JP3174591B2 - パルス幅変調形交番定電流回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、パルス幅変調形交番定
電流回路に係り、特に、誘導性負荷に対し正負の絶対値
が等しい交番定電流を与えることができる交番定電流源
の回路構成に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５に基づき従来のドロッパ形（直列制
御形）交番定電流回路を説明する。この回路では、商用
電源５１の出力した交流電流をトランス５２で絶縁し且
つ所要レベルまで降圧した後、整流回路５３で整流して
得られる直流を、電源（出力電圧Ｖｃｃ）として用いて
いる。得られた直流電流は、誘導性負荷Ｌｘに与えられ
る。この直流電流の定電流性は、基準抵抗５４を流れる
電流により発生する電圧と設定された基準電圧Ｖｒとが
一致するように、誤差増幅器５５で電圧比較し、トラン
ジスタ５６を制御することにより、得られる。トランジ
スタは単一極性の電流しか制御できないので、電流方向
の切換えは、電子的スイッチ５７〜６０を用いて、スイ
ッチ５７，６０とスイッチ５８，５９を、それぞれ、対
にして切換えることで、達成している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来の交番定電
流回路の第１の欠点は低効率である点である。すなわち
入力電力の大半が熱として消費される。誘導性負荷Ｌｘ
に対し短時間（ｔ₁ 秒とする）に電流方向を逆転するに
は、整流回路５３の出力電圧をＶｃｃ、誘導性負荷のイ
ンダクタンスをＬｘ、負荷に流れる電流の値をｉとする
とき、

【０００４】

【数１】

【０００５】の条件を満足する電圧Ｖｃｃが必要とな
る。従って、負荷Ｌｘの抵抗分で定まる電圧よりはるか
に大きい電圧となり、転流速度の向上は著しく低い電力
効率をもたらす。

【０００６】第２の欠点は商用周波数の電源トランス５
２を使用するので、トランス５２が大型となり、且つそ
の出力電圧を保持するためのコンデンサ６１が大容量と
なる点である。

【０００７】第３の欠点は、負荷Ｌｘにおける電流の方
向を切換えるためのスイッチ５７〜６０の開閉動作の制
御が複雑となる点である。スイッチ５７，６０とスイッ
チ５８，５９が同時にオン状態になることを回避するた
め、各スイッチをゆっくりとオンし且つ素早くオフする
か、又は４相の方向制御信号を用いるという必要性が生
じる。図６にスイッチ５７〜６０の開閉動作を制御する
ための転流スイッチ駆動回路６２の一例を示す。

【０００８】第４の欠点は、電流方向を切換えるための
スイッチ５７〜６０のオフ時の洩れ電流が発生すると、
定電流精度が低下する点である。例えばスイッチ５７が
オンの時にスイッチ５８に洩れ電流が存在すると、この
電流は、負荷Ｌｘを経由しないにもかかわらず、トラン
ジスタ５６及び抵抗５４の回路ルートを流れるから、そ
の分少なめの電流が負荷Ｌｘを流れることになる。

【０００９】以上の如く、従来の交番定電流回路は種々
の欠点を有し、以上の点について十分な性能が得られな
い。従って、従来回路では、単にトランジスタ５６と抵
抗５４と誤差増幅器５５からなる制御部のみをパルス幅
変調形に置き換えることだけでは、高効率化及び小形化
を達成しにくいという問題を有していた。

【００１０】本発明の目的は、高効率化と小型化を企図
し且つ転流時の過度応答時間を短縮したパルス幅変調形
交番定電流回路を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明に係るパルス幅変
調形交番定電流回路は、誘導性負荷に負荷電流を与える
交番定電流回路において、交流電源からの交流を直流に
変換する整流回路と、この整流回路からの直流が一次側
に入力されるトランスと、トランスの一次巻線に流れる
電流を導通又は遮断するためオン・オフ動作するスイッ
チ手段と、このスイッチ手段のオン・オフ動作に基づき
前記トランスの二次側に発生する電圧を平均化するチョ
ークコイルと、平均化された電圧を保持する小容量のコ
ンデンサと、このコンデンサに保持される電圧に基づき
誘導性負荷に負荷電流を流し且つ負荷電流の流れる方向
を所定のタイミングで切換え、誘導性負荷に交流電流を
流すためのスイッチ回路と、負荷電流を検出する検出素
子と、この検出素子が検出する負荷電流に基づきパルス
幅変調信号を生成し、負荷電流が一定値となるように、
パルス変調信号をスイッチ手段のオン・オフ動作を制御
する信号としてスイッチ手段に与え、トランスの二次側
に発生する電流値を制御するパルス幅変調回路とを含む
ことを特徴とする。前記構成を有するパルス幅変調形交
番定電流回路において、前記トランスは二次側に出力の
極性が互いに異なる２つの二次巻線を有し、２つの二次
巻線のうちの一方の二次巻線の出力側端には、チョーク
コイルとコンデンサからなる第１の回路が接続され、２
つの二次巻線うちの他方の二次巻線には、チョークコイ
ルとコンデンサからなる第２の回路が接続され、スイッ
チ回路は、第１の回路のコンデンサに接続される第１の
電子的スイッチ素子と、前記第２の回路のコンデンサに
接続される第２の電子的スイッチ素子とを有し、誘導性
負荷の一方端が、第１及び第２の電子的スイッチ素子の
それぞれに接続されることを特徴とする。前記構成を有
するパルス幅変調形交番定電流回路において、検出素子
は基準抵抗であり、負荷電流が基準抵抗に流れることに
より基準抵抗の端子間に発生する電圧を単極性化する絶
対値回路を備え、この絶対値回路により単極性化された
電圧が、パルス幅変調回路に供給される。 前記構成を有
するパルス幅変調形交番定電流回路において、検出素子
は基準抵抗であり、第１及び第２の電子的スイッチ素子
の制御タイミングに同期した整流 回路を備え、負荷電流
が前記基準抵抗に流れることにより基準抵抗の端子間に
発生する電圧が、整流回路を介してパルス幅変調回路に
供給される。前記構成を有するパルス幅変調形交番定電
流回路において、コンデンサの容量値は、スイッチ手段
のオフ期間中にコンデンサの端子電圧が、オン時の２０
％以上上昇するような容量値であることを特徴とする。

【００１２】

【作用】本発明によるパルス幅変調形交番定電流回路で
は、負荷電流の状態を検出し、これに基づきパルス幅変
調を利用して給電する電圧を制御し、また誘導性負荷の
負荷電流に関し高速転流を行うため、誘導エネルギを比
較的に小容量のコンデンサに回生させ、その電圧上昇を
利用している。また本発明による２つの電源を用いた交
番定電流回路では、センタタップ付パルストランスを用
い正負２系統の電源を単一のパルス幅変調器で制御す
る。制御系統の切換は、負荷を切換える結果自動的に生
じるので、２組の電子スイッチが制御系統の切換を兼ね
る。負荷電流を供給している電源側、換言すれば臨界電
流以上の電流が流れている電源側の電流は、平均値整流
モードとなっており、パルス幅変調に応動し制御が可能
である。一方、容量のみの負荷となっている他の電源側
では、パルス幅変調の影響を受けず、ピーク検波され
る。すなわち給電の休止時間中には、１次側電圧と巻数
比で定まる電圧まで予備的に充電される。

【００１３】

【実施例】以下に、本発明の実施例を添付図面に基づい
て説明する。図１は本発明に係るパルス幅変調形交番定
電流回路の第１の実施例を示す。商用電源１の交流出力
は全波整流器２で整流され、全波整流器２は整流で得ら
れた直流電圧Ｖｐを出力する。直流電圧Ｖｐは、コンデ
ンサ３に保持される。４はトランスである。トランス４
は一次巻線Ｌ１、回生巻線Ｌｐ、巻数の等しい２つの二
次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２から構成される。全波整流器２の
出力端は、一次巻線Ｌ１と回生巻線Ｌｐとの接続点に接
続される。またトランス４の二次側では、二次巻線Ｌｓ
１，Ｌｓ２の接続点をアースしている。トランス４はセ
ンタタップ付きのパルストランスである。回生巻線Ｌｐ
の他端とアースとの間には、ダイオード５が接続され
る。また一次巻線Ｌ１の他端とアースとの間に、スイッ
チ機能を有するトランジスタ６が接続される。回生巻線
Ｌｐは、スイッチ機能を有するトランジスタ６のオフ期
間に、ダイオード５を介して、トランス４の励磁エネル
ギを電圧Ｖｐに回生する。

【００１４】二次巻線Ｌｓ１の他端には、ダイオード７
を介してチョークコイル８が接続される。二次巻線Ｌｓ
１は正の電圧Ｖｓ１を供給し、この電圧はコンデンサＣ
１に保持される。ダイオード９は、フライホイールダイ
オードで、Ｖｓ１に基づき負荷電流を供給している場合
において、トランジスタ６がオフである時に、導通す
る。

【００１５】二次巻線Ｌｓ２の他端には、ダイオード１
０を介してチョークコイル１１が接続される。二次巻線
Ｌｓ２は負の電圧Ｖｓ２を供給し、この電圧はコンデン
サＣ２に保持される。ダイオード１２は、フライホイー
ルダイオードで、Ｖｓ２に基づき負荷電流を供給してい
る場合において、トランジスタ６がオフである時に、導
通する。ダイオード１０，１２の各極性は、それぞれ、
対応する前記のダイオード７，９の各極性とは反対にな
っている。

【００１６】二次巻線Ｌｓ１の出力側の回路構成と二次
巻線Ｌｓ２の出力側の回路構成は、上記の如く、基本的
には同じである。チョークコイル８の出力端に接続され
るコンデンサＣ１と、チョークコイル１１の出力端に接
続されるコンデンサＣ２は、それぞれ、比較的に小容量
のコンデンサである。コンデンサＣ１に保持される電圧
Ｖｓ１は、正電圧源を形成する。コンデンサＣ２に保持
される電圧Ｖｓ２は、負電圧源を形成する。

【００１７】Ｌｘは、誘導性の負荷である。二次巻線Ｌ
ｓ１の出力側のコンデンサＣ１と誘導性負荷Ｌｘとの間
には電子スイッチＳＷ１が接続され、二次巻線Ｌｓ２の
出力側のコンデンサＣ２と誘導性負荷Ｌｘとの間には電
子スイッチＳＷ２が接続される。従って、正電圧源Ｖｓ
１は、オン状態の電子スイッチＳＷ１を経由して負荷Ｌ
ｘに給電を行い、負電圧源Ｖｓ２は、オン状態の電子ス
イッチＳＷ２を経由して負荷Ｌｘに給電を行う。

【００１８】電子スイッチＳＷ１，ＳＷ２のそれぞれ
は、ＭＯＳ形トランジスタ（Ｑｓ１，Ｑｓ２）とダイオ
ード（Ｄ１，Ｄ２）の並列体として構成される。なお並
列に接続されたダイオードは、デバイス製造上トランジ
スタ素子に寄生するダイオードを利用することもでき
る。電子スイッチＳＷ１と電子スイッチＳＷ２とでは極
性が異なる。例えば電子スイッチＳＷ１では、トランジ
スタＱｓ１はｐチャンネルＭＯＳ形トランジスタで、給
電時にはトランジスタＱｓ１を経由し電流ｉを供給し、
反対に誘導性負荷Ｌｘの逆起電力が電圧Ｖｓ１より大き
くとなる時、ダイオードＤ１が導通する。トランジスタ
Ｑｓ１のゲート端子ａとトランジスタＱｓ２のゲート端
子ｂとに、各トランジスタのオン・オフ動作を制御する
ための信号が入力される。

【００１９】図２は、前記の各トランジスタＱｓ１，Ｑ
ｓ２のオン・オフ動作を制御するための信号を生成する
回路の例を示す。図２中において、端子ａ，ｂは、それ
ぞれ前記のゲート端子ａ，ｂに対応している。端子ｃに
は負荷Ｌｘの電流方向を決定する信号が入力される。す
なわち、端子ｃにハイレベル信号が入力されると、トラ
ンジスタ２１がオンとなり、端子ａの信号レベルはロウ
レベルになり、端子ｂの信号レベルはハイレベルにな
る。端子ｃにロウレベル信号が入力されると、端子ａ，
ｂの信号レベルは反転する。

【００２０】誘導性負荷Ｌｘの下流側端子とアースＧと
の間には、基準抵抗Ｒｓが接続される。この基準抵抗Ｒ
ｓでは、Ｒｓに流れる負荷電流ｉを、電圧に変換して検
出する。基準抵抗Ｒｓで発生する電圧降下は、絶対値回
路１３で単極性化され、パルス幅制御回路１４内の誤差
増幅器１５に入力される。なお、絶対値回路１３の代わ
りに、前記の電子スイッチＳＷ１，ＳＷ２の制御タイミ
ングに同期する整流回路を設けることもできる。

【００２１】パルス幅制御回路１４は、上記の誤差増幅
器１５とパルス幅変調器１６で構成される。誤差増幅器
１５は２つの入力端を有し、一方の入力端には前述の如
く絶対値回路１３の出力が入力され、他方の入力端には
基準電圧Ｖｒが入力される。またパルス幅変調器１６の
２つの入力端の一方には三角波信号が入力され、他方に
は誤差増幅器１５の出力が入力される。

【００２２】誤差増幅器１５における比較動作におい
て、｜ｉ｜×Ｒｓ＞Ｖｒであるならばパルス幅変調器１
６の出力のデューティを減少し、｜ｉ｜×Ｒｓ＜Ｖｒで
あるならば出力のデューティを増加させる。ただし、｜
ｉ｜は基準抵抗Ｒｓを流れる電流の絶対値である。こう
して得られるパルス幅変調器１６の出力信号は、トラン
ジスタ６のゲートに与えられ、トランジスタ６のオン・
オフ動作を制御する。

【００２３】次に上記構成を有するパルス幅変調形交番
定電流回路の動作を説明する。先ず、電子スイッチＳＷ
１がオン状態、電子スイッチＳＷ２がオフ状態で、負荷
電流ｉが定常状態で流れていると仮定する。誘導性負荷
Ｌｘを流れる電流ｉは、パルス幅制御回路１４におい
て、｜ｉ｜×Ｒｓ＜Ｖｒであるならば、スイッチとして
機能するトランジタ６のオンデューティが増加する。正
電圧Ｖｓ１は平均値整流されているから、前記オンデュ
ーティが増加すると、電圧が上昇し、その結果、その積
分値として誘導性負荷Ｌｘを流れる電流ｉが増加する。
そのため、｜ｉ｜×Ｒｓ＝Ｖｒになる。

【００２４】一方、負電圧源Ｖｓ２は、電子スイッチＳ
Ｗ２がオフであるので、ほぼ無負荷の状態となってい
る。従って、チョークコイル１１の平滑作用は働らかず
ピーク検波が行われるから、負電圧源Ｖｓ２には、トラ
ンジスタ６のデューティに関係なく、電圧Ｖｐとトラン
ス４の巻数比とで定まる負電圧が発生する。

【００２５】次に電子スイッチＳＷ１をオフにし、電子
スイッチＳＷ１，ＳＷ２を共にオフ状態とする。誘導性
負荷Ｌｘを流れる電流が変化しようとすると、負荷Ｌｘ
に逆起電力が発生する。このため、電子スイッチＳＷ１
とＳＷ２の共通接続点には、負電圧が発生する。この負
電圧が、負電圧源のＶｓ２より大きくなると、ダイオー
ドＤ２が導通し、負電圧源Ｖｓ２から電流が吸い出され
る。これにより誘導性負荷Ｌｘの誘導エネルギ（１／
２）Ｌｘ×ｉ² は、コンデンサＣ２の静電エネルギとし
て回生される。この結果、コンデンサＣ２の電圧が上昇
する。この転流の過程に要する時間は、ほぼ（Ｌｘ・Ｃ
２）^1/2／４である。従って、コンデンサＣ２の値を調
整することにより、転流時間を設定できる。回生動作が
終了するとコンデンサＣ２の電圧は一定値となる。

【００２６】上記状態で電子スイッチＳＷ１をオフ、電
子スイッチＳＷ２をオンにすると、コンデンサＣ２の電
荷は、トランジスタＱｓ２を経由して、再び誘導性負荷
Ｌｘに戻される。このとき、誘導性負荷Ｌｘに流れる電
流の方向は、電子スイッチＳＷ１がオンの場合の電流方
向に比較すると、反対となっている。この過度状態は約
（Ｌｘ・Ｃ２）^1/2 ／４の時間で終了し、その後は、パ
ルス幅制御回路１４によって、｜ｉ｜×Ｒｓ＝Ｖｒを満
足する電流値に保たれる。以下、同様にして負電流から
正電流への転流も行なわれる。

【００２７】回生動作時に回収できるエネルギは、基準
抵抗Ｒｓや誘導負荷Ｌｘの抵抗成分に起因してＬｘ・ｉ
² ／２より少ないので、回生直前にコンデンサＣ１又は
Ｃ２に予備充電しておくことが効果的である。この実施
例では、休止期間中のピーク検波整流作用により、予備
的に充電が適切に行なわれる。

【００２８】図１で示した回路では一石フォワード形の
コンバータを用いたが、例えば第３図に示すように、ト
ランジスタ６のオフ期間中に２次側へ電力の供給する、
いわゆるフライバック形のコンバータを用いることもで
きる。この実施例において、トランス３１は前記トラン
ス４に比較して極性が変更され、更に回路構成は図１の
回路に比較して回生巻線Ｌｐ、ダイオード５，９，１
２、チョークコイル８，１１等が省略される。図示され
ないその他の構成は、前記実施例の場合と同じである。

【００２９】以上の如く、本実施例によるパルス幅変調
形交番定電流回路では、負荷電流の状態を検出し、これ
に基づきパルス幅変調を利用して給電する電圧を制御
し、また誘導性負荷の負荷電流に関し高速転流を行うた
め、誘導エネルギを比較的に小容量のコンデンサに回生
させ、その電圧上昇を利用している。

【００３０】また、センタタップ付パルストランスを用
い正負２系統の電源を単一のパルス幅変調器で制御す
る。制御系統の切換えは、負荷を切換える結果自動的に
生じるので、２組の電子スイッチが制御系統の切換えを
兼ねる。このように正負の電源を利用する。また二次巻
数の少ないパルストランスでは巻線の若干の増加はコス
トにほとんど影響しない。負荷電流を供給している電源
側、換言すれば臨界電流以上の電流が流れている電源側
の電流は、平均値整流モードとなっており、パルス幅変
調に応動し制御が可能である。一方、容量のみの負荷と
なっている他の電源側では、パルス幅変調の影響を受け
ず、ピーク検波される。すなわち給電の休止時間中に
は、１次側電圧と巻数比で定まる電圧まで予備的に充電
される。

【００３１】本実施例では、正負の電源を得るためのセ
ンタタップ付トランスを用いるが、２次巻数の少ないパ
ルストランスでは巻線の若干の増加はあまり影響しな
い。また転流用電子スイッチは２個で済み、いずれか一
方のみをオンとすることで電流方向を簡単に制御でき
る。更に転流の直前には予備充電されているので、誘導
性負荷の抵抗分による電力損失を補償することで、より
短時間で転流を行うことができる。また転流用電子スイ
ッチは負荷の一端にのみ接続されるから、転流用電子ス
イッチの洩れ電流は誤差要因とならない。また転流用電
子スイッチの他端は正電源又は負電源に接続されるか
ら、転流指令信号をフローティングする必要がない。従
って転流スイッチの駆動回路数が１／２となるだけでは
なく回路自体も簡略化できる。

【００３２】制御すべき電源は、負荷の接続により（転
流電子スイッチのオン）、自動的に選択されるので、基
準抵抗に発生する電圧の絶対値をパルス幅制御回路に帰
還することで、２電源を交互に単一の制御系でコントロ
ールできる。

【００３３】前述した本実施例による交番定電流回路の
技術効果をまとめると、次のようになる。 （１）１つのパルス幅変調器により２系統の電源を制御
して交番定電流を発生するように構成したため、高効率
化、発熱量の低減を達成できる。また従来に比し、回路
要素を低減して回路規模の小形化し且つ発熱量の低減す
ることにより、かかる交番定電流源を内蔵する機器の小
形化を達成することできる。 （２）電子スイッチの洩れ電流が誤差要因にならないの
で、良好な定電流性を容易に得ることができる。 （３）電子スイッチの制御はフローティングを必要とせ
ず、その駆動回路を簡略化することができる。 （４）転流速度を小容量のコンデンサで設定でき、高速
化も可能である。 （５）また一般のパルス幅変調形電源と同様にトランス
は非常に小形化でき、パルス幅変調周波数にもよるが、
従来例に較べ、寸法で数分の一程度までの縮小すること
ができる。 （６）二次平滑兼用の回生用コンデンサは、従来の大型
ケミカルコンデンサに代ってフィルムコンデンサ又はセ
ラミックコンデンサを使用でき、信頼性が向上する。

【００３４】図４は、本発明に係る交番定電流回路の構
成を変形した他の実施例を示す。この実施例では、誘導
性負荷Ｌｘとこの負荷に流す電流の方向を切換えるため
のスイッチ回路の構成を、従来回路と同様な構成として
いる。スイッチ回路を構成する４つのスイッチとしてス
イッチ４１〜４４が接続されている。各スイッチ４１〜
４４にはダイオードが並設される。その他の回路構成に
関し図１で示した回路と同一の要素には、同一の符号を
有している。またトランスとしては、４５に示されるト
ランスを使用しており、トランジスタ６は、トランス４
５の二次巻線のアース側の端部に接続されている。トラ
ンス４５の二次側の回路構成としては、ダイオード７，
９及びチョークコイル８、コンデンサＣ１が接続され
る。コンデンサＣ１は、前記実施例の場合と同様に小容
量のコンデンサであり、負荷電流の方向を切換える時に
は、所定の効果が出る程度に電圧が上昇する。

【００３５】

【発明の効果】以上の説明で明らかなように本発明によ
れば、誘導性負荷に対しパルス幅変調で容易に交番定電
流制御ができるので、交番定電流回路を用いる装置の小
形化、高効率化を達成することができる。誘導性負荷で
抵抗成分が少ない場合には、回路内発熱量は、従来形式
の数分の１が期待でき、放熱条件から来る装置寸法制約
を大幅に改善できる。また本発明によれば、回路規模の
削減と転流速度の向上、定電流性の向上ができるので、
交番定電流回路を用いる機器、例えば、電磁流量計など
の励磁回路に応用すると、装置全体の小形化と性能向上
が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る交番定電流回路の第１の実施例を
示す回路図である。

【図２】第１の実施例のスイッチ回路のオン・オフ動作
を制御するための信号を発生する装置の回路図である

【図３】本発明の他の実施例のコンバータ部を示す回路
図である。

【図４】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図５】従来の交番定電流回路の回路図である。

【図６】従来の交番定電流回路に用いられる電子スイッ
チ駆動回路の回路図である。

【符号の説明】 １ 交流電源 ２ 整流回路 ４ トランス ６ トランジスタ（スイッチ手段） ８，１１ チョークコイル １３ 絶対値回路 １４ パルス幅制御回路 １６ パルス幅変調器 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ ＳＷ１，ＳＷ２ 電子スイッチ Ｌｘ 誘導性負荷 Ｒｓ 基準抵抗

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導性負荷に負荷電流を与える交番定電流
   回路において、 交流電源からの交流を直流に変換する整流回路と、 この整流回路からの直流が一次側に入力されるトランス
   と、 前記トランスの一次巻線に流れる電流を導通又は遮断す
   るためオン・オフ動作するスイッチ手段と、 このスイッチ手段のオン・オフ動作に基づき前記トラン
   スの二次側に発生する電圧を平均化するチョークコイル
   と、 前記平均化された電圧を保持する小容量のコンデンサ
   と、 このコンデンサに保持される電圧に基づき前記誘導性負
   荷に負荷電流を流し且つ前記負荷電流の流れる方向を所
   定のタイミングで切換え、前記誘導性負荷に交流電流を
   流すためのスイッチ回路と、 前記負荷電流を検出する検出素子と、 この検出素子が検出する負荷電流に基づきパルス幅変調
   信号を生成し、前記負荷電流が一定値となるように、前
   記パルス変調信号を前記スイッチ手段のオン・オフ動作
   を制御する信号として前記スイッチ手段に与え、前記ト
   ランスの二次側に発生する電流値を制御するパルス幅変
   調回路と、 を含むことを特徴とするパルス幅変調形交番定電流回
   路。
2. 【請求項２】請求項１記載のパルス幅変調形交番定電流
   回路において、 前記トランスは二次側に出力の極性が互いに異なる２つ
   の二次巻線を有し、前記２つの二次巻線のうちの一方の
   二次巻線の出力側端には、チョークコイルとコンデンサ
   からなる第１の回路が接続され、前記２つの二次巻線う
   ちの他方の二次巻線には、チョークコイルとコンデンサ
   からなる第２の回路が接続され、 前記スイッチ回路は、前記第１の回路のコンデンサに接
   続される第１の電子的スイッチ素子と、前記第２の回路
   のコンデンサに接続される第２の電子的スイッチ素子と
   を有し、 前記誘導性負荷の一方端が、前記第１及び第２の電子的
   スイッチ素子のそれぞれに接続されることを特徴とする
   パルス幅変調形交番定電流回路。
3. 【請求項３】請求項２記載のパルス幅変調形交番定電流
   回路において、前記検出素子は基準抵抗であり、前記負
   荷電流が前記基準抵抗に流れることにより前記基準抵抗
   の端子間に発生する電圧を単極性化する絶対値回路を備
   え、この絶対値回路により単極性化された電圧が、前記
   パルス幅変調回路に供給されることを特徴とするパルス
   幅変調形交番定電流回路。
4. 【請求項４】請求項２記載のパルス幅変調形交番定電流
   回路において、前記検出素子は基準抵抗であり、前記第
   １及び第２の電子的スイッチ素子の制御タイミングに同
   期した整流回路を備え、前記負荷電流が前記基準抵抗に
   流れることにより前記基準抵抗の端子間に発生する電圧
   が、前記整流回路を介して前記パルス幅変調回路に供給
   されることを特徴とするパルス幅変調形交番定電流回
   路。
5. 【請求項５】請求項１又は２記載のパルス幅変調形交番
   定電流回路において、前記コンデンサの容量値は、前記
   スイッチ手段のオフ期間中に前記コンデンサの端子電圧
   が、オン時の２０％以上上昇するような容量値であるこ
   とを特徴とするパルス幅変調形交番定電流回路。