回路の発振起動性を高くする方法には、前
述の発振インバータの駆動力を大きくすることのほか
に、反転増幅期の増幅率を大きくするという方法があ
る。本発明においては、従来の３次オーバートーン型水
晶発振器の発振インバータの役割を、３個のインバータ
の直列３段構成で実現している。
述の発振インバータの駆動力を大きくすることのほか
に、反転増幅期の増幅率を大きくするという方法があ
る。本発明においては、従来の３次オーバートーン型水
晶発振器の発振インバータの役割を、３個のインバータ
の直列３段構成で実現している。
【００１９】この３個のインバータの直列３段構成は、
それぞれのインバータの増幅作用の相乗効果により、き
わめて増幅率が高くなるため、１つ１つのインバータの
駆動力をそれほど大きくしなくても、３次オーバートー
ンモードでの発振が可能である。すなわち、貫通電流の
比較的少ないインバータで発振回路を構成することがで
き、発振回路の消費電流を少なくすることができる。
それぞれのインバータの増幅作用の相乗効果により、き
わめて増幅率が高くなるため、１つ１つのインバータの
駆動力をそれほど大きくしなくても、３次オーバートー
ンモードでの発振が可能である。すなわち、貫通電流の
比較的少ないインバータで発振回路を構成することがで
き、発振回路の消費電流を少なくすることができる。
【００２０】さらに本発明においては、それぞれのイン
バータの波形整形効果が、発振回路の消費電流を減少さ
せることに大きく寄与している。インバータの消費電流
は、貫通電流と充放電電流との和であるが、このうち貫
通電流は発振に寄与しない無駄な電流であるから、でき
る限り減らすことが望ましい。
バータの波形整形効果が、発振回路の消費電流を減少さ
せることに大きく寄与している。インバータの消費電流
は、貫通電流と充放電電流との和であるが、このうち貫
通電流は発振に寄与しない無駄な電流であるから、でき
る限り減らすことが望ましい。
【００２１】インバータの貫通電流は、ゲートへの入力
電圧が反転電圧付近にあるときに最も多くなるから、正
弦波などのように反転電圧付近をゆっくりと横切るよう
な波形がゲートに入力された場合は貫通電流が多く、矩
形波のように反転電圧を瞬間的に横切るような波形がゲ
ートに入力された場合は貫通電流が少ない。
電圧が反転電圧付近にあるときに最も多くなるから、正
弦波などのように反転電圧付近をゆっくりと横切るよう
な波形がゲートに入力された場合は貫通電流が多く、矩
形波のように反転電圧を瞬間的に横切るような波形がゲ
ートに入力された場合は貫通電流が少ない。
【００２２】本発明の構成においては、第１のインバー
タのゲートに入力する波形は正弦波であるが、第１のイ
ンバータの波形整形効果によって第１のインバータの出
力、すなわち第２のインバータの入力は矩形波に近くな
り、さらに第２のインバータの波形整形効果によって、
第３のインバータの入力はより矩形波に近くなる。した
がって、第２のインバータと第３のインバータの貫通電
流は非常に少ない。
タのゲートに入力する波形は正弦波であるが、第１のイ
ンバータの波形整形効果によって第１のインバータの出
力、すなわち第２のインバータの入力は矩形波に近くな
り、さらに第２のインバータの波形整形効果によって、
第３のインバータの入力はより矩形波に近くなる。した
がって、第２のインバータと第３のインバータの貫通電
流は非常に少ない。
【００２３】
【実施例】以下図面により本発明の一実施例を詳述す
る。図１は本発明の構成における水晶発振器の発振回路
部分を示す一実施例である。図１において、従来の構成
を示す図３と同一要素には同一番号を付し、説明を省略
する。また出力バッファなど発振回路以外の部分につい
ては、詳細な説明を省略する。
る。図１は本発明の構成における水晶発振器の発振回路
部分を示す一実施例である。図１において、従来の構成
を示す図３と同一要素には同一番号を付し、説明を省略
する。また出力バッファなど発振回路以外の部分につい
ては、詳細な説明を省略する。
【００２４】図１に示すように、第１のインバータ１１
の出力を、第２のインバータ１３のゲートに接続し、第
２のインバータ１３の出力を、第３のインバータ１５の
ゲートに入力する。さらに第３のインバータ１５の出力
と、第１のインバータ１１のゲートとの間に、３０ｋΩ
以下の帰還抵抗３を接続して反転増幅器を形成する。
の出力を、第２のインバータ１３のゲートに接続し、第
２のインバータ１３の出力を、第３のインバータ１５の
ゲートに入力する。さらに第３のインバータ１５の出力
と、第１のインバータ１１のゲートとの間に、３０ｋΩ
以下の帰還抵抗３を接続して反転増幅器を形成する。
【００２５】この帰還抵抗３に並列に水晶振動子５を接
続し、これらの接続点と電源とのあいだにコンデンサ７
およびコンデンサ９を接続して発振回路を構成する点
は、従来の水晶発振器と同様である。
続し、これらの接続点と電源とのあいだにコンデンサ７
およびコンデンサ９を接続して発振回路を構成する点
は、従来の水晶発振器と同様である。
【００２６】図１に示す実施例の、発振回路全体の消費
電流は、３つのインバータそれぞれの貫通電流と充放電
電流との和である。このうち貫通電流の低減によって、
本発明の目的である消費電流の低減が達成されてること
を以下に説明する。
電流は、３つのインバータそれぞれの貫通電流と充放電
電流との和である。このうち貫通電流の低減によって、
本発明の目的である消費電流の低減が達成されてること
を以下に説明する。
【００２７】まず充放電電流について説明する。第１の
インバータ１１は、第２のインバータ１３のゲートを駆
動しているだけであり、また第２のインバータ１３は第
３のインバータ１５のゲートを駆動しているだけである
から、第１のインバータ１１と第２のインバータ１３と
の充放電電流は非常に小さい。第３のインバータ１５の
充放電電流は、水晶振動子などの負荷を駆動するために
必要不可欠な電流であり、従来例と同じ大きさになって
いる。
インバータ１１は、第２のインバータ１３のゲートを駆
動しているだけであり、また第２のインバータ１３は第
３のインバータ１５のゲートを駆動しているだけである
から、第１のインバータ１１と第２のインバータ１３と
の充放電電流は非常に小さい。第３のインバータ１５の
充放電電流は、水晶振動子などの負荷を駆動するために
必要不可欠な電流であり、従来例と同じ大きさになって
いる。
【００２８】したがって、図１に示した実施例において
は、第１のインバータ１１と第２のインバータ１３の充
放電電流分だけ、わずかではあるが従来例よりも充放電
電流は増加している。
は、第１のインバータ１１と第２のインバータ１３の充
放電電流分だけ、わずかではあるが従来例よりも充放電
電流は増加している。
【００２９】次に貫通電流について説明する。第１のイ
ンバータ１１のゲートに入力する信号は、第１のインバ
ータ１１で増幅されるのみならず、第２のインバータ１
３でも増幅され、さらに第３のインバータ１５でも増幅
される。
ンバータ１１のゲートに入力する信号は、第１のインバ
ータ１１で増幅されるのみならず、第２のインバータ１
３でも増幅され、さらに第３のインバータ１５でも増幅
される。
【００３０】したがって、図１の構成による反転増幅器
は増幅率がきわめて高く、第１のインバータ１１と第２
のインバータ１３、および第３のインバータ１５の駆動
力が小さくても、３次オーバートーンモードでの発振が
可能である。
は増幅率がきわめて高く、第１のインバータ１１と第２
のインバータ１３、および第３のインバータ１５の駆動
力が小さくても、３次オーバートーンモードでの発振が
可能である。
【００３１】前述のように、駆動力が小さいインバータ
は貫通電流が小さいから、図１の構成の各インバータ
は、従来例における発振インバータに比べ、それぞれ貫
通電流を小さくすることができる。
は貫通電流が小さいから、図１の構成の各インバータ
は、従来例における発振インバータに比べ、それぞれ貫
通電流を小さくすることができる。
【００３２】また第１のインバータ１１のゲートに入力
する信号波形は、水晶振動子５によって制約されている
ので正弦波であるが、第１のインバータ１１の波形整形
効果によって、第２のインバータ１３のゲートの入力波
形は矩形波に近くなり、さらに第２のインバータ１３の
波形整形効果によって、第３のインバータ１５のゲート
の入力波形はほぼ矩形波になる。
する信号波形は、水晶振動子５によって制約されている
ので正弦波であるが、第１のインバータ１１の波形整形
効果によって、第２のインバータ１３のゲートの入力波
形は矩形波に近くなり、さらに第２のインバータ１３の
波形整形効果によって、第３のインバータ１５のゲート
の入力波形はほぼ矩形波になる。
【００３３】したがって、前述のように、第２のインバ
ータ１３と第３のインバータ１５との貫通電流は非常に
小さく、発振回路全体の貫通電流は、ほぼ第１のインバ
ータ１１の貫通電流に等しい。
ータ１３と第３のインバータ１５との貫通電流は非常に
小さく、発振回路全体の貫通電流は、ほぼ第１のインバ
ータ１１の貫通電流に等しい。
【００３４】以上の説明で明らかなように、図１に示し
た発振回路においては、従来例に比べ貫通電流の低減が
達成されており、このことが充放電電流のわずかな増加
を補って、全体として発振回路の消費電流の低減を果た
しているのである。
た発振回路においては、従来例に比べ貫通電流の低減が
達成されており、このことが充放電電流のわずかな増加
を補って、全体として発振回路の消費電流の低減を果た
しているのである。
【００３５】ところで前述のように、第１のインバータ
１１の波形整形効果により、第２のインバータ１３と第
３のインバータ１５とのゲートには、矩形波に近い信号
が入力している。
１１の波形整形効果により、第２のインバータ１３と第
３のインバータ１５とのゲートには、矩形波に近い信号
が入力している。
【００３６】そこで、少なくとも第２のインバータ１３
と第３のインバータ１５とを相補型電界効果（ＣＭＯ
Ｓ）トランジスタで形成すれば、これらのインバータは
動作の反転の時にのみ電流が流れることになり、より一
層の消費電流の低減が達成できる。これが本発明の第２
の特徴である。
と第３のインバータ１５とを相補型電界効果（ＣＭＯ
Ｓ）トランジスタで形成すれば、これらのインバータは
動作の反転の時にのみ電流が流れることになり、より一
層の消費電流の低減が達成できる。これが本発明の第２
の特徴である。
【００３７】次に本発明の他の実施例により、本発明の
第３および第４の特徴を説明する。図２は本発明の構成
における水晶発振器の発振回路部分を示す一実施例であ
り、図１における３つのインバータをすべてＣＭＯＳト
ランジスタで形成したものである。図２において、第１
の実施例を示す図１と同一要素には同一番号を付し、説
明を省略する。また出力バッファなど発振回路以外の部
分については、詳細な説明を省略する。
第３および第４の特徴を説明する。図２は本発明の構成
における水晶発振器の発振回路部分を示す一実施例であ
り、図１における３つのインバータをすべてＣＭＯＳト
ランジスタで形成したものである。図２において、第１
の実施例を示す図１と同一要素には同一番号を付し、説
明を省略する。また出力バッファなど発振回路以外の部
分については、詳細な説明を省略する。
【００３８】図２に示すように、第１のＰチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ１７と第１のＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ１９とで第１のインバータ１１を構成し、第２のＰ
チャネルＭＯＳトランジスタ２１と第２のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２３とで第２のインバータ１３を構成
し、第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２５と第３の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２７とで第３のインバー
タ１５を構成する。
Ｓトランジスタ１７と第１のＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ１９とで第１のインバータ１１を構成し、第２のＰ
チャネルＭＯＳトランジスタ２１と第２のＮチャネルＭ
ＯＳトランジスタ２３とで第２のインバータ１３を構成
し、第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２５と第３の
ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２７とで第３のインバー
タ１５を構成する。
【００３９】ここで各々のＭＯＳトランジスタの大きさ
を異ならせる。これは後述するように、チャネル長ある
いはチャネル幅を異なるように構成する。その他の構成
は、図１と同様である。
を異ならせる。これは後述するように、チャネル長ある
いはチャネル幅を異なるように構成する。その他の構成
は、図１と同様である。
【００４０】図１の実施例の説明において述べたよう
に、水晶振動子５などの負荷を駆動しているのは第３の
インバータ１５のみである。第２のインバータ１３は第
３のインバータ１５のゲートを駆動しているだけであ
り、また第１のインバータ１１は第２のインバータ１３
のゲートを駆動しているだけである。
に、水晶振動子５などの負荷を駆動しているのは第３の
インバータ１５のみである。第２のインバータ１３は第
３のインバータ１５のゲートを駆動しているだけであ
り、また第１のインバータ１１は第２のインバータ１３
のゲートを駆動しているだけである。
【００４１】このような構成をＣＭＯＳインバータによ
って形成した場合には、通常前段のインバータの駆動力
は後段のインバータの駆動力の１／４以下でよいことが
知られている。
って形成した場合には、通常前段のインバータの駆動力
は後段のインバータの駆動力の１／４以下でよいことが
知られている。
【００４２】したがって、第２のインバータ１３の駆動
力を第３のインバータ１５の駆動力の１／４以下にする
ことができ、さらに第１のインバータ１１の駆動力を第
２のインバータ１３の駆動力の１／４以下にすることが
できる。
力を第３のインバータ１５の駆動力の１／４以下にする
ことができ、さらに第１のインバータ１１の駆動力を第
２のインバータ１３の駆動力の１／４以下にすることが
できる。
【００４３】すなわち本発明においては、第１のインバ
ータ１１の駆動力を非常に小さくすることが可能であ
る。
ータ１１の駆動力を非常に小さくすることが可能であ
る。
【００４４】前述のように駆動力の小さいインバータは
貫通電流も小さいから、第１のインバータ１１の駆動力
を非常に小さくすることができるということは、第１の
インバータ１１の貫通電流を非常に小さくすることがで
きるということである。
貫通電流も小さいから、第１のインバータ１１の駆動力
を非常に小さくすることができるということは、第１の
インバータ１１の貫通電流を非常に小さくすることがで
きるということである。
【００４５】さらに、前述のように、本発明による水晶
発振器においては、発振回路全体の貫通電流は第１のイ
ンバータ１１の貫通電流にほぼ等しい。
発振器においては、発振回路全体の貫通電流は第１のイ
ンバータ１１の貫通電流にほぼ等しい。
【００４６】したがって、第３のインバータ１５よりも
第２のインバータ１３の駆動力を小さくし、さらに第２
のインバータ１３よりも第１のインバータ１１の駆動力
を小さくすることにより、発振回路全体の貫通電流を非
常に小さくすることができ、消費電流の大幅な低減が可
能となるのである。
第２のインバータ１３の駆動力を小さくし、さらに第２
のインバータ１３よりも第１のインバータ１１の駆動力
を小さくすることにより、発振回路全体の貫通電流を非
常に小さくすることができ、消費電流の大幅な低減が可
能となるのである。
【００４７】インバータの駆動力を小さくするというこ
とは、ＭＯＳトランジスタで構成するインバータにおい
ては、チャネル幅を狭くするかあるいはチャネル長を長
くするということである。
とは、ＭＯＳトランジスタで構成するインバータにおい
ては、チャネル幅を狭くするかあるいはチャネル長を長
くするということである。
【００４８】図２において、各々のＭＯＳトランジスタ
の大きさが異なっているのは、このことを示している。
さらに詳しく述べると、図２の構成は以下のようになっ
ている。
の大きさが異なっているのは、このことを示している。
さらに詳しく述べると、図２の構成は以下のようになっ
ている。
【００４９】すなわち図２において、第１のＰチャネル
ＭＯＳトランジスタ１７と第２のＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ２１、および第３のＰチャネルＭＯＳトランジ
スタ２５のチャネル長を等しくし、また第１のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ１９と第２のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタ２３、および第３のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２７のチャネル長を等しくしておき、第２のＰチ
ャネルＭＯＳトランジスタ２１のチャネル幅を、第３の
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２５のチャネル幅よりも
狭くし、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１７のチ
ャネル幅を、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１
のチャネル幅よりも狭くし、また第２のＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ２３のチャネル幅を、第３のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２７のチャネル幅よりも狭くし、第
１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１９のチャネル幅
を、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のチャネ
ル幅よりも狭くしておくことにより、第３のインバータ
１５よりも第２のインバータ１３の駆動力を小さくし、
さらに第２のインバータ１３よりも第１のインバータ１
１の駆動力を小さくしている。これが本発明の第３の特
徴である。
ＭＯＳトランジスタ１７と第２のＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ２１、および第３のＰチャネルＭＯＳトランジ
スタ２５のチャネル長を等しくし、また第１のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ１９と第２のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタ２３、および第３のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２７のチャネル長を等しくしておき、第２のＰチ
ャネルＭＯＳトランジスタ２１のチャネル幅を、第３の
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２５のチャネル幅よりも
狭くし、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１７のチ
ャネル幅を、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１
のチャネル幅よりも狭くし、また第２のＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ２３のチャネル幅を、第３のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２７のチャネル幅よりも狭くし、第
１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１９のチャネル幅
を、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のチャネ
ル幅よりも狭くしておくことにより、第３のインバータ
１５よりも第２のインバータ１３の駆動力を小さくし、
さらに第２のインバータ１３よりも第１のインバータ１
１の駆動力を小さくしている。これが本発明の第３の特
徴である。
【００５０】あるいは図２において、第１のＰチャネル
ＭＯＳトランジスタ１７と第２のＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ２１、および第３のＰチャネルＭＯＳトランジ
スタ２５のチャネル幅を等しくし、また第１のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ１９と第２のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタ２３、および第３のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２７のチャネル幅を等しくしておき、第２のＰチ
ャネルＭＯＳトランジスタ２１のチャネル長を、第３の
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２５のチャネル長よりも
狭くし、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１７のチ
ャネル長を、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１
のチャネル長よりも狭くし、また第２のＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ２３のチャネル長を、第３のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２７のチャネル長よりも狭くし、第
１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１９のチャネル長
を、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のチャネ
ル長よりも狭くしておくことにより、第３のインバータ
１５よりも第２のインバータ１３の駆動力を小さくし、
さらに第２のインバータ１３よりも第１のインバータ１
１の駆動力を小さくしている。これが本発明の第４の特
徴である。
ＭＯＳトランジスタ１７と第２のＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタ２１、および第３のＰチャネルＭＯＳトランジ
スタ２５のチャネル幅を等しくし、また第１のＮチャネ
ルＭＯＳトランジスタ１９と第２のＮチャネルＭＯＳト
ランジスタ２３、および第３のＮチャネルＭＯＳトラン
ジスタ２７のチャネル幅を等しくしておき、第２のＰチ
ャネルＭＯＳトランジスタ２１のチャネル長を、第３の
ＰチャネルＭＯＳトランジスタ２５のチャネル長よりも
狭くし、第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ１７のチ
ャネル長を、第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ２１
のチャネル長よりも狭くし、また第２のＮチャネルＭＯ
Ｓトランジスタ２３のチャネル長を、第３のＮチャネル
ＭＯＳトランジスタ２７のチャネル長よりも狭くし、第
１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ１９のチャネル長
を、第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３のチャネ
ル長よりも狭くしておくことにより、第３のインバータ
１５よりも第２のインバータ１３の駆動力を小さくし、
さらに第２のインバータ１３よりも第１のインバータ１
１の駆動力を小さくしている。これが本発明の第４の特
徴である。
【００５１】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように、インバー
タの直列３段構成と３０ｋΩ以下の帰還抵抗とにより反
転増幅器を形成し、この反転増幅器を用いて水晶発振回
路を形成することにより、インバータの貫通電流を減少
させることができる。とくにインバータをＣＭＯＳで構
成し、さらに第３のインバータよりも第２のインバータ
の駆動力を小さくし、第２のインバータよりも第１のイ
ンバータの駆動力を小さくすることによって貫通電流を
大幅に減少させることができる。これにより消費電流の
少ない３次オーバートーン型水晶発振器を提供すること
が可能となり、その効果は非常に大きい。
タの直列３段構成と３０ｋΩ以下の帰還抵抗とにより反
転増幅器を形成し、この反転増幅器を用いて水晶発振回
路を形成することにより、インバータの貫通電流を減少
させることができる。とくにインバータをＣＭＯＳで構
成し、さらに第３のインバータよりも第２のインバータ
の駆動力を小さくし、第２のインバータよりも第１のイ
ンバータの駆動力を小さくすることによって貫通電流を
大幅に減少させることができる。これにより消費電流の
少ない３次オーバートーン型水晶発振器を提供すること
が可能となり、その効果は非常に大きい。
【図１】本発明の一実施例における水晶発振回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の一実施例における水晶発振回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図３】従来例における水晶発振回路を示す回路図であ
る。
る。
１ 発振インバータ ５ 水晶振動子 １１ 第１のインバータ １３ 第２のインバータ １５ 第３のインバータ １７ 第１のＰチャネルＭＯＳトランジスタ １９ 第１のＮチャネルＭＯＳトランジスタ ２１ 第２のＰチャネルＭＯＳトランジスタ ２３ 第２のＮチャネルＭＯＳトランジスタ ２５ 第３のＰチャネルＭＯＳトランジスタ ２７ 第３のＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 第１のインバータの出力を第２のインバ
ータのゲートに接続し、前記第２のインバータの出力を
第３のインバータのゲートに接続し、前記第３のインバ
ータの出力と前記第１のインバータのゲートとを、帰還
抵抗を介して接続することにより反転増幅器を形成し、
該反転増幅器を発振回路に用いる水晶発振器であって、 前記第１、第２、及び第３のインバータは、相補型電界
効果トランジスタで形成し、 前記第３のインバータから前記第２のインバータと前記
第１のインバータへと漸次駆動力が小さくなるように前
記各相補型電界効果トランジスタの大きさを異ならせ、 前記帰還抵抗の抵抗値が３０ｋΩ以下である ことを特徴
とするオーバートーン用の水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18060392A JP3229900B2 (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | 水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18060392A JP3229900B2 (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | 水晶発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066135A JPH066135A (ja) | 1994-01-14 |
| JP3229900B2 true JP3229900B2 (ja) | 2001-11-19 |
Family
ID=16086143
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18060392A Expired - Fee Related JP3229900B2 (ja) | 1992-06-16 | 1992-06-16 | 水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3229900B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7834710B2 (en) | 2007-09-05 | 2010-11-16 | Seiko Epson Corporation | Oscillator circuit and electronic device having oscillator circuit |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004023109A (ja) | 2002-06-12 | 2004-01-22 | Seiko Epson Corp | 発振回路及び半導体集積回路 |
| JP5146168B2 (ja) * | 2007-09-05 | 2013-02-20 | セイコーエプソン株式会社 | 発振器及び発振器を備えた電子機器 |
-
1992
- 1992-06-16 JP JP18060392A patent/JP3229900B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7834710B2 (en) | 2007-09-05 | 2010-11-16 | Seiko Epson Corporation | Oscillator circuit and electronic device having oscillator circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH066135A (ja) | 1994-01-14 |
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