JP3160378B2 - 電流調整回路 - Google Patents
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/62—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using bucking or boosting dc sources
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/04106—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、第１の制御路を含む主
電流路と、類似の第２の制御路を含む基準電流路と、第
１および第２の制御路を並列に制御するように機能する
制御装置とを有する電流調整回路にに関する。
電流路と、類似の第２の制御路を含む基準電流路と、第
１および第２の制御路を並列に制御するように機能する
制御装置とを有する電流調整回路にに関する。
【０００２】
【従来の技術】このような電流調整回路の１つの適用
は、放射装置として赤外線ダイオードを持つ遠隔制御送
信器におけるものである。このような遠隔制御送信器は
一般にバッテリィで動作されるため、赤外線出力段の送
信パワーは調整回路が存在しない場合には各バッテリィ
状態に強く依存する。一定であり、したがってバッテリ
ィを節約する送信パワーは電流調整回路によって可能に
される。しかしながら、ほとんどの通常の電流調整回路
は、制御路を横断する電源のかなりの部分が各電流を感
知するために装置中で失われる欠点を有する。これはバ
ッテリィの容量の有用度を減少し、短期間でバッテリィ
電圧が減少して送信パワーを低下させる。
は、放射装置として赤外線ダイオードを持つ遠隔制御送
信器におけるものである。このような遠隔制御送信器は
一般にバッテリィで動作されるため、赤外線出力段の送
信パワーは調整回路が存在しない場合には各バッテリィ
状態に強く依存する。一定であり、したがってバッテリ
ィを節約する送信パワーは電流調整回路によって可能に
される。しかしながら、ほとんどの通常の電流調整回路
は、制御路を横断する電源のかなりの部分が各電流を感
知するために装置中で失われる欠点を有する。これはバ
ッテリィの容量の有用度を減少し、短期間でバッテリィ
電圧が減少して送信パワーを低下させる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は電流感知装置および調整回路が制御路を横切る電
圧降下が最小にされるように設計された抵抗負荷に電流
調整回路を提供することである。制御路の制御装置の電
圧要求はもちろん抵抗負荷および制御路の直列結合を横
切る電圧降下より大きくてはならない。
目的は電流感知装置および調整回路が制御路を横切る電
圧降下が最小にされるように設計された抵抗負荷に電流
調整回路を提供することである。制御路の制御装置の電
圧要求はもちろん抵抗負荷および制御路の直列結合を横
切る電圧降下より大きくてはならない。
【０００４】本発明の別の目的は、電流を節約し、電力
消費を最小にするために制御のパルスができる限り狭く
維持され、それによってさらに高い伝送周波数が得られ
るように調整された電流振幅を持つパルス化された動作
を可能にする電流パルスのオン切替えおよびオフ切替え
端縁ができる限り急峻であるように電流調整回路を改良
することである。
消費を最小にするために制御のパルスができる限り狭く
維持され、それによってさらに高い伝送周波数が得られ
るように調整された電流振幅を持つパルス化された動作
を可能にする電流パルスのオン切替えおよびオフ切替え
端縁ができる限り急峻であるように電流調整回路を改良
することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この目的は、本発明の電
流調整回路によって達成される。
流調整回路によって達成される。
【０００６】本発明の電流調整回路は、第１の制御路を
含む主電流路と、類似の第２の制御路を含む基準電流路
と、第１および第２の制御路を並列に制御するように機
能する制御装置とを有する電流調整回路において、主電
流路は第１の給電端子と第１の制御路の入力との間に電
流（主電流）が調整される低インピーダンス負荷を含
み、基準電流路は第２の制御路の電流入力に基準電流を
供給する高インピーダンス電流源を含み、制御装置は反
転および非反転入力が第１および第２の制御路の電流入
力にそれぞれ結合されている差動増幅器の形態の調整増
幅器を含んでいることを特徴とする。
含む主電流路と、類似の第２の制御路を含む基準電流路
と、第１および第２の制御路を並列に制御するように機
能する制御装置とを有する電流調整回路において、主電
流路は第１の給電端子と第１の制御路の入力との間に電
流（主電流）が調整される低インピーダンス負荷を含
み、基準電流路は第２の制御路の電流入力に基準電流を
供給する高インピーダンス電流源を含み、制御装置は反
転および非反転入力が第１および第２の制御路の電流入
力にそれぞれ結合されている差動増幅器の形態の調整増
幅器を含んでいることを特徴とする。
【０００７】
【実施例】図１の電流調整回路のブロック図は主電流路
ｈ、並列基準電流路ｒおよび制御装置ｓｔを示す。制御
装置ｓｔは主電流路ｈおよび基準電流路ｒとそれぞれ関
連された第１の制御路ｓ1 および第２の制御路ｓ2 の両
者を駆動する差動増幅器ｄｖの形態の調整増幅器を含
む。主電流路は給電端子ｖｄと接地端子Ｍとの間に低イ
ンピーダンス負荷と第１の制御路ｓ1 との直列結合を含
む。図１において、低インピーダンス負荷は赤外線放射
ダイオードｄである。負荷はもちろん電力を消費する任
意の装置または熱線センサまたは十字コイル器具のよう
な任意の電流駆動素子であってよい。
ｈ、並列基準電流路ｒおよび制御装置ｓｔを示す。制御
装置ｓｔは主電流路ｈおよび基準電流路ｒとそれぞれ関
連された第１の制御路ｓ1 および第２の制御路ｓ2 の両
者を駆動する差動増幅器ｄｖの形態の調整増幅器を含
む。主電流路は給電端子ｖｄと接地端子Ｍとの間に低イ
ンピーダンス負荷と第１の制御路ｓ1 との直列結合を含
む。図１において、低インピーダンス負荷は赤外線放射
ダイオードｄである。負荷はもちろん電力を消費する任
意の装置または熱線センサまたは十字コイル器具のよう
な任意の電流駆動素子であってよい。
【０００８】第１の制御路ｓ1 と並列関係で、第２の制
御路ｓ2 は差動増幅器ｄｖの出力によって制御される。
第２の制御路の電流入力ｋｐは電流源ｑから基準電流ｉ
ｒを供給される。
御路ｓ2 は差動増幅器ｄｖの出力によって制御される。
第２の制御路の電流入力ｋｐは電流源ｑから基準電流ｉ
ｒを供給される。
【０００９】本発明は、同じ制御路が制御入力で同様に
制御され、制御入力で同じ電圧を有している場合、これ
らの制御路を流れる電流は等しくなければならないこと
を利用する。この等価状態はまた電流の比が制御路の付
勢量のそれに等しいある修正により異なっているが、類
似した制御路に適合する。
制御され、制御入力で同じ電圧を有している場合、これ
らの制御路を流れる電流は等しくなければならないこと
を利用する。この等価状態はまた電流の比が制御路の付
勢量のそれに等しいある修正により異なっているが、類
似した制御路に適合する。
【００１０】付勢量は制御路の構成に依存し、できる限
り純粋に電圧または電流制御されるべきである。電圧制
御のための付勢量は以降“トランスコンダクタンス”と
して表され、これは制御路電流と制御電圧との間の関係
を示すために使用され、この用語は小さい信号特性に限
定されるものではない。電流制御用の付勢量は以降“電
流利得”として表され、それによって制御路電流と制御
電流との間の電流比を定める意味で使用され、小信号特
性に限定されるものではない。
り純粋に電圧または電流制御されるべきである。電圧制
御のための付勢量は以降“トランスコンダクタンス”と
して表され、これは制御路電流と制御電圧との間の関係
を示すために使用され、この用語は小さい信号特性に限
定されるものではない。電流制御用の付勢量は以降“電
流利得”として表され、それによって制御路電流と制御
電流との間の電流比を定める意味で使用され、小信号特
性に限定されるものではない。
【００１１】電界効果トランジスタが制御路に対して使
用された場合、各トランスコンダクタンスはチャンネル
幅対長さ（Ｗ／Ｌ）比により決定される。第１および第
２の制御路の、厳密に比例する付勢量の意味での最も可
能な類似性のためにチャンネル長Ｌは不変のままであ
り、トランスコンダクタンスの比はチャンネル幅Ｗ1 ：
Ｗ2 の比に応じる。バイポーラ技術を使用する簡単な実
施例において、これは実効的なベースエミッタ面積の比
に対応する。純粋に電流駆動される制御路、例えば固定
された電流比を持つ電流ミラー回路の場合、各電流利得
は主電流ｉｈおよび基準電流ｉｒに適合されなければな
らない。
用された場合、各トランスコンダクタンスはチャンネル
幅対長さ（Ｗ／Ｌ）比により決定される。第１および第
２の制御路の、厳密に比例する付勢量の意味での最も可
能な類似性のためにチャンネル長Ｌは不変のままであ
り、トランスコンダクタンスの比はチャンネル幅Ｗ1 ：
Ｗ2 の比に応じる。バイポーラ技術を使用する簡単な実
施例において、これは実効的なベースエミッタ面積の比
に対応する。純粋に電流駆動される制御路、例えば固定
された電流比を持つ電流ミラー回路の場合、各電流利得
は主電流ｉｈおよび基準電流ｉｒに適合されなければな
らない。
【００１２】差動増幅器ｄｖは第１および第２の制御路
ｓ1 ，ｓ2 の電流入力ｋｄ，ｋｐ間の電圧差を感知し、
差動電圧がゼロになるまで２つの制御路を調節する。制
御の方向は２つの制御路の制御方向に依存し、もちろん
負のフィードバックループの利得は正のフィードバック
ループの利得より大きくなければならない。この要求は
電流源ｑの高い内部抵抗の結果として基準電流路ｒを介
する負のフィードバックループが低インピーダンス負荷
ｄを持つ主電流路ｈを介する正のフィードバックループ
より高い利得を有しているため、図１において満足され
ている。
ｓ1 ，ｓ2 の電流入力ｋｄ，ｋｐ間の電圧差を感知し、
差動電圧がゼロになるまで２つの制御路を調節する。制
御の方向は２つの制御路の制御方向に依存し、もちろん
負のフィードバックループの利得は正のフィードバック
ループの利得より大きくなければならない。この要求は
電流源ｑの高い内部抵抗の結果として基準電流路ｒを介
する負のフィードバックループが低インピーダンス負荷
ｄを持つ主電流路ｈを介する正のフィードバックループ
より高い利得を有しているため、図１において満足され
ている。
【００１３】図１において、パルススイッチング段ｐお
よび予備充電装置ｆは制御装置ｓｔ内に概略的に示され
る。外部から供給されたパルス制御信号ｔｓまたは内部
パルス発生器によって、パルススイッチング段は電流源
ｑをオンおよびオフに切替えることができる制御信号ｔ
ｓ´を発生する。したがって主電流ｉｈもまたオンおよ
びオフに切替えられる。赤外線放射ダイオードｄを持つ
遠隔制御送信器の場合、主電流ｉｈは１アンペア程度で
ある。電界効果トランジスタが使用された場合、これは
第１の制御路ｓ1 に対して非常に大きいトランジスタを
要求する。このトランジスタの入力容量はパルス動作中
の制御動作を緩慢にするため、パルスの前縁および後縁
は比較的ゆっくり上昇および下降し、さらにパルススイ
ッチング段からの制御信号に関して遅延される。制御路
容量のこの一定の再充電は予備充電装置ｆによって著し
く減少される。この装置を通じて第１の制御路ｓ1 はパ
ルス間の間隔中予備充電状態であり、これは小さい予備
充電電流の間第１の制御路を開放状態にする。これは２
つの相補的ステップによって行われる。最初に、電流源
ｑは完全にオフに切替えられるわけではなく、小さい予
備充電基準電流ｉｒ´に切替えられる。次に、例えば係
数５により第２の制御路ｓ2 のトランスコンダクタンス
または電流利得を増加する補助制御路ｔ2 ´（図２参
照）は第２の制御路ｓ2 と並列に接続される。予備充電
基準電流ｉｒ´の大きさおよび第１および第２の制御路
間の新しい付勢量の比にしたがって、所望の予備充電電
流が主電流路ｈに現れる。差動増幅器ｄｖの反転入力と
非反転入力との間の抵抗Ｒは簡単な方法でループ利得を
減少することによって安定させるように機能する。
よび予備充電装置ｆは制御装置ｓｔ内に概略的に示され
る。外部から供給されたパルス制御信号ｔｓまたは内部
パルス発生器によって、パルススイッチング段は電流源
ｑをオンおよびオフに切替えることができる制御信号ｔ
ｓ´を発生する。したがって主電流ｉｈもまたオンおよ
びオフに切替えられる。赤外線放射ダイオードｄを持つ
遠隔制御送信器の場合、主電流ｉｈは１アンペア程度で
ある。電界効果トランジスタが使用された場合、これは
第１の制御路ｓ1 に対して非常に大きいトランジスタを
要求する。このトランジスタの入力容量はパルス動作中
の制御動作を緩慢にするため、パルスの前縁および後縁
は比較的ゆっくり上昇および下降し、さらにパルススイ
ッチング段からの制御信号に関して遅延される。制御路
容量のこの一定の再充電は予備充電装置ｆによって著し
く減少される。この装置を通じて第１の制御路ｓ1 はパ
ルス間の間隔中予備充電状態であり、これは小さい予備
充電電流の間第１の制御路を開放状態にする。これは２
つの相補的ステップによって行われる。最初に、電流源
ｑは完全にオフに切替えられるわけではなく、小さい予
備充電基準電流ｉｒ´に切替えられる。次に、例えば係
数５により第２の制御路ｓ2 のトランスコンダクタンス
または電流利得を増加する補助制御路ｔ2 ´（図２参
照）は第２の制御路ｓ2 と並列に接続される。予備充電
基準電流ｉｒ´の大きさおよび第１および第２の制御路
間の新しい付勢量の比にしたがって、所望の予備充電電
流が主電流路ｈに現れる。差動増幅器ｄｖの反転入力と
非反転入力との間の抵抗Ｒは簡単な方法でループ利得を
減少することによって安定させるように機能する。
【００１４】図２はＣＭＯＳ技術の電流調整回路の好ま
しい実施例を示す。第１および第２の制御路ｓ1 および
ｓ2 は例えばＷ／Ｌ比が例えば180,000 ／1.5 を持つ第
１のｎチャンネルトランジスタｔ1 および160 ／1.5 の
Ｗ／Ｌ比を持つ第２のｎチャンネルトランジスタｔ2 に
よって形成される。ｎチャンネルトランジスタｔ2 ´に
より構成された補助制御路は1000／1.5 のＷ／Ｌ比を有
する。これら３つのトランジスタｔ1 ，ｔ2 ，ｔ2 ´の
ゲート端子はトランスコンダクタンス増幅器ｔｖの出力
端子ｋに接続され、この増幅器ｔｖはｎチャンネルトラ
ンジスタｔ3 ，ｔ4 およびｐチャンネルトランジスタｔ
5 ，ｔ6 から形成され、差動増幅器ｄｖとして機能す
る。ｐチャンネルトランジスタｔ5 のゲート端子は反転
入力を形成し、主電流路ｈにおける負荷に対する端子ｋ
ｄに接続される。また、ｎチャンネルトランジスタｔ1
のドレイン端子も端子ｋｄに接続される。
しい実施例を示す。第１および第２の制御路ｓ1 および
ｓ2 は例えばＷ／Ｌ比が例えば180,000 ／1.5 を持つ第
１のｎチャンネルトランジスタｔ1 および160 ／1.5 の
Ｗ／Ｌ比を持つ第２のｎチャンネルトランジスタｔ2 に
よって形成される。ｎチャンネルトランジスタｔ2 ´に
より構成された補助制御路は1000／1.5 のＷ／Ｌ比を有
する。これら３つのトランジスタｔ1 ，ｔ2 ，ｔ2 ´の
ゲート端子はトランスコンダクタンス増幅器ｔｖの出力
端子ｋに接続され、この増幅器ｔｖはｎチャンネルトラ
ンジスタｔ3 ，ｔ4 およびｐチャンネルトランジスタｔ
5 ，ｔ6 から形成され、差動増幅器ｄｖとして機能す
る。ｐチャンネルトランジスタｔ5 のゲート端子は反転
入力を形成し、主電流路ｈにおける負荷に対する端子ｋ
ｄに接続される。また、ｎチャンネルトランジスタｔ1
のドレイン端子も端子ｋｄに接続される。
【００１５】ｐチャンネルトランジスタｔ6 のゲート端
子はトランスコンダクタンス増幅器ｔｖの非反転入力で
あり、これは第２の制御路ｓ2 の電流入力ｋｐに接続さ
れている。電流源ｑは供給端子ｖｄと第２の制御路ｓ2
の電流入力ｋｐとの間に接続され、ｐチャンネルトラン
ジスタｔ9 によって例えば850 マイクロアンペアの基準
電流ｉｒを、また付加的なｐチャンネルトランジスタｔ
13によって例えば70マイクロアンペアの予備充電基準電
流ｉｒ´を発生する。トランジスタｔ9 のドレイン電流
は、ゲート端子がパルス制御信号ｔｓによって制御され
るｐチャンネルトランジスタにより構成された電流スイ
ッチｔ10を通って流れるため、基準電流ｉｒは第２の制
御路の電流入力ｋｐの前にオフに切替えられることがで
きる。
子はトランスコンダクタンス増幅器ｔｖの非反転入力で
あり、これは第２の制御路ｓ2 の電流入力ｋｐに接続さ
れている。電流源ｑは供給端子ｖｄと第２の制御路ｓ2
の電流入力ｋｐとの間に接続され、ｐチャンネルトラン
ジスタｔ9 によって例えば850 マイクロアンペアの基準
電流ｉｒを、また付加的なｐチャンネルトランジスタｔ
13によって例えば70マイクロアンペアの予備充電基準電
流ｉｒ´を発生する。トランジスタｔ9 のドレイン電流
は、ゲート端子がパルス制御信号ｔｓによって制御され
るｐチャンネルトランジスタにより構成された電流スイ
ッチｔ10を通って流れるため、基準電流ｉｒは第２の制
御路の電流入力ｋｐの前にオフに切替えられることがで
きる。
【００１６】トランジスタｔ10，ｔ13の相互接続された
ドレイン端子はトランスコンダクタンス増幅器ｔｖの非
反転入力、トランジスタｔ2 のドレイン端子およびｎチ
ャンネルトランジスタｔ11のドレイン端子に接続され、
トランジスタｔ11のゲート端子はパルス制御信号ｔｓを
供給される。トランジスタｔ10，ｔ11はパルス制御信号
ｔｓによってオンまたはオフに逆に切替えられる。ｎチ
ャンネルトランジスタｔ11のソース端子はｎチャンネル
トランジスタｔ2 ´のドレイン端子に接続され、これは
補助電流路を形成する。
ドレイン端子はトランスコンダクタンス増幅器ｔｖの非
反転入力、トランジスタｔ2 のドレイン端子およびｎチ
ャンネルトランジスタｔ11のドレイン端子に接続され、
トランジスタｔ11のゲート端子はパルス制御信号ｔｓを
供給される。トランジスタｔ10，ｔ11はパルス制御信号
ｔｓによってオンまたはオフに逆に切替えられる。ｎチ
ャンネルトランジスタｔ11のソース端子はｎチャンネル
トランジスタｔ2 ´のドレイン端子に接続され、これは
補助電流路を形成する。
【００１７】基準電流ｉｒがオフに切替えられたとき、
予備充電基準電流ｉｒ´はノードｋｐを通って直接トラ
ンジスタｔ2 に、また導電しているトランジスタｔ11を
通ってトランジスタｔ2 ´に流れる。それはほぼＷ2 ：
Ｗ2 ´の比で分割される。しかしながら、第２の制御路
ｓ2 のトランスコンダクタンスに対して、Ｗ1 ／Ｌおよ
びＷ2 ／Ｌの合計は上記の例の1160／1.5 とされなけれ
ばならない。70マイクロアンペアの予備充電基準電流ｉ
ｒ´により、これは主電流路において約10ミリアンペア
の予備充電電流を提供する。したがって、パルス動作中
主電流ｉｈは値１アンペアと10ミリアンペアとの間で切
替えられる。予備充電電流はパルス間の期間中バッテリ
ィをあまり負荷せずに十分に高い。上記のように、約１
マイクロ秒の期間を持つかなり短いパルスが望ましい。
予備充電基準電流ｉｒ´はノードｋｐを通って直接トラ
ンジスタｔ2 に、また導電しているトランジスタｔ11を
通ってトランジスタｔ2 ´に流れる。それはほぼＷ2 ：
Ｗ2 ´の比で分割される。しかしながら、第２の制御路
ｓ2 のトランスコンダクタンスに対して、Ｗ1 ／Ｌおよ
びＷ2 ／Ｌの合計は上記の例の1160／1.5 とされなけれ
ばならない。70マイクロアンペアの予備充電基準電流ｉ
ｒ´により、これは主電流路において約10ミリアンペア
の予備充電電流を提供する。したがって、パルス動作中
主電流ｉｈは値１アンペアと10ミリアンペアとの間で切
替えられる。予備充電電流はパルス間の期間中バッテリ
ィをあまり負荷せずに十分に高い。上記のように、約１
マイクロ秒の期間を持つかなり短いパルスが望ましい。
【００１８】図２に示された実施例から、パルスが存在
するときに基準電流路ｒはトランジスタｔ9 およびｔ13
のドレイン電流の合計を第２の制御路ｓ2 に供給するこ
とが明らかである。しかしながら、これは主電流路に対
する基準電流路の電流比を容易に考慮することができ
る。他方、予備充電基準電流ｉｒ´はパルス制御信号ｔ
ｓによって制御されたｎチャンネルスイッチによりパル
スが存在するときにはノードｋｐから除外されているこ
とができる。
するときに基準電流路ｒはトランジスタｔ9 およびｔ13
のドレイン電流の合計を第２の制御路ｓ2 に供給するこ
とが明らかである。しかしながら、これは主電流路に対
する基準電流路の電流比を容易に考慮することができ
る。他方、予備充電基準電流ｉｒ´はパルス制御信号ｔ
ｓによって制御されたｎチャンネルスイッチによりパル
スが存在するときにはノードｋｐから除外されているこ
とができる。
【００１９】トランスコンダクタンス増幅器ｔｖおよび
電流源ｑは、共通ゲート電位がバイアス端子ｖｖで供給
されるｐチャンネル電流バンクを通して電流を供給され
る。ｐチャンネルトランジスタｔ5 ，ｔ6 の共通ソース
端子は一種の縦続構造でそれに接続された別のｐチャン
ネルトランジスタｔ8 を有するｐチャンネル電流バンク
のｐチャンネルトランジスタｔ7 から供給される。この
ｐチャンネルトランジスタｔ8 のドレイン電極は出力端
子ｋに定常状態の予備充電電流を出力端子ｋに供給す
る。ｐチャンネル電流バンクの共通のゲート電位、およ
びしたがってバイアス電圧ｖｖのレベルはｐチャンネル
トランジスタｔ12によって決定され、そのトランジスタ
ｔ12のゲートドレイン端子は共通ゲート相互接続ライン
に接続され、ソース端子は供給端子ｖｄに接続されてい
る。バイアス端子ｖｖに接続された電流源は図２に示さ
れていない。
電流源ｑは、共通ゲート電位がバイアス端子ｖｖで供給
されるｐチャンネル電流バンクを通して電流を供給され
る。ｐチャンネルトランジスタｔ5 ，ｔ6 の共通ソース
端子は一種の縦続構造でそれに接続された別のｐチャン
ネルトランジスタｔ8 を有するｐチャンネル電流バンク
のｐチャンネルトランジスタｔ7 から供給される。この
ｐチャンネルトランジスタｔ8 のドレイン電極は出力端
子ｋに定常状態の予備充電電流を出力端子ｋに供給す
る。ｐチャンネル電流バンクの共通のゲート電位、およ
びしたがってバイアス電圧ｖｖのレベルはｐチャンネル
トランジスタｔ12によって決定され、そのトランジスタ
ｔ12のゲートドレイン端子は共通ゲート相互接続ライン
に接続され、ソース端子は供給端子ｖｄに接続されてい
る。バイアス端子ｖｖに接続された電流源は図２に示さ
れていない。
【００２０】予備充電による全体的なパルス制御はオフ
切替え信号ｏｆによって消勢される。この信号が上方の
スイッチングレベルである場合、出力端子ｋはｎチャン
ネルトランジスタｔ14を通じて接地される。トランジス
タｔ14はまた制御路トランジスタｔ1 を完全にオフに切
替えさせるため、漏洩電流だけがダイオードｄを通って
流れる。
切替え信号ｏｆによって消勢される。この信号が上方の
スイッチングレベルである場合、出力端子ｋはｎチャン
ネルトランジスタｔ14を通じて接地される。トランジス
タｔ14はまた制御路トランジスタｔ1 を完全にオフに切
替えさせるため、漏洩電流だけがダイオードｄを通って
流れる。
【００２１】トランスコンダクタンス増幅器ｔｖを含む
制御システムの安定化はトランスコンダクタンス増幅器
の反転および非反転入力間に接続された抵抗Ｒによって
図１のように行われ、例えば３キロオームの値を有す
る。
制御システムの安定化はトランスコンダクタンス増幅器
の反転および非反転入力間に接続された抵抗Ｒによって
図１のように行われ、例えば３キロオームの値を有す
る。
【図１】パルス制御用の装置を持つ電流調整回路のブロ
ック図。
ック図。
【図２】ＣＭＯＳ技術の電流調整回路の好ましい実施例
の概略図。
の概略図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−213328（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04Q 9/00 - 9/16
Claims (10)
- 【請求項１】 第１の制御路（ｓ１）を含む主電流路
（ｈ）と、前記第１の制御路と類似している第２の制御
路（Ｓ２）を含む基準電流路（ｒ）と、前記第１および
第２の制御路（ｓ１，ｓ２）を並列に制御する制御装置
（ｓｔ）とを具備している電流調整回路において、前記 主電流路（ｈ）は第１の給電端子（ｖｄ）と第１の
制御路（ｓ１）の電流入力端子（ｋｄ）との間に接続さ
れ、調整された主電流路（ｈ）の電流が流れる低インピ
ーダンス負荷（ｄ）を具備し、前記 基準電流路（ｒ）は第２の制御路（Ｓ２）の電流入
力端子（ｋｐ）に基準電流を供給する高インピーダンス
電流源（ｑ）を含み、前記 制御装置（ｓｔ）は差動増幅器の形態の調整増幅器
（ｄｖ，ｔｖ）を具備し、この調整増幅器の反転および
非反転入力端子は第１および第２の制御路の電流入力端
子（ｋｄ，ｋｐ）にそれぞれ結合され、この調整増幅器
（ｄｖ，ｔｖ）の出力により第１および第２の制御路
（ｓ１，ｓ２）が並列に制御されることを特徴とする電
流調整回路。 - 【請求項２】 第１および第２の制御路（ｓ１，ｓ２）
はモノリシック集積回路技術を使用して構成され、第２
の制御路（ｓ２）のトランスコンダクタンスまたは電流
利得に対する第１の制御路（ｓ１）のトランスコンダク
タンスまたは電流利得の比は基準電流に対する主電流の
比と同じであることを特徴とする請求項１記載の電流調
整回路。 - 【請求項３】 制御装置（ｓｔ）は調整された振幅を持
つパルスとして主電流を発生するパルススイッチング段
（ｐ）を具備していることを特徴とする請求項２記載の
電流調整回路。 - 【請求項４】 パルス間の期間中にパルススイッチング
段（ｐ）は第１の制御路（ｓ１）を予備充電状態にする
予備充電装置（ｆ）を付勢することを特徴とする請求項
３記載の電流調整回路。 - 【請求項５】 パルス間の期間中にパルススイッチング
段（ｐ）はパルス時間中の値より大きい第２の値に第２
の制御路（ｓ２）のトランスコンダクタンスまたは電流
利得を切替え、 パルス間の期間中にパルススイッチング段（ｐ）によっ
て制御される電流源は値が基準電流のものより小さい予
備充電基準電流を第２の制御路（ｓ２）に供給すること
を特徴とする請求項４記載の電流調整回路。 - 【請求項６】 トランスコンダクタンスまたは電流利得
の切替えは第２の制御路（ｓ２）と並列に補助制御路
（ｔ２')を接続することによって行われることを特徴と
する請求項５記載の電流調整回路。 - 【請求項７】 電流調整回路の少なくとも一部分は電界
効果トランジスタ技術、特にＣＯＭＳ技術を使用して構
成されることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１
項記載の電流調整回路。 - 【請求項８】 低インピーダンス負荷は赤外線放射ダイ
オード（ｄ）であることを特徴とする請求項１乃至７の
いずれか１項記載の電流調整回路。 - 【請求項９】 予備充電装置（ｆ）はオフ切替え信号に
よって消勢されることを特徴とする請求項４記載の電流
調整回路。 - 【請求項１０】 差動増幅器（ｔｖ）はトランスコンダ
クタンス増幅器であり、その出力端子（ｋ）は第１およ
び第２の制御路としてそれぞれ機能する第１のｎチャン
ネルトランジスタ（ｔ１）および第２のｎチャンネルト
ランジスタ（ｔ２）のゲート端子に接続されていること
を特徴とする請求項７記載の電流調整回路。
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