JP3191568B2 - バッファ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば信号出力部に接
続する出力バッファに適用して好適なバッファ回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】各種電子機器の信号出力部において、出
力切換わり時の貫通電流等を防止するために、出力部に
出力バッファを接続することが行われている。図８は従
来の出力バッファの一例を示す図で、図中１は出力バッ
ファの入力端子を示し、この入力端子１に得られる信号
を、２入力ＮＯＲゲート２の一方の入力に供給すると共
に、２入力ＮＡＮＤゲート３の一方の入力に供給する。
さらに入力端子１に得られる信号を、２段に直列接続さ
れたインバータゲート４ａ，４ｂで構成される遅延発生
部４を介して、２入力ＮＯＲゲート２の他方の入力と、
２入力ＮＡＮＤゲート３の他方の入力に供給する。

【０００３】そして、ＮＯＲゲート２の論理出力をイン
バータゲート５を介してＰチャンネルトランジスタ７の
ゲートに供給する。また、ＮＡＮＤゲート３の論理出力
をインバータゲート６を介してＮチャンネルトランジス
タ８のゲートに供給する。そして、Ｐチャンネルトラン
ジスタ７とＮチャンネルトランジスタ８とを、電源電位
と接地電位との間に直列に接続し、Ｐチャンネルトラン
ジスタ７とＮチャンネルトランジスタ８との接続点を出
力パッド９に接続し、この出力パッド９から信号を外部
に出力させる。

【０００４】この回路の動作について説明すると、例え
ば図９のＡに実線で示すように、電位Ｖssから電位Ｖdd
に立ち上がった後、所定時間後に電位Ｖssに戻る波形Ｖ
₁ が入力端子１に得られるとする。このとき、２段のイ
ンバータゲートで構成される遅延発生部４の出力は、イ
ンバータゲートのゲート伝搬特性により決まる所定時間
ｔａだけ遅延された波形Ｖ₂ （図９のＡに破線で示す波
形）となる。

【０００５】そして、ＮＯＲゲート２の論理出力をイン
バータゲート５で反転させた出力は、波形Ｖ₁ と波形Ｖ
₂ の双方が電位Ｖssのときだけ電位Ｖssになり、その他
の状態では電位Ｖddに立ち上がるので、図９のＢに破線
で示すタイミングで変化する波形Ｖ₃ になる。そして、
ＮＡＮＤゲート３の論理出力をインバータゲート６で反
転させた出力は、波形Ｖ₁ と波形Ｖ₂ の双方が電位Ｖdd
のときに、電位Ｖddに立ち上がるので、図９のＢに実線
で示すタイミングで変化する波形Ｖ₄ になる。

【０００６】従って、入力波形Ｖ₁ が電位Ｖddに立ち上
がるときには、Ｐチャンネルトランジスタ７がオフして
から、所定時間ｔｂが経過してＮチャンネルトランジス
タ８がオンするようになる。また、入力波形Ｖ₁ が電位
Ｖssに下がるときには、Ｎチャンネルトランジスタ８が
オフしてから、所定時間ｔｃが経過してＰチャンネルト
ランジスタ７がオンするようになる。ここで、所定時間
ｔｂ，ｔｃは、遅延発生部４の遅延時間ｔａと同じで、
数ｎ秒程度である。

【０００７】このようにＰチャンネルトランジスタ７と
Ｎチャンネルトランジスタ８のスイッチング時間に差が
あることで、出力波形が電位Ｖddと電位Ｖssとの間で切
換わるときの貫通電流を防止することができ、出力バッ
ファとして良好に機能する。

【０００８】この図８に示す出力バッファ回路の実際の
回路構成を図１０に示す。この図１０の回路は、ＮＯＲ
ゲート２，ＮＡＮＤゲート３，遅延発生部４内のインバ
ータゲート４ａ及び４ｂ，インバータゲート５及び６
を、ＰチャンネルトランジスタとＮチャンネルトランジ
スタとで構成させた場合の回路である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のこの
ようなバッファ回路は、図１０の回路から判るように、
多くのトランジスタ等から構成され、回路構成が複雑で
あると共に、回路を構成させるのに必要な面積が多く必
要である。また、論理素子を多く用いて回路を構成して
いるため、回路の消費電流が大きい不都合があった。さ
らに、ＮＯＲゲートやＮＡＮＤゲートなどの論理ゲート
を使用する必要があるが、直列トランジスタのゲート入
力順番に対し、どのノードを入力させるかの規制があ
り、回路を設計する上で制約があった。

【００１０】さらにまた、複数段に接続されたインバー
タゲートなどのゲート遅延特性によって遅延時間を決め
ているので、トランジスタの電圧降下特性の変動によっ
て回路の動作特性が大きく変化してしまう不都合があっ
た。

【００１１】本発明はこれらの点に鑑み、少ない素子で
良好に作動するように構成できるバッファ回路を提供す
ることを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、例えば図１に
示すように、入力信号によりスイッチングが制御され第
１のＰチャンネルトランジスタＭＰ１と第１のＮチャン
ネルトランジスタＭＮ１とを電源電位と接地電位との間
に接続したトランジスタ対と、入力信号を所定期間遅延
する遅延手段１２ａと、この遅延手段１２ａの出力信号
によりスイッチングが制御されトランジスタ対を構成す
る第１のＰチャンネルトランジスタＭＰ１と第１のＮチ
ャンネルトランジスタＭＮ１の間に並列に接続される第
２のＰチャンネルトランジスタＭＰ２及び第２のＮチャ
ンネルトランジスタＭＮ２と、第１のＰチャンネルトラ
ンジスタＭＰ１の出力を反転する第１のインバータ１３
と、第１のＮチャンネルトランジスタＭＮ１の出力を反
転する第２のインバータ１４と、第１のインバータ１３
の出力によりスイッチングが制御される第３のＮチャン
ネルトランジスタＭＮ３と、第２のインバータ１４の出
力によりスイッチングが制御される第３のＰチャンネル
トランジスタＭＰ３とを備え、第３のＮチャンネルトラ
ンジスタＭＮ３と第３のＰチャンネルトランジスタＭＰ
３との接続点から出力を取り出すようにしたものであ
る。

【００１３】またこの場合に、遅延手段１２ａとして、
１段のインバータで構成したものである。

【００１４】

【作用】本発明によると、出力トランジスタである第３
のＮチャンネルトランジスタＭＮ３と第３のＰチャンネ
ルトランジスタＭＰ３との動作タイミングをずらすため
の遅延量が、第２のＰチャンネルトランジスタＭＰ２及
び第２のＮチャンネルトランジスタＭＮ２の電圧降下特
性Ｖ_thにより決まり、このトランジスタが遅延素子とス
イッチング素子とを兼用することになり、少ない数の素
子で良好な特性のバッファ回路が構成できる。

【００１５】この場合、遅延手段として１段のインバー
タで構成することで、インバータを構成する素子の特性
の不均一の影響を最小限に抑えることができ、良好な特
性とすることができる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図１〜図６を参照
して説明する。

【００１７】図１は本例の出力バッファ回路の構成を示
す図で、図中１１は入力端子を示し、入力端子１１に得
られる信号を、ＰチャンネルトランジスタＭＰ１のゲー
トと、ＮチャンネルトランジスタＭＮ１のゲートと、遅
延発生部１２に供給する。遅延発生部１２は、入力信号
を反転させる１段のインバータゲート１２ａと、このイ
ンバータゲート１２ａの信号がゲートに供給されるＰチ
ャンネルトランジスタＭＰ２及びＮチャンネルトランジ
スタＭＮ２で構成される。

【００１８】そして、この遅延発生部１２内のＰチャン
ネルトランジスタＭＰ２とＮチャンネルトランジスタＭ
Ｎ２とのソース及びドレインを接続して並列接続する。
そして、電源電位と接地電位との間に、Ｐチャンネルト
ランジスタＭＰ１と、この並列接続されたＰチャンネル
トランジスタＭＰ２及びＮチャンネルトランジスタＭＮ
２と、ＮチャンネルトランジスタＭＮ１とを接続する。

【００１９】そして、ＰチャンネルトランジスタＭＰ１
と、ＰチャンネルトランジスタＭＰ２及びＮチャンネル
トランジスタＭＮ２との接続点を、インバータゲート１
３を介してＭチャンネルトランジスタＭＮ３のゲートに
接続する。また、ＮチャンネルトランジスタＭＮ１と、
ＰチャンネルトランジスタＭＰ２及びＮチャンネルトラ
ンジスタＭＮ２との接続点を、インバータゲート１４を
介してＰチャンネルトランジスタＭＰ３のゲートに接続
する。

【００２０】そして、ＰチャンネルトランジスタＭＰ３
とＮチャンネルトランジスタＭＮ３とを、電源電位と接
地電位との間に直列に接続し、Ｐチャンネルトランジス
タＭＰ３とＮチャンネルトランジスタＭＮ３との接続点
を出力パッド１５に接続し、この出力パッド１５から信
号を外部に出力させる。

【００２１】なお、この図１に示す回路の実際の回路構
成を図４に示す。

【００２２】次に、このように構成される出力バッファ
回路の動作を、図２の波形図などを参照して説明する。

【００２３】まず、図２のＡに実線で示すように、電位
Ｖssから電位Ｖddに立ち上がった後、所定時間後に電位
Ｖssに戻る波形Ｖ₁₁が入力端子１１に得られるとする。
このとき、遅延発生部１２内のインバータゲート１２ａ
の出力は、インバータゲートのゲート伝搬特性により決
まる所定時間ｔ₁ だけ遅延されて反転された波形Ｖ
₁₂（図２のＡに破線で示す波形）となる。

【００２４】そして、ＰチャンネルトランジスタＭＰ１
と、ＰチャンネルトランジスタＭＰ２及びＮチャンネル
トランジスタＭＮ２との接続点に得られる信号の波形Ｖ
₁₃と、ＮチャンネルトランジスタＭＮ１と、Ｐチャンネ
ルトランジスタＭＰ２及びＮチャンネルトランジスタＭ
Ｎ２との接続点に得られる信号の波形Ｖ₁₄とを、図２の
Ｂに示す。ここでは、インバータゲート１２ａによって
ゲート遅延を受けた信号Ｖ₁₂がハイレベルのときは、Ｎ
チャンネルトランジスタＭＮ２がオン状態であり、信号
Ｖ₁₃からトランジスタＭＮ２での電圧降下分Ｖ_thだけ降
下したハイレベルの電位を信号Ｖ₁₄に伝達する。

【００２５】そして、この信号Ｖ₁₄が供給されるインバ
ータゲート１４は、インバータゲート１３に比べて、イ
ンバータゲート１２ａのゲート伝搬遅延分と、Ｎチャン
ネルトランジスタＭＮ２での電圧降下によるＶ_GS低下の
スルーレイト影響分遅くローレベルに切換わる。従っ
て、図２のＣに示すように、Ｐチャンネルトランジスタ
ＭＰ３のゲートに供給される信号Ｖ₁₅が立ち上がって、
このトランジスタＭＰ３がオフになってから、インバー
タゲート１２ａのゲート伝搬遅延分（図２のＡに示すｔ
₁ ）と、ＮチャンネルトランジスタＭＮ２での電圧降下
によるＶ_GS低下のスルーレイト影響分（図２のＢに示す
ｔ₂ ）とを合計した時間（図２のＣに示す時間ｔ₄ ）だ
け遅れて、ＮチャンネルトランジスタＭＮ３のゲートに
供給される信号Ｖ₁₆が立ち上がり、このトランジスタＭ
Ｎ３がオンし、貫通電流が流れるのが阻止される。

【００２６】また逆に、信号Ｖ₁₂がローレベルのときに
は、ＰチャンネルトランジスタＭＰ２がオン状態であ
り、信号Ｖ₁₄のローレベル（Ｖ_ss）からトランジスタＭ
Ｐ２での電圧降下分Ｖ_thだけ上昇したローレベルを、信
号Ｖ₁₃に伝達する。この信号Ｖ ₁₃が供給されるインバー
タゲート１３は、インバータゲート１４に比べて、イン
バータゲート１２ａのゲート伝搬遅延分（図２のＡに示
すｔ₁ ）と、ＰチャンネルトランジスタＭＰ２での電圧
上昇によるスルーレイト影響分（図２のＢに示すｔ₃ ）
とを合計した時間（図２のＣに示す時間ｔ₅ ）だけ遅れ
て、ＰチャンネルトランジスタＭＰ３のゲートに供給さ
れる信号Ｖ₁₅が下がり、このトランジスタＭＰ３がオン
し、貫通電流が流れるのが阻止される。

【００２７】ここで、各トランジスタの電圧降下特性に
ついて説明すると、ＰチャンネルトランジスタＭＰ２
は、図３のＡに示す信号Ｖ₂₁から電圧降下Ｖ_thだけ降下
した信号₂₂が出力される。また、インバータゲート１３
の特性は、図３のＢに示すように、破線で示す入力波形
Ｖ₂₄に対して、スルーレイト低下の影響Ｖａだけ遅れて
変化する波形Ｖ₂₃が出力される。また、Ｎチャンネルト
ランジスタＭＮ２は、図３のＣに示す信号Ｖ₂₅から電圧
降下Ｖ_thだけ上昇した信号₂₆が出力される。また、イン
バータゲート１４の特性は、図３のＤに示すように、破
線で示す入力波形Ｖ₂₈に対して、スルーレイト低下の影
響Ｖｂだけ遅れて変化する波形Ｖ₂₇が出力される。

【００２８】このように作動する本例のバッファ回路
は、スイッチングのタイミングをずらすための遅延が、
ＰチャンネルトランジスタＭＰ２とＮチャンネルトラン
ジスタＭＮ２の電圧降下Ｖ_thにより決まる。従って、従
来の回路（図８，図１０の回路）のように、２段に接続
されたインバータ４ａ，４ｂを構成する４個のトランジ
スタにより遅延量を決めていた場合に比べ、２個のトラ
ンジスタの特性を考慮するだけでバッファ回路としての
制御特性を決定でき、良好な動作特性を設定することが
簡単にできるようになり、回路の設計が容易になる。

【００２９】また、回路構成自体も、本例の回路である
図４と、従来の回路である図１０とを比較すると判るよ
うに、従来のバッファ回路に比べ簡単になり、回路を組
むのに必要な面積を削減することができると共に、ＮＯ
ＲゲートやＮＡＮＤゲートなどの論理ゲートを使用しな
いので、回路の消費電流を削減することができる。

【００３０】また本例の回路は、出力パッドに接続した
外部の回路からのノイズの影響を軽減することができる
と共に、外部の回路への不要輻射を軽減することができ
る。即ち、例えば図５に示すように、出力パッド１５に
外部回路１６が接続されたとする。このとき、インバー
タゲート１３の出力Ｖ１６のスルーレイト低下の影響に
よって、インバータゲート１４の出力Ｖ１５のスルーレ
イト低下の影響によって、ＰチャンネルトランジスタＭ
Ｐ３がオンする際の電流変化率（ΔＩａ）が低下すると
共に、ＮチャンネルトランジスタＭＮ３がオンする際の
電流変化率（ΔＩｂ）が低下する。

【００３１】このため、外部回路１６のインダクタンス
成分，キャパシタンス成分に対して、電流変化率ΔＩ
ａ，ΔＩｂが小さいことにより、電源及び接地側へのト
リガーノイズが軽減され、外部回路からのノイズの影響
を軽減することができると共に、外部への不要輻射を軽
減することができる。

【００３２】なお、図１の回路において、インバータゲ
ート１３，１４で電圧降下分Ｖ_thにより貫通電流が流れ
るおそれがある場合には、図６に示すように、インバー
タゲート１３の出力がゲートに供給されるＮチャンネル
トランジスタＭＮ４を、インバータゲート１３の入力部
に接続すると共に、インバータゲート１４の出力がゲー
トに供給されるＰチャンネルトランジスタＭＰ４を、イ
ンバータゲート１４の入力部に接続するようにすれば良
い。

【００３３】また、遅延発生部としては、別の回路によ
り構成させても良い。例えば図７に示すように、入力端
子２１を、ＰチャンネルトランジスタＭＰ１１のゲー
ト，ＮチャンネルトランジスタＭＮ１１のゲート及び遅
延発生部２２に接続し、遅延発生部２２内には２段に直
列接続されたインバータゲート２２ａ，２２ｂを配す
る。そして、この２段のインバータゲート２２ａ，２２
ｂで遅延された信号を、ＰチャンネルトランジスタＭＰ
１２のゲート及びＮチャンネルトランジスタＭＮ１２に
供給する。そして、電源電位と接地電位との間に、Ｐチ
ャンネルトランジスタＭＮ１１と、Ｐチャンネルトラン
ジスタＭＰ１２と、ＮチャンネルトランジスタＭＮ１１
とを接続し、さらにＰチャンネルトランジスタＭＰ１２
と並列にＮチャンネルトランジスタＭＮ１２を接続す
る。

【００３４】そして、ＰチャンネルトランジスタＭＰ１
１とトランジスタＭＰ１２，ＭＮ１２との接続点を、イ
ンバータゲート２３を介してＭチャンネルトランジスタ
ＭＮ１３のゲートに接続する。また、Ｎチャンネルトラ
ンジスタＭＮ１１とトランジスタＭＰ１２，ＭＮ１２と
の接続点を、インバータゲート２４を介してＰチャンネ
ルトランジスタＭＰ１３のゲートに接続する。

【００３５】そして、ＮチャンネルトランジスタＭＮ１
３とＰチャンネルトランジスタＭＰ１３とを、電源電位
と接地電位との間に接続し、両トランジスタＭＮ１３，
ＭＰ１３の接続点を出力パッド２５に接続し、この出力
パッド２５から信号を外部に出力させる。

【００３６】この図７に示す構成の場合にも、遅延発生
部２２内での遅延に基づいて、出力トランジスタ対を構
成する一方のトランジスタＭＮ１３と他方のトランジス
タＭＰ１３とのスイッチングタイミングをずらすことが
でき、出力バッファ回路として良好に機能する。

【００３７】また、インバータの代わりに、抵抗器とコ
ンデンサとを使用した遅延回路を接続させても良い。

【００３８】

【発明の効果】本発明によると、出力トランジスタ対を
構成する一方のトランジスタと他方のトランジスタとの
動作タイミングをずらすための遅延量が、遅延発生部に
接続されたＰチャンネルトランジスタ及びＮチャンネル
トランジスタの電圧降下特性Ｖ _thにより決まり、このト
ランジスタが遅延素子とスイッチング素子とを兼用する
ことになり、ＮＯＲゲートやＮＡＮＤゲートなどの論理
ゲートを使用しない少ない数の素子でバッファ回路が構
成できる。従って、バッファ回路を構成する面積を少な
くすることができる。また、ＮＯＲゲートやＮＡＮＤゲ
ートなどの論理ゲートを使用しないことで、それだけバ
ッファ回路の消費電力を低減させることができる。さら
に、回路の動作特性としては、遅延発生部に接続された
Ｐチャンネルトランジスタ及びＮチャンネルトランジス
タの２素子の電圧降下特性Ｖ_thだけで決まり、容易に回
路を設計することができる。さらにまた、外部回路から
のノイズの影響が軽減されると共に、外部への不要輻射
を軽減できる効果を有する。

【００３９】この場合、遅延手段として１段のインバー
タで構成することで、インバータのゲート伝搬特性が複
数段のものに頼らないため、インバータを構成する素子
の特性が不均一であっても、バッファ回路としての特性
の変動を最小限に抑えることができ、良好な特性にする
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のバッファ回路を示す構成図
である。

【図２】一実施例による作動状態を示す波形図である。

【図３】一実施例の回路の各素子の特性図である。

【図４】一実施例のバッファ回路の具体的回路構成を示
す回路図である。

【図５】一実施例のバッファ回路への外部回路の接続例
を示す構成図である。

【図６】一実施例のバッファ回路の変形例を示す構成図
である。

【図７】本発明の他の実施例のバッファ回路を示す構成
図である。

【図８】従来のバッファ回路の一例を示す構成図であ
る。

【図９】図８の例の作動状態を示す波形図である。

【図１０】図８の例のバッファ回路の具体的回路構成を
示す回路図である。

【符号の説明】

１１，２１ 入力端子 １２，２２ 遅延発生部 １２ａ，１３，１４，２２ａ，２２ｂ インバータゲー
ト １５，２５ 出力パッド ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ１
３ Ｐチャンネルトランジスタ ＭＮ１，ＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ１１，ＭＮ１２，ＭＮ１
３ Ｎチャンネルトランジスタ

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号によりスイッチングが制御され
   る第１のＰチャンネルトランジスタと第１のＮチャンネ
   ルトランジスタとを電源電位と接地電位との間に接続し
   たトランジスタ対と、 上記入力信号を所定期間遅延する遅延手段と、 該遅延手段の出力信号によりスイッチングが制御され上
   記トランジスタ対を構成する第１のＰチャンネルトラン
   ジスタと第１のＮチャンネルトランジスタの間に並列に
   接続される第２のＰチャンネルトランジスタ及び第２の
   Ｎチャンネルトランジスタと、 上記第１のＰチャンネルトランジスタの出力を反転する
   第１のインバータと、 上記第１のＮチャンネルトランジスタの出力を反転する
   第２のインバータと、 上記第１のインバータの出力によりスイッチングが制御
   される第３のＮチャンネルトランジスタと、 上記第２のインバータの出力によりスイッチングが制御
   される第３のＰチャンネルトランジスタとを備え、 上記第３のＮチャンネルトランジスタと上記第３のＰチ
   ャンネルトランジスタとの接続点から出力を取り出すよ
   うにしたバッファ回路。
2. 【請求項２】 上記遅延手段として、１段のインバータ
   で構成した請求項１記載のバッファ回路。