JPH07249949A - バンドギャップ電圧発生器、およびその感度を低減する方法 - Google Patents
バンドギャップ電圧発生器、およびその感度を低減する方法Info
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- JPH07249949A JPH07249949A JP7013280A JP1328095A JPH07249949A JP H07249949 A JPH07249949 A JP H07249949A JP 7013280 A JP7013280 A JP 7013280A JP 1328095 A JP1328095 A JP 1328095A JP H07249949 A JPH07249949 A JP H07249949A
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- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低い電源電圧により、所望のバンドギャップ
電圧を供給できるバンドギャップ電圧発生器を提供す
る。 【構成】 本発明によるバンドギャップ電圧基準発生器
は、仮想的に電力供給排除比（ＰＳＲＲ）が零である単
純なバンドギャップ電圧基準供給回路（３０）を使用
し、非常に低い電源電圧ＶDDを使って、出力バンドギャ
ップ電圧ＶBGを生じる。ＰＳＲＲを増加させるために、
バンドギャップ電圧基準供給回路により生成される信号
は、２つのカスケード接続されたＦＥＴからなる高利得
増幅回路（４０）により増幅される。この増幅された信
号は、電圧制御電流シンクとして使用されるＦＥＴ（１
４）からなる電圧調整回路を駆動するために使用され
る。電圧調整回路は、電源からバンドギャップ電圧基準
供給回路に供給される電圧を調節する。
電圧を供給できるバンドギャップ電圧発生器を提供す
る。 【構成】 本発明によるバンドギャップ電圧基準発生器
は、仮想的に電力供給排除比（ＰＳＲＲ）が零である単
純なバンドギャップ電圧基準供給回路（３０）を使用
し、非常に低い電源電圧ＶDDを使って、出力バンドギャ
ップ電圧ＶBGを生じる。ＰＳＲＲを増加させるために、
バンドギャップ電圧基準供給回路により生成される信号
は、２つのカスケード接続されたＦＥＴからなる高利得
増幅回路（４０）により増幅される。この増幅された信
号は、電圧制御電流シンクとして使用されるＦＥＴ（１
４）からなる電圧調整回路を駆動するために使用され
る。電圧調整回路は、電源からバンドギャップ電圧基準
供給回路に供給される電圧を調節する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、バンドギャップ電圧基
準発生器に係り、特に、ＣＭＯＳ（相補型金属酸化物半
導体）集積回路で構成されたバンドギャップ電圧基準発
生器に関する。
準発生器に係り、特に、ＣＭＯＳ（相補型金属酸化物半
導体）集積回路で構成されたバンドギャップ電圧基準発
生器に関する。
【０００２】
【従来技術の説明】近年、セルラー電話、ラップトップ
・コンピュータなどの機器の普及とともに、非常に複雑
で高性能の電子回路を使用したバッテリー駆動のポータ
ブル機器の使用が急激に増加してきた。さらに、プレシ
ジョン・コーダ／デコーダ（ＣＯＤＥＣＳ）のために、
アナログ信号からデジタル信号への変換およびその逆の
変換の正確さは、基準電圧の安定性に直接的に依存す
る。適切かつ信頼できる動作のために、そのような機器
は、温度変化、電源電圧の変化および雑音に対して安定
かつ影響されない、例えば１．２５ボルトの基準電圧す
なわちバンドギャップ電圧ＶBGを必要とする。
・コンピュータなどの機器の普及とともに、非常に複雑
で高性能の電子回路を使用したバッテリー駆動のポータ
ブル機器の使用が急激に増加してきた。さらに、プレシ
ジョン・コーダ／デコーダ（ＣＯＤＥＣＳ）のために、
アナログ信号からデジタル信号への変換およびその逆の
変換の正確さは、基準電圧の安定性に直接的に依存す
る。適切かつ信頼できる動作のために、そのような機器
は、温度変化、電源電圧の変化および雑音に対して安定
かつ影響されない、例えば１．２５ボルトの基準電圧す
なわちバンドギャップ電圧ＶBGを必要とする。
【０００３】また、基準電圧ＶBGは、再充電が必要とさ
れるまでの長時間にわたって電圧を保持することができ
る電源電圧ＶDDにより駆動されることが望ましい。この
要求に応えるためには、一般には多数のバッテリーまた
は単一の大きなバッテリーが必要であり、機器全体の大
きさおよび重量を増加させ、機器がポータブルな用途に
は望ましくなく、かつ適切でなくなる。しかし、電源電
圧ＶDDが最小にできれば、必要とされるバッテリーの数
および大きさは低減できることになる。
れるまでの長時間にわたって電圧を保持することができ
る電源電圧ＶDDにより駆動されることが望ましい。この
要求に応えるためには、一般には多数のバッテリーまた
は単一の大きなバッテリーが必要であり、機器全体の大
きさおよび重量を増加させ、機器がポータブルな用途に
は望ましくなく、かつ適切でなくなる。しかし、電源電
圧ＶDDが最小にできれば、必要とされるバッテリーの数
および大きさは低減できることになる。
【０００４】一般に、バンドギャップ電圧基準発生器と
して知られている回路は、必要とされる安定な基準電圧
すなわちバンドギャップ電圧ＶBGを与えるために使用さ
れる。米国特許第４，８４９，６８４号公報には、例え
ばアナログ集積回路に有用な高い電力供給排除比（ＰＳ
ＲＲ）をもつＣＭＯＳバンドギャップ電圧基準発生器が
示されている。なお、電力供給排除比（ＰＳＲＲ）と
は、バンドギャップ電圧ＶBGの変化に対する電源電圧Ｖ
DDの変化の比である。このデバイスにおいて、熱電圧基
準から得られる拡大された電流は、抵抗器両端間の電圧
降下を生じる。この抵抗器は、熱電圧基準の一部のバイ
ポーラトランジスタに接続されている。
して知られている回路は、必要とされる安定な基準電圧
すなわちバンドギャップ電圧ＶBGを与えるために使用さ
れる。米国特許第４，８４９，６８４号公報には、例え
ばアナログ集積回路に有用な高い電力供給排除比（ＰＳ
ＲＲ）をもつＣＭＯＳバンドギャップ電圧基準発生器が
示されている。なお、電力供給排除比（ＰＳＲＲ）と
は、バンドギャップ電圧ＶBGの変化に対する電源電圧Ｖ
DDの変化の比である。このデバイスにおいて、熱電圧基
準から得られる拡大された電流は、抵抗器両端間の電圧
降下を生じる。この抵抗器は、熱電圧基準の一部のバイ
ポーラトランジスタに接続されている。
【０００５】バンドギャップ電圧は、抵抗器の端子間電
圧およびバイポーラトランジスタの端子間電圧の和であ
る。示された回路のバンドギャップ部分自体は、約３０
〜４０デシベルのＰＳＲＲを有するだけである。差動増
幅器は、制御回路入力における電圧およびバンドギャッ
プ電圧基準発生器の熱電圧電圧基準部分中の電流ミラー
の出力を入力し、入力電圧が実質的に同じになるまで電
源電圧を熱電圧基準に調節する。この差動増幅器は、回
路のＰＳＲＲを約１００デシベルまでに大きくする。
圧およびバイポーラトランジスタの端子間電圧の和であ
る。示された回路のバンドギャップ部分自体は、約３０
〜４０デシベルのＰＳＲＲを有するだけである。差動増
幅器は、制御回路入力における電圧およびバンドギャッ
プ電圧基準発生器の熱電圧電圧基準部分中の電流ミラー
の出力を入力し、入力電圧が実質的に同じになるまで電
源電圧を熱電圧基準に調節する。この差動増幅器は、回
路のＰＳＲＲを約１００デシベルまでに大きくする。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】米国特許第４，８４
９，６８４号公報に開示されたバンドギャップ電圧基準
発生器は多くの用途に信頼性があり、有用であるが、こ
の回路は、約１．２５ボルトの基準電圧すなわちバンド
ギャップ電圧ＶBGを生じるためには少なくとも約４ボル
トの電源電圧ＶDDを必要とする。この電源電圧ＶDDの最
小電圧レベルは、調整回路トランジスタ（ＦＥＴ２２、
２３）が約３ボルトのスレッシホールド電圧を生じると
いう事実による。従って、約１．２５ボルトの出力バン
ドギャップ電圧ＶBGを生じるためには、電源電圧ＶDDは
少なくとも約４ボルトを超えなければならない。
９，６８４号公報に開示されたバンドギャップ電圧基準
発生器は多くの用途に信頼性があり、有用であるが、こ
の回路は、約１．２５ボルトの基準電圧すなわちバンド
ギャップ電圧ＶBGを生じるためには少なくとも約４ボル
トの電源電圧ＶDDを必要とする。この電源電圧ＶDDの最
小電圧レベルは、調整回路トランジスタ（ＦＥＴ２２、
２３）が約３ボルトのスレッシホールド電圧を生じると
いう事実による。従って、約１．２５ボルトの出力バン
ドギャップ電圧ＶBGを生じるためには、電源電圧ＶDDは
少なくとも約４ボルトを超えなければならない。
【０００７】本発明は、低い電源電圧により、所望の出
力バンドギャップ電圧を得ることが可能なバンドギャッ
プ電圧発生器を提供することを目的とする。
力バンドギャップ電圧を得ることが可能なバンドギャッ
プ電圧発生器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によるバンドギャ
ップ電圧基準発生器は、仮想的にＰＳＲＲを有さない
が、約２．３〜約５．０ボルト、好ましくは約２．３〜
約３．６ボルト、最も好ましくは３．０ボルトの低い電
源電圧ＶDDの電源により駆動される約２ボルトの非常に
低い電圧源Ｖγを用いて、約１．０〜１．５ボルト、好
ましくは１．２５ボルトの出力バンドギャップ電圧ＶBG
を生じることができる簡単なバンドギャップ電圧基準供
給回路を使用する。従って、電源電圧ＶDDを与えるバッ
テリーのようなデバイスの物理的サイズが最小化でき
る。
ップ電圧基準発生器は、仮想的にＰＳＲＲを有さない
が、約２．３〜約５．０ボルト、好ましくは約２．３〜
約３．６ボルト、最も好ましくは３．０ボルトの低い電
源電圧ＶDDの電源により駆動される約２ボルトの非常に
低い電圧源Ｖγを用いて、約１．０〜１．５ボルト、好
ましくは１．２５ボルトの出力バンドギャップ電圧ＶBG
を生じることができる簡単なバンドギャップ電圧基準供
給回路を使用する。従って、電源電圧ＶDDを与えるバッ
テリーのようなデバイスの物理的サイズが最小化でき
る。
【０００９】バンドギャップ電圧基準供給回路は、主と
して、２つのＦＥＴからなる電流ミラー、２つのバイポ
ーラトランジスタおよび抵抗器を含む電流ループからな
る。第２の電流ミラーおよび第２の抵抗器は必要とされ
る出力バンドギャップ電圧ＶBGを与えるために使用され
る。この電流ループは、動作のために比較的低い電圧を
必要とするが、それ自体は電源と独立にＰＴＡＴ電流Ｉ
PTATを供給しない。回路のＰＳＲＲを増加させるため
に、バンドギャップ電圧基準供給回路により生成される
信号は、２つのカスケード接続されたＦＥＴからなる高
利得増幅回路により増幅される。高利得増幅回路により
生成された大幅に増幅された信号は、電圧調整回路を駆
動するために使用される。
して、２つのＦＥＴからなる電流ミラー、２つのバイポ
ーラトランジスタおよび抵抗器を含む電流ループからな
る。第２の電流ミラーおよび第２の抵抗器は必要とされ
る出力バンドギャップ電圧ＶBGを与えるために使用され
る。この電流ループは、動作のために比較的低い電圧を
必要とするが、それ自体は電源と独立にＰＴＡＴ電流Ｉ
PTATを供給しない。回路のＰＳＲＲを増加させるため
に、バンドギャップ電圧基準供給回路により生成される
信号は、２つのカスケード接続されたＦＥＴからなる高
利得増幅回路により増幅される。高利得増幅回路により
生成された大幅に増幅された信号は、電圧調整回路を駆
動するために使用される。
【００１０】電圧調整回路は、電源電圧ＶDDからバンド
ギャップ電圧基準供給回路に供給される電圧Ｖγを調節
する。電圧調整回路は、電圧制御電流シンクとして用い
られるＦＥＴからなる。事実としてデバイスがたとえ仮
想的にＰＳＲＲが零のバンドギャップ電圧基準で動作さ
せられるとしても、高利得増幅器および電圧調整回路
は、ともに本発明によるバンドギャップ電圧発生器のＰ
ＳＲＲを約１００デシベルまで増加させる。しかし、こ
の低いＰＳＲＲバンドギャップ電圧基準が、本発明によ
るバンドギャップ電圧発生器をそのような低い電源電圧
で動作させることを可能にすることは明かである。
ギャップ電圧基準供給回路に供給される電圧Ｖγを調節
する。電圧調整回路は、電圧制御電流シンクとして用い
られるＦＥＴからなる。事実としてデバイスがたとえ仮
想的にＰＳＲＲが零のバンドギャップ電圧基準で動作さ
せられるとしても、高利得増幅器および電圧調整回路
は、ともに本発明によるバンドギャップ電圧発生器のＰ
ＳＲＲを約１００デシベルまで増加させる。しかし、こ
の低いＰＳＲＲバンドギャップ電圧基準が、本発明によ
るバンドギャップ電圧発生器をそのような低い電源電圧
で動作させることを可能にすることは明かである。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例によるバンドギャッ
プ電圧発生器を説明する。図１において、バンドギャッ
プ電圧発生器は、約２．３〜約５．０ボルト、好ましく
は約２．３〜約３．６ボルト、最も好ましくは３．０ボ
ルトの電源電圧ＶDDにより駆動される。電源電圧ＶDD
は、ＦＥＴ１２を介してノードＮγに供給される。ノー
ドＮγの電圧Ｖγは、電源電圧ＶDDからＦＥＴ１２によ
る電圧降下分を減少させた電圧である。ノードＮγにお
ける電圧Ｖγは、約２．０ボルトと低く、ＦＥＴ１、
２、３、５、７、８、１４に加えられる。ＦＥＴ１、
２、３、５、７、８は、実質的に同じ電圧、電流特性を
有するように選択される。
プ電圧発生器を説明する。図１において、バンドギャッ
プ電圧発生器は、約２．３〜約５．０ボルト、好ましく
は約２．３〜約３．６ボルト、最も好ましくは３．０ボ
ルトの電源電圧ＶDDにより駆動される。電源電圧ＶDD
は、ＦＥＴ１２を介してノードＮγに供給される。ノー
ドＮγの電圧Ｖγは、電源電圧ＶDDからＦＥＴ１２によ
る電圧降下分を減少させた電圧である。ノードＮγにお
ける電圧Ｖγは、約２．０ボルトと低く、ＦＥＴ１、
２、３、５、７、８、１４に加えられる。ＦＥＴ１、
２、３、５、７、８は、実質的に同じ電圧、電流特性を
有するように選択される。
【００１２】バンドギャップ電圧基準すなわち電源３０
は、ＦＥＴ１、２、トランジスタ１６、１７、および抵
抗器１８からなる電流ループ、抵抗器１９からなる回
路、およびＦＥＴ７からなる電流ミラーから形成され
る。バンドギャップ電圧ＶBGを発生させるために、ＰＴ
ＡＴ電流ＩPTATが必要であり、ノードＮ1およびＮ2の電
圧が互いに等しいことが要求される。ＦＥＴ８のゲート
はノードＮ2に接続されるので、ＦＥＴ８はノードＮ2に
おけるいかなる電圧変動も検知する。ノードＮ2におけ
る電圧変動は、ＦＥＴ３、４、５、６、８、９、１０、
１１およびキャパシタ２０により形成される高利得増幅
回路４０により増幅される。高利得増幅回路４０は、Ｆ
ＥＴ１４の動作により制御され、そのような電圧変動を
補償する。
は、ＦＥＴ１、２、トランジスタ１６、１７、および抵
抗器１８からなる電流ループ、抵抗器１９からなる回
路、およびＦＥＴ７からなる電流ミラーから形成され
る。バンドギャップ電圧ＶBGを発生させるために、ＰＴ
ＡＴ電流ＩPTATが必要であり、ノードＮ1およびＮ2の電
圧が互いに等しいことが要求される。ＦＥＴ８のゲート
はノードＮ2に接続されるので、ＦＥＴ８はノードＮ2に
おけるいかなる電圧変動も検知する。ノードＮ2におけ
る電圧変動は、ＦＥＴ３、４、５、６、８、９、１０、
１１およびキャパシタ２０により形成される高利得増幅
回路４０により増幅される。高利得増幅回路４０は、Ｆ
ＥＴ１４の動作により制御され、そのような電圧変動を
補償する。
【００１３】ノードＮ2における電圧は、ノードＮγに
おける電圧ＶγからＦＥＴ８のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS8を引いたものに等しい。
おける電圧ＶγからＦＥＴ８のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS8を引いたものに等しい。
【数１】 ノードＮ1における電圧は、ノードＮγにおける電圧Ｖ
γからＦＥＴ１のゲート・ソース間電圧ＶGS1を引いた
ものに等しい。
γからＦＥＴ１のゲート・ソース間電圧ＶGS1を引いた
ものに等しい。
【数２】
【００１４】平衡状態において、ＦＥＴ１およびＦＥＴ
８のドレイン電流は等しい。また、ＦＥＴ１およびＦＥ
Ｔ８は実質的に同じ特性を有しているので、それらのゲ
ート・ソース間電圧ＶGSは等しい。結果として、ノード
Ｎ2の電圧は、ノードＮ1の電圧と常に等しい。ＦＥＴ
１、２、３、５、７のソースおよびゲートは一緒に結合
されているので、これらのＦＥＴは、周囲の温度と独立
にドレイン電流が互いに等しくなるように、電流ミラー
を形成する。従って、ＦＥＴ２、３、５、７のドレイン
電流は、ＰＴＡＴ電流ＩPTATについての基本的条件を満
足する。ＦＥＴ７のドレイン電流ＩPTATは、抵抗器１９
の端子間の電圧降下を与えるために利用できる。
８のドレイン電流は等しい。また、ＦＥＴ１およびＦＥ
Ｔ８は実質的に同じ特性を有しているので、それらのゲ
ート・ソース間電圧ＶGSは等しい。結果として、ノード
Ｎ2の電圧は、ノードＮ1の電圧と常に等しい。ＦＥＴ
１、２、３、５、７のソースおよびゲートは一緒に結合
されているので、これらのＦＥＴは、周囲の温度と独立
にドレイン電流が互いに等しくなるように、電流ミラー
を形成する。従って、ＦＥＴ２、３、５、７のドレイン
電流は、ＰＴＡＴ電流ＩPTATについての基本的条件を満
足する。ＦＥＴ７のドレイン電流ＩPTATは、抵抗器１９
の端子間の電圧降下を与えるために利用できる。
【００１５】抵抗器１８、１９は、バンドギャップ電圧
基準３０の出力バンドギャップ電圧ＶBGが所望のレベ
ル、すなわち約１．０〜約１．５ボルト、好ましくは約
１．２５ボルトになるように選択される。それ自体は電
源電圧の変動を排除しないこの簡単なバンドギャップ電
圧基準回路３０を使用することにより、バンドギャップ
電圧基準回路３０の動作スレッシホールド電圧は、バン
ドギャップ電圧基準回路３０が、特に２．３〜３．６ボ
ルトの非常に低い電源電圧ＶDDとの関連で動作できるよ
うに非常に低い。
基準３０の出力バンドギャップ電圧ＶBGが所望のレベ
ル、すなわち約１．０〜約１．５ボルト、好ましくは約
１．２５ボルトになるように選択される。それ自体は電
源電圧の変動を排除しないこの簡単なバンドギャップ電
圧基準回路３０を使用することにより、バンドギャップ
電圧基準回路３０の動作スレッシホールド電圧は、バン
ドギャップ電圧基準回路３０が、特に２．３〜３．６ボ
ルトの非常に低い電源電圧ＶDDとの関連で動作できるよ
うに非常に低い。
【００１６】出力バンドギャップ電圧ＶBGの変動は、Ｆ
ＥＴ１４を制御する非常に高い利得をもつ増幅回路４０
によるフィードバックメカニズムを使用することによ
り、実質的に除去される。ＦＥＴ１４は、ノードＮγに
おける電圧Ｖγを制御する。ＦＥＴ１４のドレインは、
電圧制御電流シンクとして働くようにノードＮγに接続
されており、ＦＥＴ１４はノードＮγからの電流の接地
への可変ドレインとなり、ノードＮγにおける電圧Ｖγ
を調節する。ＦＥＴ１４のゲートは、ノードＮ3に接続
されている。高利得増幅回路４０の出力電流ｉ40は、Ｆ
ＥＴ１４の動作を制御する。高利得増幅回路４０は、Ｆ
ＥＴ３、４、５、６、８、９、１０、１１およびキャパ
シタ２０からなる。ノードＮ2における電流は、ＦＥＴ
８のゲートおよびキャパシタ２０に供給される。
ＥＴ１４を制御する非常に高い利得をもつ増幅回路４０
によるフィードバックメカニズムを使用することによ
り、実質的に除去される。ＦＥＴ１４は、ノードＮγに
おける電圧Ｖγを制御する。ＦＥＴ１４のドレインは、
電圧制御電流シンクとして働くようにノードＮγに接続
されており、ＦＥＴ１４はノードＮγからの電流の接地
への可変ドレインとなり、ノードＮγにおける電圧Ｖγ
を調節する。ＦＥＴ１４のゲートは、ノードＮ3に接続
されている。高利得増幅回路４０の出力電流ｉ40は、Ｆ
ＥＴ１４の動作を制御する。高利得増幅回路４０は、Ｆ
ＥＴ３、４、５、６、８、９、１０、１１およびキャパ
シタ２０からなる。ノードＮ2における電流は、ＦＥＴ
８のゲートおよびキャパシタ２０に供給される。
【００１７】ＦＥＴ３のドレインを出ていく電流は、ノ
ードＮ4およびＦＥＴ４、１０に供給される。ＦＥＴ４
のゲートおよびドレインは一緒に結合されており、ＦＥ
Ｔ４はＦＥＴ１０のゲートに対する負荷として働く。Ｆ
ＥＴ３のドレインを出ていく電流と等しいＦＥＴ５のド
レインを出ていく電流は、ノード５およびＦＥＴ６、１
１に供給される。ＦＥＴ６、１１は、実質的に同じ電圧
・電流特性を有するように選択される。ＦＥＴ４は、そ
の幅／長さの比がＦＥＴ６、１１の幅／長さの比の約１
／４〜１／２になるように選択される。ＦＥＴ１５は、
その幅／長さの比がＦＥＴ６、１１の幅／長さの比の約
１倍〜約５倍になるように選択される。ＦＥＴ６のゲー
トおよびドレインは一緒に結合されており、ＦＥＴ６は
ＦＥＴ１１のゲートに対する負荷として働く。
ードＮ4およびＦＥＴ４、１０に供給される。ＦＥＴ４
のゲートおよびドレインは一緒に結合されており、ＦＥ
Ｔ４はＦＥＴ１０のゲートに対する負荷として働く。Ｆ
ＥＴ３のドレインを出ていく電流と等しいＦＥＴ５のド
レインを出ていく電流は、ノード５およびＦＥＴ６、１
１に供給される。ＦＥＴ６、１１は、実質的に同じ電圧
・電流特性を有するように選択される。ＦＥＴ４は、そ
の幅／長さの比がＦＥＴ６、１１の幅／長さの比の約１
／４〜１／２になるように選択される。ＦＥＴ１５は、
その幅／長さの比がＦＥＴ６、１１の幅／長さの比の約
１倍〜約５倍になるように選択される。ＦＥＴ６のゲー
トおよびドレインは一緒に結合されており、ＦＥＴ６は
ＦＥＴ１１のゲートに対する負荷として働く。
【００１８】上述したように、ＦＥＴ２、３、５は電流
ミラーであるので、それらのドレイン電流は等しい。Ｆ
ＥＴ８のドレインは、ＦＥＴ９のソースにカスケード接
続されており、ＦＥＴ９のドレインは、ノードＮ3に接
続されている。ＦＥＴ１１のドレインは、ＦＥＴ１０の
ソースに接続されており、ＦＥＴ１０のドレインは、ノ
ードＮ3に接続されている。ＦＥＴ８および９がカスケ
ード接続されているので、これら２つのトランジスタ
は、ＦＥＴ８、９の負荷として一緒に働くＦＥＴ１０、
１１とともに非常に高い利得を有する増幅器を構成す
る。ノードＮ3における高利得増幅回路４０の出力電流
ｉ40は、ＦＥＴ１４のゲートに与えられる。
ミラーであるので、それらのドレイン電流は等しい。Ｆ
ＥＴ８のドレインは、ＦＥＴ９のソースにカスケード接
続されており、ＦＥＴ９のドレインは、ノードＮ3に接
続されている。ＦＥＴ１１のドレインは、ＦＥＴ１０の
ソースに接続されており、ＦＥＴ１０のドレインは、ノ
ードＮ3に接続されている。ＦＥＴ８および９がカスケ
ード接続されているので、これら２つのトランジスタ
は、ＦＥＴ８、９の負荷として一緒に働くＦＥＴ１０、
１１とともに非常に高い利得を有する増幅器を構成す
る。ノードＮ3における高利得増幅回路４０の出力電流
ｉ40は、ＦＥＴ１４のゲートに与えられる。
【００１９】ノードＮγにおける電圧Ｖγに、電源電圧
の変動などによる電圧変化ΔＶγがある場合、電圧変動
はＦＥＴ８のゲート・ソース電圧ＶGS8の変動として直
接的に現れ、ＦＥＴ８を通る電流を変化させる。ＦＥＴ
８を通る電流の変化は、ＦＥＴ９を通してノードＮ3お
よびＦＥＴ１４のゲートに伝達され、ノードＮγにおけ
る電圧Ｖγを制御するＦＥＴ１４の動作を変化させる。
の変動などによる電圧変化ΔＶγがある場合、電圧変動
はＦＥＴ８のゲート・ソース電圧ＶGS8の変動として直
接的に現れ、ＦＥＴ８を通る電流を変化させる。ＦＥＴ
８を通る電流の変化は、ＦＥＴ９を通してノードＮ3お
よびＦＥＴ１４のゲートに伝達され、ノードＮγにおけ
る電圧Ｖγを制御するＦＥＴ１４の動作を変化させる。
【００２０】換言すれば、ノードＮγにおける電圧Ｖγ
が増加すれば、ＦＥＴ８のドレイン電流は増加し、高利
得増幅回路４０を出ていく電流ｉ40も増加する。増加し
た高利得増幅回路４０の電流ｉ40は、ＦＥＴ１４を出て
いくソース電流を増加させ、ノードＮγにおける電圧Ｖ
γが所定のバンドギャップ電圧ＶBGを生じる所望の値に
到達するまで、電圧Ｖγを低くする。
が増加すれば、ＦＥＴ８のドレイン電流は増加し、高利
得増幅回路４０を出ていく電流ｉ40も増加する。増加し
た高利得増幅回路４０の電流ｉ40は、ＦＥＴ１４を出て
いくソース電流を増加させ、ノードＮγにおける電圧Ｖ
γが所定のバンドギャップ電圧ＶBGを生じる所望の値に
到達するまで、電圧Ｖγを低くする。
【００２１】ノードＮγにおける電圧Ｖγ中の電圧変化
ΔＶγの効果は、量的に計算できる。このような電圧変
化ΔＶγは、ＦＥＴ８に影響を与えるだけでなく、抵抗
器１８およびトランジスタ１６を通るＦＥＴ１を通過す
るドレイン電流ｉ1の電流変化Δｉ1を生ずる。
ΔＶγの効果は、量的に計算できる。このような電圧変
化ΔＶγは、ＦＥＴ８に影響を与えるだけでなく、抵抗
器１８およびトランジスタ１６を通るＦＥＴ１を通過す
るドレイン電流ｉ1の電流変化Δｉ1を生ずる。
【数３】 ここで、ｇ1はＦＥＴ１の伝達コンダクタンス、Ｒ18は
抵抗器１８の抵抗、ｇ16はトランジスタ１６の伝達コン
ダクタンスである。
抵抗器１８の抵抗、ｇ16はトランジスタ１６の伝達コン
ダクタンスである。
【００２２】ＦＥＴ１の電流変化Δｉ1は、ＦＥＴ５を
通してＦＥＴ１１に映され、ＦＥＴ３を通してＦＥＴ１
０に映される。ＦＥＴ５からのドレイン電流はＦＥＴ１
のドレイン電流を映し、ＦＥＴ６およびＦＥＴ１１は同
じ特性を有するので、ＦＥＴ１１のソース電流ｉ11は、
ＦＥＴ１のドレイン電流ｉ1に等しくなる。また、ＦＥ
Ｔ１１のソース電流ｉ11は、ＦＥＴ１０およびノードＮ
3を通る。
通してＦＥＴ１１に映され、ＦＥＴ３を通してＦＥＴ１
０に映される。ＦＥＴ５からのドレイン電流はＦＥＴ１
のドレイン電流を映し、ＦＥＴ６およびＦＥＴ１１は同
じ特性を有するので、ＦＥＴ１１のソース電流ｉ11は、
ＦＥＴ１のドレイン電流ｉ1に等しくなる。また、ＦＥ
Ｔ１１のソース電流ｉ11は、ＦＥＴ１０およびノードＮ
3を通る。
【００２３】ＦＥＴ８を通る電流中の電流変化Δｉ8
は、次式で表される。
は、次式で表される。
【数４】 ここで、ｇ8はＦＥＴ８の伝達コンダクタンスである。
ＦＥＴ８はＦＥＴ１と同じ電圧・電流特性を有するの
で、ＦＥＴ８の伝達コンダクタンスは、ＦＥＴ１の伝達
コンダクタンスに等しくなる。
ＦＥＴ８はＦＥＴ１と同じ電圧・電流特性を有するの
で、ＦＥＴ８の伝達コンダクタンスは、ＦＥＴ１の伝達
コンダクタンスに等しくなる。
【数５】
【００２４】ＦＥＴ８の電流ｉ8は、ＦＥＴ９を通って
Ｎ3に流れる。従って、ノードＮ3を出てＦＥＴ１４のゲ
ートに入る増幅回路４０の出力電流ｉ40は、次式で表さ
れる。
Ｎ3に流れる。従って、ノードＮ3を出てＦＥＴ１４のゲ
ートに入る増幅回路４０の出力電流ｉ40は、次式で表さ
れる。
【数６】 ＦＥＴ８を通る電流中の電流変化Δｉ8は、ＦＥＴ１１
を通る電流中の電流変化Δｉ11よりも常に大きく、高利
得増幅回路４０の出力の電流変化Δｉ40は、常に正符号
となる。これは、Δｉ11とΔｉ40との差をとることによ
り示すことができ、高利得増幅回路４０により生成され
る電流変化Δｉ40は、次式のようになる。
を通る電流中の電流変化Δｉ11よりも常に大きく、高利
得増幅回路４０の出力の電流変化Δｉ40は、常に正符号
となる。これは、Δｉ11とΔｉ40との差をとることによ
り示すことができ、高利得増幅回路４０により生成され
る電流変化Δｉ40は、次式のようになる。
【数７】
【００２５】この式において、括弧内の量は常に正数と
なり、ノードＮγにおける電圧Ｖγの増加または減少
は、ＦＥＴ１４を駆動する増幅回路出力電流ｉ40のそれ
ぞれ増加または減少となる。カスケード接続されたＦＥ
Ｔ９、１０は、ノードＮ3における寄生抵抗Ｒ40が非常
に大きくなることを確実にし、高利得増幅回路４０によ
り生じる電圧変化ΔＶ40は、次式で表される。
なり、ノードＮγにおける電圧Ｖγの増加または減少
は、ＦＥＴ１４を駆動する増幅回路出力電流ｉ40のそれ
ぞれ増加または減少となる。カスケード接続されたＦＥ
Ｔ９、１０は、ノードＮ3における寄生抵抗Ｒ40が非常
に大きくなることを確実にし、高利得増幅回路４０によ
り生じる電圧変化ΔＶ40は、次式で表される。
【数８】
【００２６】この電圧変化ΔＶ40は、寄生抵抗Ｒ40が大
きいので、一般に３０〜４０デシベルのオーダーであ
り、ΔＶγに比べて大きい。高利得増幅回路４０により
生じる電圧変化ΔＶ40は、電圧制御電流シンクとして働
くＦＥＴ１４を通る電流を変化させる。結果として、ノ
ードＮγにおける電圧Ｖγは、その所定の変動レベルま
で急速に変化し、バンドギャップ電圧ＶBGを安定化させ
る。ノードＮγにおける電圧Ｖγの小さな変化は、ＦＥ
Ｔ１４の動作に大きな影響を与えるので、本発明による
バンドギャップ電圧発生器は、電源電圧ＶDDの変動など
により生じるバンドギャップ電圧ＶBG中の変動を大幅に
排除する。
きいので、一般に３０〜４０デシベルのオーダーであ
り、ΔＶγに比べて大きい。高利得増幅回路４０により
生じる電圧変化ΔＶ40は、電圧制御電流シンクとして働
くＦＥＴ１４を通る電流を変化させる。結果として、ノ
ードＮγにおける電圧Ｖγは、その所定の変動レベルま
で急速に変化し、バンドギャップ電圧ＶBGを安定化させ
る。ノードＮγにおける電圧Ｖγの小さな変化は、ＦＥ
Ｔ１４の動作に大きな影響を与えるので、本発明による
バンドギャップ電圧発生器は、電源電圧ＶDDの変動など
により生じるバンドギャップ電圧ＶBG中の変動を大幅に
排除する。
【００２７】上述の実施例においては、ＮチャンネルＦ
ＥＴおよびＰチャンネルＦＥＴおよびＰＮＰバイポーラ
トランジスタを用いたものを示したが、本発明によるバ
ンドギャップ電圧発生器の性能を実質的に変化させるこ
となく、電源電圧ＶDDの極性を対応させて変えることに
より、ＮチャンネルＦＥＴとＰチャンネルＦＥＴを取り
替え、ＰＮＰバイポーラトランジスタをＮＰＮバイポー
ラトランジスタに置き換えることができる。さらに、ト
ランジスタを適切に再配置することにより、図示したＰ
ＮＰトランジスタの代わりにＮＰＮトランジスタを使用
することができる。
ＥＴおよびＰチャンネルＦＥＴおよびＰＮＰバイポーラ
トランジスタを用いたものを示したが、本発明によるバ
ンドギャップ電圧発生器の性能を実質的に変化させるこ
となく、電源電圧ＶDDの極性を対応させて変えることに
より、ＮチャンネルＦＥＴとＰチャンネルＦＥＴを取り
替え、ＰＮＰバイポーラトランジスタをＮＰＮバイポー
ラトランジスタに置き換えることができる。さらに、ト
ランジスタを適切に再配置することにより、図示したＰ
ＮＰトランジスタの代わりにＮＰＮトランジスタを使用
することができる。
【００２８】また、通常の電流ミラーを図示している
が、ウイルソン電流ミラーのような他のタイプの電流ミ
ラーで置き換えることができる。特定のＦＥＴのサイズ
の決定は、単にＦＥＴの幅を大きくすること、または多
数のＦＥＴを並列接続することにより達成できる。単一
エレメントのみが示されているが、複数のエレメントを
使用することができる。例えば、他の１つまたは複数の
カスケード接続されたＦＥＴをＦＥＴ８、９からなるラ
インに追加することができる。また、さらに電流ミラー
ＦＥＴを追加でき、複数のＦＥＴを電圧調整ＦＥＴ１４
の代わりに使用できる。抵抗器１８の抵抗値を同じ値だ
け増加させるのであれば、ノードＮ2と抵抗器１７との
間にさらに他の抵抗器を接続できる。
が、ウイルソン電流ミラーのような他のタイプの電流ミ
ラーで置き換えることができる。特定のＦＥＴのサイズ
の決定は、単にＦＥＴの幅を大きくすること、または多
数のＦＥＴを並列接続することにより達成できる。単一
エレメントのみが示されているが、複数のエレメントを
使用することができる。例えば、他の１つまたは複数の
カスケード接続されたＦＥＴをＦＥＴ８、９からなるラ
インに追加することができる。また、さらに電流ミラー
ＦＥＴを追加でき、複数のＦＥＴを電圧調整ＦＥＴ１４
の代わりに使用できる。抵抗器１８の抵抗値を同じ値だ
け増加させるのであれば、ノードＮ2と抵抗器１７との
間にさらに他の抵抗器を接続できる。
【００２９】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、低
い電源電圧により、所望の出力バンドギャップ電圧を得
ることが可能なバンドギャップ電圧発生器を提供するこ
とができる。
い電源電圧により、所望の出力バンドギャップ電圧を得
ることが可能なバンドギャップ電圧発生器を提供するこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例によるバンドギャップ電圧発
生器の構成を示す回路図。
生器の構成を示す回路図。
３０ バンドギャップ電圧供給回路 ４０ 増幅回路
Claims (5)
- 【請求項１】 電源（ＶDD）との接続に適した入力、 電源から入力された電圧（Ｖγ）に応じて、電圧出力を
発生する第１の出力および所定のバンドギャップ電圧
（ＶBG）を発生する第２の出力を有するバンドギャップ
電圧供給回路（３０）と、 バンドギャップ電圧供給回路の第１の出力からの電圧を
受け取り、これに応じて増幅された出力信号を提供する
増幅回路（４０）と、 この増幅回路の出力信号により制御され、電源によりバ
ンドギャップ電圧供給回路の入力に供給される電圧を制
御するように、バンドギャップ電圧供給回路の入力に接
続された電圧調整回路（１４）とからなり、前記バンド
ギャップ電圧供給回路は、 ２つの出力（Ｎ1、Ｎ2）および１つの入力を有し、その
入力は前記電源への接続に適しており、第１の出力はバ
ンドギャップ電圧供給回路の第１の出力と結合されてい
る第１の電流ミラー（１、２）と、 バンドギャップ電圧供給回路の第２の出力に結合されて
おり、第１の電流ミラーの第１の出力（Ｎ2）に応答す
る第１のバイポーラトランジスタ（１７）と、 第１の電流ミラーの第２の出力（Ｎ1）に応答する第１
の抵抗器（１８）と、 第１の抵抗器および第１のバイポーラトランジスタと結
合された第２のバイポーラトランジスタ（１６）と、を
含むことを特徴とする所定の出力バンドギャップ電圧を
提供するバンドギャップ電圧基準発生器。 - 【請求項２】 バンドギャップ電圧供給回路は、 第１の電流ミラーと並列に電源への接続に適した入力、
およびバンドギャップ電圧供給回路の第２の出力に結合
された出力を有する第２の電流ミラー（７）と、 第１のバイポーラトランジスタ（１７）およびバンドギ
ャップ電圧供給回路の第２の出力に結合された第２の抵
抗器（１９）と、をさらに含むことを特徴とする請求項
１記載のバンドギャップ電圧基準発生器。 - 【請求項３】 所定の出力バンドギャップ電圧は１．０
〜１．５ボルトであり、電源電圧は２．０〜３．６ボル
トであることを特徴とする請求項２記載のバンドギャッ
プ電圧基準発生器。 - 【請求項４】 電源（ＶDD）との接続に適した入力、 ２．０〜３．６ボルトの電源から入力された電圧（Ｖ
γ）に応じて、電圧出力を発生する第１の出力および所
定のバンドギャップ電圧（ＶBG）を発生する第２の出力
を有するバンドギャップ電圧供給回路（３０）と、 バンドギャップ電圧供給回路の第１の出力からの電圧を
受け取り、これに応じて増幅された出力信号を提供する
増幅回路（４０）と、 この増幅回路の出力信号により制御され、電源によりバ
ンドギャップ電圧供給回路の入力に供給される電圧を制
御するように、バンドギャップ電圧供給回路の入力に接
続された電圧調整回路（１４）と、を含むことを特徴と
する所定の出力バンドギャップ電圧は１．０〜１．５ボ
ルトであるバンドギャップ電圧基準発生器。 - 【請求項５】 電源電圧に比例した信号を発生するステ
ップと、 この信号を増幅するステップと、 この増幅された信号に応答して、電源からバンドギャッ
プ電圧供給回路に供給される電圧を制御するステップと
からなり、 バンドギャップ電圧供給回路へ２．０〜３．６ボルトの
電圧を供給する電源の電圧変動に対して、１．０〜１．
５ボルトのバンドギャップ電圧を発生するバンドギャッ
プ電圧発生器の感度を低減する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US175076 | 1993-12-29 | ||
| US08/175,076 US5512817A (en) | 1993-12-29 | 1993-12-29 | Bandgap voltage reference generator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07249949A true JPH07249949A (ja) | 1995-09-26 |
Family
ID=22638773
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7013280A Pending JPH07249949A (ja) | 1993-12-29 | 1995-01-04 | バンドギャップ電圧発生器、およびその感度を低減する方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5512817A (ja) |
| EP (1) | EP0661616A3 (ja) |
| JP (1) | JPH07249949A (ja) |
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-
1995
- 1995-01-04 JP JP7013280A patent/JPH07249949A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5512817A (en) | 1996-04-30 |
| EP0661616A3 (en) | 1997-09-24 |
| EP0661616A2 (en) | 1995-07-05 |
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