JP3179862B2 - 計量装置の信号処理回路 - Google Patents
計量装置の信号処理回路Info
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- JP3179862B2 JP3179862B2 JP13173392A JP13173392A JP3179862B2 JP 3179862 B2 JP3179862 B2 JP 3179862B2 JP 13173392 A JP13173392 A JP 13173392A JP 13173392 A JP13173392 A JP 13173392A JP 3179862 B2 JP3179862 B2 JP 3179862B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、被計量物の重量を検
出して得られるアナログ信号をディジタル信号に変換
し、これを演算処理して表示装置に表示させる電子式の
計量装置の信号処理回路に関するものである。
出して得られるアナログ信号をディジタル信号に変換
し、これを演算処理して表示装置に表示させる電子式の
計量装置の信号処理回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来から知られているこの種の
電子式計量装置の信号処理回路を示すブロック図であ
る。同図において、被計量物が載置される荷重受台およ
び被計量物の重量を検出するロードセルを含む重量検出
器１から出力されたアナログ重量信号は、差動増幅回路
２で増幅され、アナログフィルタ３においてそのカット
オフ周波数以上の高周波成分、つまり重量検出器１の主
として機械的振動に起因する振動成分が減衰される。
電子式計量装置の信号処理回路を示すブロック図であ
る。同図において、被計量物が載置される荷重受台およ
び被計量物の重量を検出するロードセルを含む重量検出
器１から出力されたアナログ重量信号は、差動増幅回路
２で増幅され、アナログフィルタ３においてそのカット
オフ周波数以上の高周波成分、つまり重量検出器１の主
として機械的振動に起因する振動成分が減衰される。
【０００３】上記アナログフィルタ３からの信号はＡＤ
変換器４に入力されて、ディジタル信号に変換される。
このＡＤ変換器４としては、二重積分型（特開昭６２−
６９１２５号公報の第４頁左下欄第１３〜１４行目参
照）、逐次比較型などが使用されている。
変換器４に入力されて、ディジタル信号に変換される。
このＡＤ変換器４としては、二重積分型（特開昭６２−
６９１２５号公報の第４頁左下欄第１３〜１４行目参
照）、逐次比較型などが使用されている。
【０００４】５はＣＰＵで、上記ＡＤ変換器４から出力
されるディジタル信号が入力されて、そのディジタル信
号のレベルを算出したり、その値が所定幅内に収まるよ
うなスパン調整を行なったり、さらにディスプレイ６に
計量値を表示させるようにプログラムされている。
されるディジタル信号が入力されて、そのディジタル信
号のレベルを算出したり、その値が所定幅内に収まるよ
うなスパン調整を行なったり、さらにディスプレイ６に
計量値を表示させるようにプログラムされている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の計量装置の
信号処理回路に用いられているＡＤ変換器４を逐次比較
型で構成する場合は、同一測定レンジにおける分解能、
つまり単位重量当たりのビット数が一定である。したが
って、例えば、最大荷重の半分の重量における分解能
は、最大荷重の分解能の１／２になるといったように、
実質的に分解能の低い状態で計量されることになり、十
分な計量精度を確保することが困難になる。そこで、分
解能を高めるために、ビット数の大きいＡＤ変換器を用
いることが考えられるが、市販のビット数の大きいＡＤ
変換器は高価であるうえに、所望の分解能よりも高い過
剰精度である場合が多い。
信号処理回路に用いられているＡＤ変換器４を逐次比較
型で構成する場合は、同一測定レンジにおける分解能、
つまり単位重量当たりのビット数が一定である。したが
って、例えば、最大荷重の半分の重量における分解能
は、最大荷重の分解能の１／２になるといったように、
実質的に分解能の低い状態で計量されることになり、十
分な計量精度を確保することが困難になる。そこで、分
解能を高めるために、ビット数の大きいＡＤ変換器を用
いることが考えられるが、市販のビット数の大きいＡＤ
変換器は高価であるうえに、所望の分解能よりも高い過
剰精度である場合が多い。
【０００６】また、ＡＤ変換器４を二重積分型で構成す
る場合は、分解能を上げるためには未知入力の積分時間
を長く設定しなければならないが、そうすると変換時間
が長くなり、実用に適さないという問題が起こる。
る場合は、分解能を上げるためには未知入力の積分時間
を長く設定しなければならないが、そうすると変換時間
が長くなり、実用に適さないという問題が起こる。
【０００７】この発明は上記実情に鑑みてなされたもの
で、簡単な構成を付加するだけで、コストアップを招く
ことなく分解能を所望のレベルに高めて、高い計量精度
を確保できる計量装置の信号処理回路を提供することを
目的とする。
で、簡単な構成を付加するだけで、コストアップを招く
ことなく分解能を所望のレベルに高めて、高い計量精度
を確保できる計量装置の信号処理回路を提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明に係る計量装置の信号処理回路は、
被計量物の重量を検出する重量検出器から出力されたア
ナログ重量信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器
と、上記ディジタル信号を１つずつずらせながら複数個
加算する移動加算手段とを備え、上記移動加算手段の加
算個数を、上記ＡＤ変換器の分解能の所望の倍数に相当
した数であって、上記アナログ重量信号のノイズによる
変動に基づくディジタル信号についての上記分解能に対
応するノイズレベル内における発生頻度を用いて識別し
た出力レベルの数としたものである。
に、請求項１の発明に係る計量装置の信号処理回路は、
被計量物の重量を検出する重量検出器から出力されたア
ナログ重量信号をディジタル信号に変換するＡＤ変換器
と、上記ディジタル信号を１つずつずらせながら複数個
加算する移動加算手段とを備え、上記移動加算手段の加
算個数を、上記ＡＤ変換器の分解能の所望の倍数に相当
した数であって、上記アナログ重量信号のノイズによる
変動に基づくディジタル信号についての上記分解能に対
応するノイズレベル内における発生頻度を用いて識別し
た出力レベルの数としたものである。
【０００９】請求項２の発明に係る計量装置の信号処理
回路は、上記請求項１の発明の構成に加えて、さらに、
上記ディジタル信号を１つずつずらせながらＮ個の平均
値を演算して上記移動加算手段に出力する移動平均手段
と、上記ディジタル信号のノイズレベルを判定する判定
手段と、判定されたノイズレベルに対応して上記Ｎの値
を変化させることにより、上記移動平均手段から出力さ
れるディジタル信号のノイズレベルを所定範囲内に抑制
する演算制御手段とを備えている。
回路は、上記請求項１の発明の構成に加えて、さらに、
上記ディジタル信号を１つずつずらせながらＮ個の平均
値を演算して上記移動加算手段に出力する移動平均手段
と、上記ディジタル信号のノイズレベルを判定する判定
手段と、判定されたノイズレベルに対応して上記Ｎの値
を変化させることにより、上記移動平均手段から出力さ
れるディジタル信号のノイズレベルを所定範囲内に抑制
する演算制御手段とを備えている。
【００１０】
【作用】上記請求項１の発明においては、ＡＤ変換器か
ら出力されるディジタル信号が複数個移動加算される。
ここで、上記ディジタル信号には、一般にホワイトノイ
ズが含まれているので、このディジタル信号のカウント
数（出力レベルの数）は、ホワイトノイズの影響によ
り、１カウント異なる２つのカウント数のそれぞれに相
当する重量と、ディジタル信号の変化する中心値との比
率を発生頻度として、上記２つのカウント数の間、つま
り、ＡＤ変換器の分解能に対応するノイズレベル内で変
動する。
ら出力されるディジタル信号が複数個移動加算される。
ここで、上記ディジタル信号には、一般にホワイトノイ
ズが含まれているので、このディジタル信号のカウント
数（出力レベルの数）は、ホワイトノイズの影響によ
り、１カウント異なる２つのカウント数のそれぞれに相
当する重量と、ディジタル信号の変化する中心値との比
率を発生頻度として、上記２つのカウント数の間、つま
り、ＡＤ変換器の分解能に対応するノイズレベル内で変
動する。
【００１１】したがって、上記移動加算により、２つの
カウント数の間のレベルにあるアナログ重量信号が区別
されてディジタル化され、その加算された個数に対応し
た倍率で分解能が向上する。しかも、移動加算手段を付
加するだけであるから、構造が簡単で、コストアップも
抑制される。
カウント数の間のレベルにあるアナログ重量信号が区別
されてディジタル化され、その加算された個数に対応し
た倍率で分解能が向上する。しかも、移動加算手段を付
加するだけであるから、構造が簡単で、コストアップも
抑制される。
【００１２】上記請求項２の発明においては、ＡＤ変換
器から出力されるディジタル信号について、移動加算に
先立ってＮ個ずつの移動平均値を求め、そのＮの値をデ
ィジタル信号のノイズレベルに対応させて変化させるこ
とにより、移動加算されるディジタル信号のノイズレベ
ルを所定範囲内に抑制している。したがって、ＡＤ変換
器から出力されるディジタル信号のノイズレベルが高い
場合でも、単純な移動加算によって容易に分解能が向上
する。
器から出力されるディジタル信号について、移動加算に
先立ってＮ個ずつの移動平均値を求め、そのＮの値をデ
ィジタル信号のノイズレベルに対応させて変化させるこ
とにより、移動加算されるディジタル信号のノイズレベ
ルを所定範囲内に抑制している。したがって、ＡＤ変換
器から出力されるディジタル信号のノイズレベルが高い
場合でも、単純な移動加算によって容易に分解能が向上
する。
【００１３】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面にもとづいて
説明する。図１は、第１実施例を示すブロック図であ
り、同図において、１，２，３，５および６は図４に示
した従来例と同一の構成要素であるため、それらの詳し
い説明を省略する。
説明する。図１は、第１実施例を示すブロック図であ
り、同図において、１，２，３，５および６は図４に示
した従来例と同一の構成要素であるため、それらの詳し
い説明を省略する。
【００１４】図１の７はデルタ・シグマ型ＡＤ変換器
（以下、ΔΣ型ＡＤＣと称す）で、これは、差動増幅回
路２からのアナログ重量信号をディジタル信号に変調す
る変調器７Ａと、上記ディジタル信号の高周波成分を除
去するカットオフ周波数可変のディジタルフィルタ７Ｂ
とを有している。８は移動加算手段で、ΔΣ型ＡＤＣ７
のディジタルフィルタ７Ｂから出力されるディジタル信
号を１つずつずらせながら、時間的に連続する複数個の
ディジタル信号を加算する。
（以下、ΔΣ型ＡＤＣと称す）で、これは、差動増幅回
路２からのアナログ重量信号をディジタル信号に変調す
る変調器７Ａと、上記ディジタル信号の高周波成分を除
去するカットオフ周波数可変のディジタルフィルタ７Ｂ
とを有している。８は移動加算手段で、ΔΣ型ＡＤＣ７
のディジタルフィルタ７Ｂから出力されるディジタル信
号を１つずつずらせながら、時間的に連続する複数個の
ディジタル信号を加算する。
【００１５】上記構成において、重量検出器１からのア
ナログ重量信号は、差動増幅回路２に入力されて増幅さ
れたのち、アナログフィルタ３またはアンチエリアスフ
ィルタを介して、ΔΣ型ＡＤＣ７に入力される。このΔ
Σ型ＡＤＣ７においては、まず、入力されたアナログ重
量信号が変調器７Ａにより電圧・時間幅変調されてディ
ジタル信号に変換され、つづいて、ディジタルフィルタ
７Ｂに通されて、そのディジタル信号中の設定されたカ
ットオフ周波数以上の高周波成分が、フィルタリングに
よって減衰される。こうして、ΔΣ型ＡＤＣ７から得ら
れたディジタル信号はＣＰＵ５に入力され、そのディジ
タル重量値がディスプレイ６に表示される。
ナログ重量信号は、差動増幅回路２に入力されて増幅さ
れたのち、アナログフィルタ３またはアンチエリアスフ
ィルタを介して、ΔΣ型ＡＤＣ７に入力される。このΔ
Σ型ＡＤＣ７においては、まず、入力されたアナログ重
量信号が変調器７Ａにより電圧・時間幅変調されてディ
ジタル信号に変換され、つづいて、ディジタルフィルタ
７Ｂに通されて、そのディジタル信号中の設定されたカ
ットオフ周波数以上の高周波成分が、フィルタリングに
よって減衰される。こうして、ΔΣ型ＡＤＣ７から得ら
れたディジタル信号はＣＰＵ５に入力され、そのディジ
タル重量値がディスプレイ６に表示される。
【００１６】ここで、上記ΔΣ型ＡＤＣ７のディジタル
フィルタ７Ｂから出力されるディジタル信号は、重量検
出器１、差動増幅回路２、アナログフィルタ３およびΔ
Σ型ＡＤＣ７を通る間に重畳されたホワイトノイズを含
んでおり、このディジタル信号を移動加算手段８に入力
して、時間的に連続する複数個の信号を１つずつずらせ
ながら移動加算する。この移動加算手段８での加算個数
は、所望の分解能によって決まる。
フィルタ７Ｂから出力されるディジタル信号は、重量検
出器１、差動増幅回路２、アナログフィルタ３およびΔ
Σ型ＡＤＣ７を通る間に重畳されたホワイトノイズを含
んでおり、このディジタル信号を移動加算手段８に入力
して、時間的に連続する複数個の信号を１つずつずらせ
ながら移動加算する。この移動加算手段８での加算個数
は、所望の分解能によって決まる。
【００１７】たとえば、分解能を４倍にしたい場合、Δ
Σ型ＡＤＣ７のディジタルフィルタ７Ｂから時間的に連
続して出力されるディジタル信号をａ１，ａ２，……，
ａｎとしたとき、そのディジタル信号のノイズレベルが
１ＬＳＢ（１最下位ビット）以内ならば、時間的に連続
する４個のディジタル信号を、つぎのように移動加算す
る。
Σ型ＡＤＣ７のディジタルフィルタ７Ｂから時間的に連
続して出力されるディジタル信号をａ１，ａ２，……，
ａｎとしたとき、そのディジタル信号のノイズレベルが
１ＬＳＢ（１最下位ビット）以内ならば、時間的に連続
する４個のディジタル信号を、つぎのように移動加算す
る。
【００１８】 Ａ１＝ａ１＋ａ２＋ａ３＋ａ４ Ａ２＝ａ２＋ａ３＋ａ４＋ａ５ Ａ３＝ａ３＋ａ４＋ａ５＋ａ６ Ａ４＝ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７ ・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・
【００１９】前述のとおり、ΔΣ型ＡＤＣ７からのディ
ジタル信号は、そのホワイトノイズのために、中心値自
体も比較的高い周波数で変動するので、上記のようにノ
イズレベルが１ＬＳＢ以内のディジタル信号を４個加算
すると、分解能が４倍になる。その理由はつぎのとおり
である。まず、ディジタル信号がｎカウントであるとい
うのは、変換前のアナログ信号の電圧レベルがｎ−１／
２ないしｎ＋１／２カウントに相当する範囲内にあった
ということである。
ジタル信号は、そのホワイトノイズのために、中心値自
体も比較的高い周波数で変動するので、上記のようにノ
イズレベルが１ＬＳＢ以内のディジタル信号を４個加算
すると、分解能が４倍になる。その理由はつぎのとおり
である。まず、ディジタル信号がｎカウントであるとい
うのは、変換前のアナログ信号の電圧レベルがｎ−１／
２ないしｎ＋１／２カウントに相当する範囲内にあった
ということである。
【００２０】いま、アナログ信号が、図２（ａ）に示す
ように、ｎ＋１／４カウントに相当するレベルの付近で
ホワイトノイズのために変動し、そのノイズレベルがほ
ぼ１ＬＳＢである場合、このアナログ信号のノイズ分の
揺らぎにより、ΔΣ型ＡＤＣ７からはｎカウントとｎ＋
１カウントの両方が出力され、その出力比率（発生頻
度）は、中心値ｎ＋１／４からｎカウントまでのレベル
差と、中心値ｎ＋１／４からｎ＋１カウントまでのレベ
ル差との比に相当する。つまり、ｎカウントが３回出力
されるのに対して、ｎ＋１カウントが１回の比率で出力
される。したがって、出力されたディジタル信号を４回
加算すると、 ｎ×３＋（ｎ＋１）×１＝４ｎ＋１ カウント となる。
ように、ｎ＋１／４カウントに相当するレベルの付近で
ホワイトノイズのために変動し、そのノイズレベルがほ
ぼ１ＬＳＢである場合、このアナログ信号のノイズ分の
揺らぎにより、ΔΣ型ＡＤＣ７からはｎカウントとｎ＋
１カウントの両方が出力され、その出力比率（発生頻
度）は、中心値ｎ＋１／４からｎカウントまでのレベル
差と、中心値ｎ＋１／４からｎ＋１カウントまでのレベ
ル差との比に相当する。つまり、ｎカウントが３回出力
されるのに対して、ｎ＋１カウントが１回の比率で出力
される。したがって、出力されたディジタル信号を４回
加算すると、 ｎ×３＋（ｎ＋１）×１＝４ｎ＋１ カウント となる。
【００２１】つぎに、上記アナログ信号が、図２（ｂ）
に示すように、ｎ＋１／２カウントに相当するレベルの
付近で変動する場合、ΔΣ型ＡＤＣ７からの出力比率
は、中心値ｎ＋１／２からｎカウントまでのレベル差
と、中心値ｎ＋１／２からｎ＋１カウントまでのレベル
差との比に相当するから、ｎカウントが２回に対して、
ｎ＋１カウントが２回となる。したがって、出力された
ディジタル信号を４回加算すると、 ｎ×２＋（ｎ＋１）×２＝４ｎ＋２ カウント となる。
に示すように、ｎ＋１／２カウントに相当するレベルの
付近で変動する場合、ΔΣ型ＡＤＣ７からの出力比率
は、中心値ｎ＋１／２からｎカウントまでのレベル差
と、中心値ｎ＋１／２からｎ＋１カウントまでのレベル
差との比に相当するから、ｎカウントが２回に対して、
ｎ＋１カウントが２回となる。したがって、出力された
ディジタル信号を４回加算すると、 ｎ×２＋（ｎ＋１）×２＝４ｎ＋２ カウント となる。
【００２２】さらに、上記アナログ信号が、図２（ｃ）
に示すように、ｎ＋３／４カウントに相当するレベルの
付近で変動する場合、ΔΣ型ＡＤＣ７からの出力比率
は、中心値ｎ＋３／４からｎカウントまでのレベル差
と、中心値ｎ＋３／４からｎ＋１カウントまでのレベル
差との比に相当するから、ｎカウントが１回に対して、
ｎ＋１カウントが３回となる。したがって、出力された
ディジタル信号を４回加算すると、 ｎ×１＋（ｎ＋１）×３＝４ｎ＋３ カウント となる。
に示すように、ｎ＋３／４カウントに相当するレベルの
付近で変動する場合、ΔΣ型ＡＤＣ７からの出力比率
は、中心値ｎ＋３／４からｎカウントまでのレベル差
と、中心値ｎ＋３／４からｎ＋１カウントまでのレベル
差との比に相当するから、ｎカウントが１回に対して、
ｎ＋１カウントが３回となる。したがって、出力された
ディジタル信号を４回加算すると、 ｎ×１＋（ｎ＋１）×３＝４ｎ＋３ カウント となる。
【００２３】このように、ｎ＋１／４，ｎ＋１／２，ｎ
＋３／４カウントに相当するアナログ信号がそれぞれ、
４ｎ＋１、４ｎ＋２，４ｎ＋３という互いに異なるカウ
ント値に変換されるので、１／４カウントが識別でき
る。つまり、分解能がΔΣ型ＡＤＣ７の持つ本来の分解
能の４倍になる。
＋３／４カウントに相当するアナログ信号がそれぞれ、
４ｎ＋１、４ｎ＋２，４ｎ＋３という互いに異なるカウ
ント値に変換されるので、１／４カウントが識別でき
る。つまり、分解能がΔΣ型ＡＤＣ７の持つ本来の分解
能の４倍になる。
【００２４】分解能を２倍にしたいときは、ΔΣ型ＡＤ
Ｃ７からのディジタル信号を２個ずつ移動加算すればよ
い。つまり、分解能をＭ倍にしたいときは、Ｍ個ずつ移
動加算する。こうして、加算個数を適宜設定することに
より、所望の分解能が得られる。
Ｃ７からのディジタル信号を２個ずつ移動加算すればよ
い。つまり、分解能をＭ倍にしたいときは、Ｍ個ずつ移
動加算する。こうして、加算個数を適宜設定することに
より、所望の分解能が得られる。
【００２５】ただし、ΔΣ型ＡＤＣ７の直線性（変動
幅）が分解能のＭ倍以上あるときに上記の理論が成り立
つように、予めノイズレベルを充分低くしておく必要が
ある。
幅）が分解能のＭ倍以上あるときに上記の理論が成り立
つように、予めノイズレベルを充分低くしておく必要が
ある。
【００２６】また、この第１実施例では、移動加算手段
８を付加するだけであるから、構造が簡単で、コストア
ップも抑制される。
８を付加するだけであるから、構造が簡単で、コストア
ップも抑制される。
【００２７】なお、ＡＤ変換器としては、市販されてい
る一般的なものを使用することができるが、特に上記Δ
Σ型ＡＤＣ７は、もともと安価な割に分解能が高く、直
線性（変動幅）が１ＬＳＢの数分の１から１０分の１程
度という良好なレベルに保証されているので、この第１
実施例におけるＡＤ変換器として好適である。
る一般的なものを使用することができるが、特に上記Δ
Σ型ＡＤＣ７は、もともと安価な割に分解能が高く、直
線性（変動幅）が１ＬＳＢの数分の１から１０分の１程
度という良好なレベルに保証されているので、この第１
実施例におけるＡＤ変換器として好適である。
【００２８】つぎに、ΔΣ型ＡＤＣ７から出力されるデ
ィジタル信号のノイズが１ＬＳＢ以上の高いレベルにあ
る場合に適した第２実施例を説明する。
ィジタル信号のノイズが１ＬＳＢ以上の高いレベルにあ
る場合に適した第２実施例を説明する。
【００２９】図３において、ΔΣ型ＡＤＣ７からのディ
ジタル信号を１つずつずらせながらＮ個の平均値を演算
して移動加算手段８に出力する移動平均手段１１と、上
記ディジタル信号のノイズレベルを判定する判定手段１
２と、判定されたノイズレベルに対応して上記Ｎの値を
変化させることにより、上記移動平均手段１１から出力
されるディジタル信号のノイズレベルを所定範囲内、例
えば１ＬＳＢ範囲内に抑制する演算制御手段１３とが設
けられている。上記移動加算手段８、移動平均手段１１
および演算制御手段１３は、ＣＰＵ５に内蔵されてい
る。
ジタル信号を１つずつずらせながらＮ個の平均値を演算
して移動加算手段８に出力する移動平均手段１１と、上
記ディジタル信号のノイズレベルを判定する判定手段１
２と、判定されたノイズレベルに対応して上記Ｎの値を
変化させることにより、上記移動平均手段１１から出力
されるディジタル信号のノイズレベルを所定範囲内、例
えば１ＬＳＢ範囲内に抑制する演算制御手段１３とが設
けられている。上記移動加算手段８、移動平均手段１１
および演算制御手段１３は、ＣＰＵ５に内蔵されてい
る。
【００３０】上記構成において、ΔΣ型ＡＤＣ７から出
力されるディジタル信号のノイズレベルが判定手段１２
によって判定され、そのノイズレベルが例えば２ＬＳＢ
である場合は、この判定結果を受けた演算制御手段１３
が、ノイズレベルを１ＬＳＢ以下に抑制するために、上
記Ｎの値が４になるように移動平均手段１１に指令を与
え、この移動平均手段１１が、つぎのように、４個（Ｎ
＝４）ずつの移動平均値を演算する。
力されるディジタル信号のノイズレベルが判定手段１２
によって判定され、そのノイズレベルが例えば２ＬＳＢ
である場合は、この判定結果を受けた演算制御手段１３
が、ノイズレベルを１ＬＳＢ以下に抑制するために、上
記Ｎの値が４になるように移動平均手段１１に指令を与
え、この移動平均手段１１が、つぎのように、４個（Ｎ
＝４）ずつの移動平均値を演算する。
【００３１】 ａm1＝（ａ１＋ａ２＋ａ３＋ａ４）／４ ａm2＝（ａ２＋ａ３＋ａ４＋ａ５）／４ ａm3＝（ａ３＋ａ４＋ａ５＋ａ６）／４ ａm4＝（ａ４＋ａ５＋ａ６＋ａ７）／４ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・
【００３２】移動平均手段１１から出力された移動平均
値ａm1，ａm2，ａm3，ａm4，・・・は、上記移動加算手
段８において、つぎのように、４個ずつ加算される。 Ａ１＝ａm1＋ａm2＋ａm3＋ａm4 Ａ２＝ａm2＋ａm3＋ａm4＋ａm5 Ａ３＝ａm3＋ａm4＋ａm5＋ａm6 Ａ４＝ａm4＋ａm5＋ａm6＋ａm7 ・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・ これにより、やはり分解能が４倍となる。
値ａm1，ａm2，ａm3，ａm4，・・・は、上記移動加算手
段８において、つぎのように、４個ずつ加算される。 Ａ１＝ａm1＋ａm2＋ａm3＋ａm4 Ａ２＝ａm2＋ａm3＋ａm4＋ａm5 Ａ３＝ａm3＋ａm4＋ａm5＋ａm6 Ａ４＝ａm4＋ａm5＋ａm6＋ａm7 ・・・・・・・・・・・・・・ ・・・・・・・・・・・・・・ これにより、やはり分解能が４倍となる。
【００３３】ノイズレベルを１ＬＳＢ以下に抑制するた
めに移動平均されるディジタル信号の個数Ｎは、ノイズ
レベルに応じて変化する。ノイズレベルが１ＬＳＢより
も若干高い程度であれば、Ｎ＝２または３でよく、ノイ
ズレベルが２ＬＳＢよりも高い場合には、それに応じて
Ｎ＝５以上の多数個の移動平均をとって、ノイズレベル
を１ＬＳＢ以下に抑制する。つまり、上記判定手段１２
からの判定信号を受けた演算制御手段１３が、移動平均
すべき２以上の個数Ｎの値を変化させることにより、移
動平均手段１１から出力される移動平均値のノイズレベ
ルを１ＬＳＢ以内に抑制する。
めに移動平均されるディジタル信号の個数Ｎは、ノイズ
レベルに応じて変化する。ノイズレベルが１ＬＳＢより
も若干高い程度であれば、Ｎ＝２または３でよく、ノイ
ズレベルが２ＬＳＢよりも高い場合には、それに応じて
Ｎ＝５以上の多数個の移動平均をとって、ノイズレベル
を１ＬＳＢ以下に抑制する。つまり、上記判定手段１２
からの判定信号を受けた演算制御手段１３が、移動平均
すべき２以上の個数Ｎの値を変化させることにより、移
動平均手段１１から出力される移動平均値のノイズレベ
ルを１ＬＳＢ以内に抑制する。
【００３４】また、この第２実施例では、移動加算手段
８、移動平均手段１１、判定手段１２および演算制御手
段１３という単純な機能の手段を付加するだけであるか
ら、上記第１実施例と同様に、構造の複雑化および大幅
なコストアップを招くおそれがない。なお、この第２実
施例においても、移動加算手段８で加算されるディジタ
ル信号の個数Ｍは、所望の分解能に応じて２以上の値が
適宜設定される。
８、移動平均手段１１、判定手段１２および演算制御手
段１３という単純な機能の手段を付加するだけであるか
ら、上記第１実施例と同様に、構造の複雑化および大幅
なコストアップを招くおそれがない。なお、この第２実
施例においても、移動加算手段８で加算されるディジタ
ル信号の個数Ｍは、所望の分解能に応じて２以上の値が
適宜設定される。
【００３５】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、簡単な構成の移動加算手段を付加するだけで、コス
トアップを招くことなく、ＡＤ変換の分解能を所望のレ
ベルに高めて、高い計量精度を確保することができる。
ば、簡単な構成の移動加算手段を付加するだけで、コス
トアップを招くことなく、ＡＤ変換の分解能を所望のレ
ベルに高めて、高い計量精度を確保することができる。
【００３６】また、請求項２の発明によれば、上記請求
項１の発明の効果に加えて、ＡＤ変換器から出力される
ディジタル信号のノイズレベルが移動平均手段によって
抑制されることから、上記ノイズレベルが高い場合で
も、単純な移動加算によって容易に分解能を向上させる
ことができる。
項１の発明の効果に加えて、ＡＤ変換器から出力される
ディジタル信号のノイズレベルが移動平均手段によって
抑制されることから、上記ノイズレベルが高い場合で
も、単純な移動加算によって容易に分解能を向上させる
ことができる。
【図１】この発明の第１実施例に係る計量装置の信号処
理回路を示すブロック図である。
理回路を示すブロック図である。
【図２】同実施例におけるＡＤ変換の方法を示す信号波
形図である。
形図である。
【図３】この発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】従来の計量装置の信号処理回路を示すブロック
図である。
図である。
１…重量検出器、５…ＣＰＵ、７…ΔΣ型ＡＤ変換器、
８…移動加算手段、１１…移動平均手段、１２…判定手
段、１３…演算制御手段。
８…移動加算手段、１１…移動平均手段、１２…判定手
段、１３…演算制御手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−270624（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−167417（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−26252（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−84718（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−218926（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−100821（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−153139（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01G 23/37
Claims (2)
- 【請求項１】 被計量物の重量を検出する重量検出器か
ら出力されたアナログ重量信号をディジタル信号に変換
するＡＤ変換器と、上記ディジタル信号を１つずつずら
せながら複数個加算する移動加算手段とを備え、上記移
動加算手段の加算個数は、上記ＡＤ変換器の分解能の所
望の倍数に相当した数であって、上記アナログ重量信号
のノイズによる変動に基づくディジタル信号についての
上記分解能に対応するノイズレベル内における発生頻度
を用いて識別した出力レベルの数である計量装置の信号
処理回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の計量装置の信号処理回路
において、さらに、上記ディジタル信号を１つずつずら
せながらＮ（Ｎ＞２）個の平均値を演算して上記移動加
算手段に出力する移動平均手段と、上記ディジタル信号
のノイズレベルを判定する判定手段と、判定されたノイ
ズレベルに対応して上記Ｎの値を変化させることによ
り、上記移動平均手段から出力されるディジタル信号の
ノイズレベルを所定範囲内に抑制する演算制御手段とを
備えている計量装置の信号処理回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13173392A JP3179862B2 (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | 計量装置の信号処理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13173392A JP3179862B2 (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | 計量装置の信号処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05296822A JPH05296822A (ja) | 1993-11-12 |
| JP3179862B2 true JP3179862B2 (ja) | 2001-06-25 |
Family
ID=15064927
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13173392A Expired - Fee Related JP3179862B2 (ja) | 1992-04-23 | 1992-04-23 | 計量装置の信号処理回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3179862B2 (ja) |
-
1992
- 1992-04-23 JP JP13173392A patent/JP3179862B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05296822A (ja) | 1993-11-12 |
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