JP3157435B2 - デルタ−シグマアナログ−デジタル信号コンバータを使用したデータ収集システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、一般的にはデータ
収集システム（ＤＡＳ）に関し、より詳しくは、オーバ
ーサンプリングとコンピュータ・トモグラフィー（Ｃ
Ｔ）スキャナに特に応用されるデルタ−シグマ（ΔΣ）
アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータを用いたデー
タ収集システムに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】信号処理技術には、信号によって表され
るデータを収集するために複数のアナログ情報信号の同
時検出を持つものがある。ＣＴスキャナのような商業的
に利用可能な医学画像処理システムなどは、観察する被
写体の内部の特徴を、事前に選択された量および型の放
射線にさらして映し出すために使われている。検出器は
被写体から放射線を感知し、被写体の内部の特徴を表す
アナログ信号を生成する。ＣＴスキャナの例では、第三
世代タイプのものは、環状形のディスク上でそれぞれ正
反対の位置に固定したＸ線発生源とＸ線検出システムを
持っている。環状形のディスクは回転できるようによう
にガントリーサポート（橋形の支え）の中に搭載され、
走査している間、そのディスクは連続的に回転軸を中心
に回り、同時にＸ線が発生源から、ディスクの空き穴に
置かれた被写体を通過して、検出システムまで行く。

【０００３】検出システムは典型的に、「焦点」と言わ
れる点を中心とする円の弧の形をした単一の列に配置し
た検出器の列を持っており、その焦点は、Ｘ線発生源か
ら放射線が放射される所である。すべてのＸ線発生源と
検出器の列は、発生源とそれぞれの検出器の間のＸ線の
通路がすべて「スライス面」や「走査面」と呼ばれる同
一の面に乗るように、通常はディスクの回転軸に向けて
置かれる。走査の間の測っている瞬間において、一つの
検出器に検出されるＸ線群は一本の「光線」とみなされ
る。線道が実質的に１点の発生源から始まって、そして
検出器に向けて異なった角度で広がるので、光線の通り
道は扇に似ている。これにより、ある一時点の光線の通
り道すべてを記述するのに、扇形ビーム（ｆｕｎ ｂｅ
ａｍ）なる用語がしばし用いられる。投影ビュー、即ち
Ｘ線強度測定が、一般的にディスクの角度により測定さ
れる複数の位置それぞれに対してなされる。

【０００４】第四世代のＣＴスキャナでは、検出システ
ムは、ガントリーサポートの周囲に等角に固定した環状
形の検出器の列を持ち、ディスクの回転の中心から等距
離にあり、発生源が検出器に対し相対的に回転するよう
になっている。扇形ビームは、回転している発生源か
ら、それぞれの扇形ビームの収束ポイントに対応する検
出器までの光線の通り道と定義される。ＣＴスキャナで
使われる検出器は通常、シンチレート結晶またはセラミ
ック層、およびフォトダイオードをそれぞれ持つカドミ
ウム、タングステン酸塩検出器などのソリッドステート
型であるか、あるいはキセノン検出器などのガス型であ
る。Ｘ線発生源は継続的な波またはＸ線のパルスが供給
できる。

【０００５】両方のタイプの機械の走査の間にすべての
投影角において獲得されたデータから再構成したイメー
ジは、走査されている被写体を通る走査平面に沿った薄
片となる。走査平面として定義される被写体の断面また
は「薄片」の密度イメージを「再構成」または「逆投
射」するため、イメージは典型的に画素配列によって再
構成される。配列のなかの各々の画素は、走査の間に、
その走査平面において対応する位置を通過するすべての
光線の減衰の値を表すものに割り当てられる。発生源と
検出器が被写体の回りを回転するに従って、光線は被写
体を異なった方角または投射角から、異なる画素位置の
組み合わせを通過して貫通する。薄片における被写体の
密度分布は、これらの測定値から数学的に生成され、そ
れぞれの画素の明るさの値が密度分布を表すように設定
される。結果は、薄片板の密度イメージを表す異なる値
の画素の配列になる。

【０００６】検出器が、連続した読み取りを通して生成
する信号が２次元のイメージを生成するのに求められる
データを供給するのに対して、データの収集および処理
は種々の設計の問題を起こす可能性がある。例えば、そ
れぞれの投影ビューのために取られるそれぞれの読み取
りのセットのために非常に多くの探知器を使わなければ
ならず、十分な解像度で詳細なイメージを作るために、
非常に多くの投影ビューを走査の間にとらなくてはなら
ない（典型的な第三世代のＣＴスキャナは、およそ３５
０から１０００の検出器を持ち、２秒間の時間間隔で６
００から３０００の投影ビューを取得し、データ値とす
る。すなわち、検出器の読み取りは、これらの値は当然
変化するものの、およそ百万になる）。生成されたイメ
ージの解像度は、使う検出器の数を増やすか、利用でき
る読み取り、すなわち投影ビューを増やせば改善され
る。このことは、取得するデータの総数を増加し、その
ため、処理すべき信号情報の総数も増加する。従って、
典型的なＣＴスキャンの間に得られるおよそ百万を越え
るデータと共に、それぞれの読み取りまたはビューのセ
ットから得られるアナログ信号を、コンピュータ処理が
利用できるようにし、相対的に早く結果が出せるよう、
早く効率的にデジタル化しなければならない。

【０００７】このように、検出器の列から受け取ったデ
ータを処理するため、データ収集システム（ＤＡＳ）
は、複数のチャネルからのデータを実質的にすべてを同
時処理するために用いる。ＤＡＳは、検出器から、それ
ぞれの投影ビューの間にアナログ信号として受け取った
データの複数のセットを、デジタル信号プロセッサ（Ｄ
ＳＰ）が処理できるよう、対応するデジタル信号に変換
する手段を持っている。しかしながら、現行のＤＡＳの
設計に関しては種々の問題が存在する。例えば、多くの
ＤＡＳは、およそ百万（１０⁶ ）分の１かそれより良い
（すなわち２０ビット以上の）数値化分解能が要求され
るＣＴスキャナの走査のために要求される。多くのＡ／
Ｄコンバータ技術が知られているが、逐次比較方式Ａ／
Ｄ変換等では、供給する信号分解能は不十分であり、そ
れゆえ２０ビット以上のデジタル信号を得る能力はな
い。この理解により、積分器を用いたＡ／Ｄコンバータ
が要求される高い分解能を得るために設計されてきた。

【０００８】ＤＡＳが継続的なＸ線波発生源と共に使わ
れるとき、時間を超過した走査の間は、Ｘ線発生源のど
んな変調もエラーを起こす。ＤＡＳがＸ線パルス発生源
と共に使われた場合にも、問題は起きる。例えば、Ｘ線
パルスの種々の残光読み取りに起因するアーティファク
トは、必ずしもすべてのチャネルに対して等しく扱われ
ない。これらの（パルスと）パルス間の値は、検出され
た発生源からのＸ線パルスに応じたＸ線に対応する検出
されたアナログ信号の値に全体的な影響を持ち、正確な
読み取りのためには、パルス間の値を考慮に入れなけれ
ばならない。加えて、それぞれのチャネルに配置され、
情報を一時的に蓄積するための記憶装置からの漏洩電流
が、信号の変換にエラーを起こす可能性がある。

【０００９】これらの問題のいくつかは、それぞれのチ
ャネルに別れたＡ／Ｄコンバータを使用することで克服
できるが、最近までこのアプローチはコスト抑制のため
現実的でなかった。それぞれのチャネルから供給される
およそ１０⁶ 分のアナログ信号のダイナミックレンジに
より、線型ランプＡ／Ｄコンバータも現実的でない。上
記の多くの問題を克服または最小化する一つのＡ／Ｄコ
ンバータは、１９９２年８月１１日に発行され、Ｈａｎ
ｓ Ｊ．ＷｅｅｄｏｎとＥｎｒｉｃｏ Ｄｏｌａｚｚａ
の名義で特許権が付与され、本出願の譲受人が譲り受け
た米国特許第５，１３８，５５２号（Ｗｅｅｄｏｎ等の
特許）で詳細に述べられている。最近の特許では、非線
形ランプＡ／Ｄコンバータを採用することにより、非線
形の数値化インターバルを使用したＤＡＳが詳細に述べ
られている。

【００１０】加えて、ＣＴスキャナは、低レベルの出力
電流を供給する検出器を使用する。一般的に、ソリッド
ステート型はそれぞれ、Ｘ線発生源から受けた高エネル
ギーの光子に基づいて低エネルギーの光子を生成するた
めにシンチレート結晶またはセラミックの層を含んでい
る。フォトダイオードは、対応するシンチレート結晶ま
たはセラミック物質により放出され、そして検出される
低エネルギーの光子に基づいて電流を生成するシンチレ
ート結晶によってできている。フォトダイオードは低レ
ベルの電流を供給するので、プリアンプ、トランスイン
ピーダンス・アンプの形態のもの、は典型的に電流を適
切なレベルの電圧に変換してデジタル信号に変換できる
ようにする機能がある。実際には、ＣＴスキャナにはガ
ス式検出器を使用しているものもあるが、トランスイン
ピーダンス・アンプを同様の理由で利用している。Ａ／
Ｄ変換に先立つ、それぞれのトランスインピーダンス・
アンプの出力のアナログ・フィルタリングは、これに先
立つプリアンプとフォトダイオードの内部から生じる広
帯域ノイズの帯域外の部分が抑止される。Ａ／Ｄ変換に
先立ってこのフィルタリングを行うことにより、Ａ／Ｄ
変換の間に情報データを含む周波数帯域中にエイリアス
を生成するノイズを減らす。慣例的に、サンプル／保持
回路が、それぞれのＡ／Ｄコンバータの前に設けられ、
Ａ／Ｄ変換を完結するのに必要な時間間隔の間中、連続
するサンプルを保持する。

【００１１】ＣＴスキャナには、プリアンプとフィルタ
が、検出器とフィルタのサブグループに振り分けられ、
検出器とフィルタのそれぞれのサブグループからのアナ
ログ信号出力がデジタルに変換する前にアナログで多重
化される物がある。しかし、アナログで多重化すると、
Ａ／Ｄコンバータの変換特性を、イメージを再構成する
ためにコンバータ出力信号中の非常に多くのビット数の
分解能が必要となることから、種々のサブグループのた
めに、整合するのが困難になる。変換特性における違い
は、最終的なイメージに顕著な「バンディング・アーテ
ィファクト」を引き起こしかねない。バンディング・ア
ーティファクトは、かなり低い空間周波数で再構成され
たイメージ上で強度の違いとして現れるので、通常顕著
である。それぞれのグループで、物理的に互いに空間が
開いたフォトダイオードを選択すれば、これらのアーテ
ィファクトを減らすことができる。しかしながら、これ
はこれらのアーティファクトの高空間周波数要素をイメ
ージに現れやすくしてしまう。これらの高空間周波数要
素は、ローパス・フィルタによってフィルタにかけるこ
ともできるが、最終的なイメージにおいて、多少の高空
間周波数による詳細部分だけは欠落する。さらに、それ
ぞれのサブグループで検出器が空間を開けて離れている
と、相互接続を複雑にし、データの移動が困難になる。
加えて、時間多重アーキテクチャを使用した検出器が空
間を開けて離れていると、いくつかの検出器は各自のプ
リアンプとの物理的な距離を長くし、余分な電気信号を
ノイズとして拾いやすくしまう。

【００１２】ＣＴスキャナのために開発されてきた高い
分解能を持つＤＡＳでこれらの問題を克服、または、少
なくともその影響を減少しているものは、デルタ−シグ
マ（ΔΣ）オーバーサンプルドＡ／Ｄコンバータを使用
したＤＡＳである。リブナー等の特許では、ＣＴスキャ
ナからのデータを処理するために用いる、オーディオ信
号を処理するのに一般的に使われる構成要素を用いた高
い分解能のＡ／Ｄコンバータについて詳細に述べてい
る。変換は、オーバーサンプリングの使用と、補間的変
換と、それに続く典型的にＦＩＲフィルタを用いるデジ
タル・ローパス・フィルタリングとを通じて、そしてデ
シメーションにより実現される。「オーバーサンプリン
グ」は、信号のナイキストレートより多い回数のサンプ
リングレートでの変調器のオペレーションに言及し、
「デシメーション」はサンプルレートをナイキストレー
トまで減らすようなサブサンプリングに言及する。信号
ナイキストレートに対するオーバーサンプリングレート
のレートＲは、「オーバーサンプリング比」として示さ
れる。リブナー等の特許で述べられたように、デルタ−
シグマ変調器の全体のフィードバックループの中に単一
ビットの量子化装置を持っているデルタ−シグマＡ／Ｄ
コンバータは、非常に線型で予測可能な変換特性を持つ
ことができるので、複数のデルタ−シグマＡ／Ｄコンバ
ータの変換特性を整合させることは、それらを同様な設
計とすることで容易に達成できる。この結果、このよう
なコンバータは、アナログドメインにおいて時間多重送
信する必要なく、それぞれＣＴスキャナのフォトダイオ
ードとプリアンプの組み合わせと共に使うことが実現で
きる。

【００１３】リブナー等の特許で提案された設計は、対
応するソリッドステート型検出器のフォトダイオードの
光電流に敏感なアナログ出力信号を生成するために、分
離したトランスインピーダンス・プリアンプを必須とし
て要求している。アナログ出力信号は広帯域ノイズを伴
っている。それぞれのアナログ出力信号には、アナログ
のアンチエイリアス・フィルタが適用され、その出力
は、Ａ／Ｄコンバータの対応するデルタ−シグマＡ／Ｄ
変調器の入力となる。コンバータは、データ転送率デシ
メータと、プリアンプからの残留広帯域ノイズから発生
する成分と同様に、Ａ／Ｄコンバータのデルタ−シグマ
変調器部からの量子化雑音を抑制するデジタルフィルタ
を含む。

【００１４】リブナー等の特許で提案されたように、Ｄ
ＡＳの中のＡ／Ｄ変換にデルタ−シグマ変調器を使用す
ることは、積分器を用いる従来のＡ／Ｄコンバータに比
べて有利ではあるが、特許権所有者が提案する設計には
欠点もある。例えば、現在のところＣＴスキャナ全体の
コストを削減することが大きな関心である。ＤＡＳは、
そのコストに多大に影響する。Ａ／Ｄコンバータとして
のオーバーサンプリングデルタ−シグマ変調器とデータ
転送率デシメータとデジタルフィルタは、集積加工技術
に有利だが、トランスインピーダンス・プリアンプとア
ンチエイリアス・ローパスフィルタは有利ではない。現
在のところ、このようなアナログ回路は、デルタ−シグ
マ変調器を含む集積チップセットの部品として加工する
のは高価であり、おそらく現状の集積技術による別々の
部品を使用するより高価である。分かれたトランスイン
ピーダンス・プリアンプとアナログ・フィルタを、ＤＡ
Ｓのそれぞれのチャネルのフロントエンドとして、それ
ぞれの検出器に別々に付けるとしても、およそ３５０か
ら１０００のチャネル数を必要とするＤＡＳに多大なコ
ストを加えることになる。それゆえ、ＤＡＳのフロント
エンドを単純化し、全体を集積回路として作れるように
することにより、ＤＡＳのコストを削減することが求め
られる。

【００１５】加えて、ＤＡＳが周波数ドメインに対して
最適化されたスペクトラル応答を持つことと、時間ドメ
インに対して最適化されたＤＡＳとの間に、設計上のト
レードオフが存在する。より詳細には、チャネルからの
出力を順番に読むとき、それぞれのサンプリングインタ
ーバルの間の読み取りは、他のチャネルからの読み取り
と同様、同じチャネルからの前の読み取りから、可能な
限り独立しているべきである。これは、Ａ／Ｄコンバー
タの時間ドメイン特性に影響する。前回のサンプリング
・インターバルからのチャネル中の信号の「こぼれ信号
（spill-over）」または「クロストーク」（「ビュウ・
ツー・ビュー・クロストーク」と呼ばれることもある）
はどれも、コンバータの時間ドメイン特性に悪影響があ
る。一方、コンバータの周波数応答は、信号ノイズ比
（Ｓ／Ｎ）、従ってチャネルを通して処理された信号の
品質を、主として決定する。Ｂｅｒｎａｒｄ Ｍ．Ｇｏ
ｒｄｏｎに１９８５年１０月１５日に発行され本出願の
譲受人が譲り受けた米国特許第４，５４７，８９３号に
記載された最良推定フィルタの形式のようなローパス・
アナログ・フィルタを、トランスインピーダンス・アン
プの出力のスペクトラル応答を整形するために使用して
いるＤＡＳは、いくらかの時間ドメイン特性を犠牲にし
て、異常でないかぎり２５％のこぼれ信号（すなわち、
信号の２５％は、そのチャネルの前の読み出しから）
で、その周波数ドメイン特性に対して最適化される。一
方、積分器タイプのアナログ・フィルタは、積分器がサ
ンプリング・インターバルの後に、クリアまたはゼロ化
されるので、時間ドメイン特性に対して最適化される。
これは、こぼれ信号を全く、もしくは、ほとんど無いこ
とを保証するが、その周波数ドメイン特性に、かなりの
量の高周波数ノイズが出現する悪影響が伴う。

【００１６】前述したことに加えて、電子ノイズは、Ｃ
Ｔスキャナに用いられたＤＡＳにおいて、特に低いレベ
ルの検出器信号レベルにおいて、重大な問題となりう
る。リブナー等の特許に記述された設計は、デルタ−シ
グマ変調器とＦＩＲデジタルフィルタとを用いる。この
設計のノイズレベルは、入力信号のダイナミックレンジ
を通してほぼ同じままになる傾向にある。さらに、Ｘ線
束のノイズレベルは、束のすべてのレベルについてほぼ
一定でないが、その変わり、現在の光子の数の平方根に
ほぼ比例する。そのようにして、回路の電子ノイズが比
較的一定のレベルにある場合、デジタル化の前に、情報
送信チャネルそれぞれに供給されたアナログ信号のＳ／
Ｎレベル（Ｘ線束のノイズレベルと電子ノイズの両方の
関数である）は、信号が小さければ小さいほど悪くなる
傾向にある。最後に、検出された信号のドリフトがチャ
ネルからチャネルへのパフォーマンスの均一性に、そし
てゆえに取得した信号から派生したデータから再生され
たイメージの質に極めて影響を及ぼすため、ＤＣ安定度
は、ＣＴスキャナのＤＡＳにおいて重要である。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
全般的目的は、デルタ−シグマ・Ａ／Ｄ変換を用いるタ
イプのＤＡＳのコストを削減することである。本発明の
別の目的は、集積回路の形態に容易に実現できるよう適
用され、ＣＴスキャナ検出器から受けた低い振幅の入力
電流に反応する、デルタ−シグマＡ／Ｄ変換を用いるタ
イプの改良されたＤＡＳ設計を提供することである。本
発明の別の目的は、アナログ信号時間多重化の必要なし
に、デルタ−シグマＡ／Ｄコンバータを用いるタイプの
改良されたＤＡＳを提供することである。また、本発明
の別の目的は、公称こぼれ信号（ｎｏｍｉｎａｌ ｓｐ
ｉｌｌｏｖｅｒ）を伴う改良された周波数応答を有し、
デルタ−シグマＡ／Ｄ変換を用いるタイプの改良された
ＤＡＳを提供することである。

【００１８】本発明のさらなる別の目的は、ＣＴスキャ
ナ検出器の出力電流のダイナミックレンジを通してデル
タ−シグマＡ／Ｄコンバータデシメータの固有のノイズ
整形を提供するように設計され、よって低いＸ線光子レ
ベルのための低Ｓ／Ｎを補正することのできる改良され
たＤＡＳを提供することである。さらに、本発明の別の
目的は、ＣＴ−ＤＡＳアプリケーションのために最適化
され、周波数領域および時間領域内で優れた特性を有す
る、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ特性を伴う
固有のデジタルフィルタ伝達関数を有するデルタ−シグ
マＡ／Ｄコンバータを用いるタイプのＤＡＳを提供する
ことである。また、本発明のさらに別の目的は、Ｇｏｒ
ｄｏｎに発行された米国特許第４，５４７，８９３号に
記述されたフィルタ設計を改良したものである最良推
定、最適、伝達応答フィルタを提供することである。そ
して、さらに本発明の別の目的は、改良されたＤＣ安定
度を有するＣＴスキャナのＤＡＳに用いられる改良され
たデルタ−シグマＡ／Ｄコンバータを提供することであ
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明は、変換器の入力
が比較的低いレベルの入力電流を受けるように接続され
るよう変換器のループ内に配された積分アンプを有する
デルタ−シグマ変換器を含み、これによりＤＣ安定度を
改良するデルタ−シグマＡ／Ｄコンバータに関する。変
換器は、スキャナの検出器の出力電流はコンバータの変
換器の入力に直接接続されうるようにＣＴスキャナのＤ
ＡＳ用のＩＣインプリメンテーションに特に適用され
る。ノイズ整形特性は、最小こぼれ信号を有する改良さ
れた周波数応答を提供するように形成される。コンバー
タのノイズ整形は、ＣＴスキャナの検出器の出力電流の
ダイナミックレンジを通して供給されて、低い入力電流
における低いＳ／Ｎを不分的に補正する。好ましいコン
バータはまた、ＣＴ−ＤＡＳ適用のために最適化され、
周波数ドメインおよび時間ドメインにおける優れた特性
を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ特性を
ともなう固有のデジタルフィルタ伝達関数を含む。本発
明の他の目的は、以下の説明を参照してその一部が自明
であり、また部分的に明らかになるものである。。した
がって、本発明は、次の詳細な説明で例示された構成、
構成要素の組み合わせ、並びにパーツの配置を処理する
装置と、請求の範囲で示される範囲とを有するものであ
る。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の特徴および目的
をより十分理解するために、本発明の実施の形態を添付
の図面を用いて詳細に説明する。図１は、第三世代タイ
プのＣＴスキャナの基本的な要素を示す。ＣＴスキャナ
１０は、符号１６で示された回転軸を中心に環状ディス
ク１４を回転可能に支えるためのガントリー支持フレー
ム１２を含むガントリーからなる。ディスク１４は、走
査されるべき被写体２０を受けるための開口１８を有す
る。被写体は、通常、符号２２で示されるパレットもし
くは片持ちテーブル上に支持されている。ディスク１４
は、Ｘ線発生源２４と、開口１８の対角線上に反対側に
位置する検出器の列２６とを支持する。図示されたよう
に、発生源２４により発生された扇形ビーム２８は、検
出器の列２６に向けられる。検出器の列は、検出器の列
２６から受けたデータを処理するためのＤＡＳ３０に接
続される。データは、ＤＡＳ３０により処理され、メモ
リ３２に蓄えられる。バックプロパゲーション・コンピ
ュータ３４は、ラドン数学を用いる既知の方法でデータ
を処理するよう適用されており、これにより、符号３８
で示されるアーカイバル・ストレージのため、符号４０
で示されるようなハードコピーを供給するため、または
符号４２で示されるようなコンソール上に表示するため
のディスプレイプロセッサ３６にデータが供給される。

【００２１】ソリッドステート型検出器を用いるタイプ
のＣＴスキャナに通常用いられる従来のＤＡＳの１タイ
プが図２に示されている。一般的ＣＴスキャナでは、約
３５０から１０００の信号を同数のチャネルを介して生
成する同数の検出器（図２ではそのうちのひとつが示さ
れている）がある。図示されたように、ソリッドステー
ト型検出器５０は、（１）ＣＴスキャナのＸ線発生源に
より放射され結晶により検出された高エネルギーの光子
に応答し、また高エネルギーの光子の関数として低エネ
ルギーの光子を放射するためのシンチレータ結晶または
セラミック層と、（２）結晶またはセラミック物質から
検出された低エネルギーの光子の関数として、また低エ
ネルギーに応答して現在の出力電流を供給するためのフ
ォトダイオード５４とからなる。このようにして、検出
器５０は、検出されたＸ線光子の関数として、またＸ線
光子に応答して出力電流信号を供給する。ダイオード５
４は、ダイオードの出力電流を適切なレベルで電圧に変
換するためのヌルポイント・トランスインピーダンス・
プリアンプ５６に接続されている。プリアンプ５６の出
力は、アンチエイリアシング・ローパス・アナログフィ
ルタ５８に接続されている。それぞれ検出器５０と、プ
リアンプ５６と、対応するアナログ信号が送信されると
ころのフィルタ５８とにより画定されたチャネルは、グ
ループに分けられ、このとき各グループのチャネルがＡ
／Ｄコンバータをタイムシェアしており、これによりＤ
ＡＳの全体のコストを削減する。各グループに関連する
アナログ信号は、時間アナログ信号マルチプレクサ６０
を介して共有のＡ／Ｄコンバータ６２に加えられ、よっ
てグループのチャネルを介して送信されたアナログ信号
すべてが共有のコンバータ６２より別々に変換される。
コンバータは、浮動小数点アンプとＡ／Ｄコンバータの
両方からなり、当技術において既知の方法で機能する浮
動小数点（または自動レンジング）Ａ／Ｄコンバータと
して記述されたタイプのものが好ましい。自動レンジン
グＡ／Ｄコンバータの一例は、１９９１年１０月１日に
Ｅｌｉｏｔ Ｍａｙｅｒ、Ｌｏｕｉｓ Ｒ． Ｐｏｕｌ
ｏ、Ｊｅｆｆｒｅｙ Ｌ． ＳａｕｅｒおよびＨａｎｓ
Ｊ． Ｗｅｅｄｏｎの名義で付与された米国特許第
５，０５３，７７０号に説明されている。一度変換され
てしまうと、信号は、デジタル・データ・マルチプレク
サ６４に加えられる。

【００２２】図３に示されたように、アナログ積分／ダ
ンプ（またはボックスカー）フィルタ７０は、フィルタ
の代用をすることができる。また、すべての検出器から
供給された信号を処理するために必要なＡ／Ｄコンバー
タの数を減少させるために多重化装置が設けられる。図
２または図３に示されたアナログ信号時間多重化装置を
用いると、比較的大きなダイナミックレンジのための所
望の高い分解能を成し遂げるために必要な程度へそれぞ
れのグループを介して処理された信号につき頻繁に信号
変換は異なる。一般的に使用されたＡ／Ｄコンバータに
おける変異性は、非均一の読み取りを生じる。上述した
ように、ローパス・アナログフィルタ５８は、適切な周
波数応答を提供するように設計することができるが、低
い時間ドメイン応答を示す。たとえば、図８で、２６０
Ｈｚの遮断周波数で開始する−１２ｄＢ／オクターブの
ロールオフを有するローパス・アナログ２−ポールフィ
ルタの周波数応答がＡで示されており、一方、３８０Ｈ
ｚの遮断周波数で開始する−１８ｄＢ／オクターブのロ
ールオフを有するローパス・アナログ３−ポールフィル
タの周波数応答はＢで示されている。しかしながら、こ
れらのフィルタを使用することにより２５％と等しいこ
ぼれ信号が発生する。アナログ積分／ダンプまたはボッ
クスカー・フィルタ７０を使用すると、図３に示された
ように、たとえばおおよそ１％以下のこぼれ信号など、
より良い時間ドメイン応答が得られる。しかし、図８に
示されたように、曲線Ｃ、時間ドメインにおける改良
は、低い周波数応答という犠牲を払っている、図８に示
された曲線Ｃの有効なロールオフはカーブＡおよびＢに
より示されるアナログ・ローパス・フィルタにより成し
遂げられるものよりもかなり小さい。

【００２３】リブナー等の特許に記述されたデルタ−シ
グマＡＤコンバータ設計は、アナログ・ローパス・フィ
ルタおよびボックスカーフィルタを用いる、図２および
３に関連して記述されたタイプのＤＡＳに改良を加えた
ものである。デルタ−シグマＡＤコンバータ設計の簡素
化したブロック図が図４においてブロック図の形式で示
されている。図示されたように、各検出器５０のフォト
ダイオード５４は、ヌルポイント・アナログ・フィルタ
５８に接続され、その後、図２のシステムに用いられた
ものと等しい装置のアンチエイリアシング・ローパス・
アナログフィルタ５８に接続されている。しかしなが
ら、フィルタ５８の出力は、オーバーサンプリングと、
補間性デルタ−シグマ変調器８２と、データ転送率デシ
メータ／デジタルフィルタ８４とからなるデルタ−シグ
マＡ／Ｄコンバータ８０に接続されている。したがっ
て、各チャネルは検出器５０と、トランスインピーダン
ス・アンプ５６と、フィルタ５８と、変調器８２と、デ
シメータ・フィルタ８４とにより画定され、各チャネル
がそれ自身のＡ／Ｄコンバータを有するのでアナログ・
マルチプレクサの必要がなくなる。加えて、デルタ−シ
グマ変調器８２は、ノイズ（量子化雑音により支配され
ている）のほとんどを高周波数へ押しやるよう設計さ
れ、その後データ転送率デシメータ／デジタルフィルタ
８４により除去される。

【００２４】各チャネルは、記憶装置を有するインター
フェイスにデータの順序づけを提供するためのデジタル
データ・シーケンサー８６に、また、図１に示されたバ
ックプロパゲーションコンピュータに接続されている。
この構成は、タイムシェアリング・デジタルデータ・シ
ーケンサー８６を提供する一方、信号が２つの値のうち
どちらかひとつであるデジタル・ドメインにおけるタイ
ムシェアリングが、（全信号値の百万分の１に等しい）
アナログ信号の量子化シフトがエラーを導く場合には、
約百万分の１のダイナミックレンジ内で測定される信号
のタイムシェアリング送信を必要とするアナログ信号時
間多重化システムと比べてエラーを導くものでないこと
は明らかであろう。加えて、オーバサンプリング・デル
タ−シグマ変調器８２とデータ転送率デシメータ／デジ
タルフィルタ８４とからなるデルタ−シグマ・コンバー
タ８０がそれぞれ、そのデルタ−シグマ変調器８２の全
フィードバックループにおいて単一ビットの量子化器を
有し、ゆえに非常に線形の変換特性を有するので、図４
の装置は、図２および３に関連して説明された装置を改
良したものである。デルタ−シグマ変調器の全フィード
バックループにおいて同じ単一ビットの量子化を持つよ
うにそれらを設計することにより複数のデルタ−シグマ
Ａ／Ｄコンバータの変換特性を容易に合わせることがで
きる。これにより、アナログ・ドメインにおいて時間多
重化する必要なく、フォトダイオード５４とプリアンプ
５６との組み合わせを有するそのようなコンバータを用
いることが実現される。

【００２５】加えて、リブナー等の特許に記載されたよ
うに、２つの主要ファクターがデルタ−シグマＡ／Ｄコ
ンバータの分解能を決定する。ファクターのひとつは、
全体のサンプリングレートＲであり、もう一方のファク
ターは、変調器の「オーダー」である。オーバーサンプ
リングレートＲが、得れるサンプリング間隔の持続時間
がどれほど短いかにおいてハードウエアの限界が存在す
ることが示されるほど大きなものを必要としないため、
ＣＴスキャナでは高いオーダーの変調器を使用すること
が好ましい。デルタ−シグマＡ／Ｄ変換から特定された
ビット分解能を得るために必要とされるサンプルの数を
減少することは、各投影ビューのデータを入手するため
に必要な時間を減らすこととなる。しかしながら、「オ
ーダー」は、デルタ−シグマ変調器により供給されるス
ペクトル整形の相対次数（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｄｅｇｒ
ｅｅ）を示す。高いオーダーの変調器では、特に、変調
器からの量子化雑音を抑制するために必要とされるデシ
メーション・フィルタにおいて、ハードウエアの複雑性
が増加してしまうが、より高い周波選択度が得れる。リ
ブナー等の特許に記載されたように、量子化雑音に対す
る周波数選択度を形成するためにデルタ−シグマ変調器
のデシメーション・フィルタでの使用に適したあるＦＩ
Ｒデジタル・フィルタは、 （１）ｓｉｎｃ^(L+1) （ωＴ） の周波数応答を有する。上記式におけるＬはデルタ−シ
グマ変調器のオーダーであり、ωはラジアン周波数であ
り、Ｔは変調器期間である。

【００２６】しかしながら、リブナー等の特許に記述さ
れた設計には欠点があることが提起された。まず、ヌル
ポイント・トランスインピーダンス・アンプ５６および
アナログフィルタ５８の使用は、ＩＣフォームにおいて
完全に実行するためには設計が困難になる。コンバータ
８０およびシーケンサーはＩＣフォームにおいて実行さ
れうるが、プリアンプ５６とフィルタ５８とからなるフ
ロントエンドがそれらのコンポーネントの性質によって
実行できない。したがって、３５０と１０００のチャネ
ルからなるＤＡＳは、プリアンプおよびフィルタを形成
するために３５０から１０００のフロントエンド離散型
アナログ・コンポーネントを必要とする。これは、ＤＡ
Ｓにかなりの費用を追加することとなる。加えて、典型
的デルタ−シグマ変調器とデシメータおよびフィルタ
は、もとはオーディオ信号を処理するために設計された
ものであり、この場合ＤＣ安定度はほとんど関係なく、
信号のＳ／Ｎがオーディオ信号のダイナミックレンジを
通してほぼ同じままである。しかしながら、前述したよ
うに、ＤＣドリフトがデータから生成された再現された
イメージに不正確さを生じさせてしまうＣＴスキャナに
おいては、ＤＣ安定度は、データ信号を処理するのに非
常に重要である。さらに、オーディオ信号のＳ／Ｎレー
トが信号のダイナミックレンジを通して同じままである
傾向がある一方、Ｘ線束のノイズレベルは、束のすべて
のレベルごとにほぼ一定でないが、その代わり存在する
光子の数の平方根におおよそ比例する。このようにし
て、回路の電子ノイズが実質的に比較的固定したレベル
にある場合、デジタル化の前に、情報送信チャネルそれ
ぞれに供給されたアナログ信号のＳ／Ｎレベルは、信号
が小さければ小さいほど悪くなる傾向にある。

【００２７】本発明によれば、優れたＤＣ安定度有し、
周波数ドメインおよび時間ドメインの両方に改良された
性能を有し、ＤＡＳの費用を削減するようにＩＣフォー
ムで実現されるように適用された、特にＣＴスキャナの
ＤＡＳ用のデルタ−シグマＡ／Ｄコンバータが得られ
る。図５に示されたように、ダイオード５４の出力電流
は、デルタ−シグマＡ／Ｄコンバータ９４のデルタ−シ
グマ変調器９０をオーバーサンプリングして入力電流の
入力に直接加えられる。変調器の出力は、データ転送率
を有効な帯域幅内に減少するため、また高周波数のノイ
ズを取り除くためのデータ転送率デシメータ／デジタル
・フィルタ９２に加えられる。のちにより明白とされる
ように、変調器９０を入力電流装置とすることにより、
図４で符号５６で示された入力トランスインピーダンス
・プレアンプの削除を許容する。加えて、変調器９０の
ノイズ整形特性と、データ転送率デシメータ／デジタル
・フィルタ９２を改良された結果を得るように設計する
ことにより、図４のアンチエイリアス・フィルタ５８も
また削除できる。このようにして、上記では離散型コン
ポーネントとして必要であったコンポーネントが削除さ
れる。特に、図６を参照すると、電源１００として表わ
された検出器からの入力電流は、変調器９４の入力に直
接適加えられる。特に、電流は、入力積分アンプ１０２
のインバート入力に加えられる。入力積分アンプ１０２
は、設置された非インバート入力と、出力とインバート
入力との間のフィードバックパス内で接続されたインピ
ーダンス１０４とを有する。

【００２８】インピーダンスは、そのキャパシタンス値
の関数としてインピーダンスと、切り替えられる位置の
周波数とを供給するスイッチング・キャパシタの形態が
好ましい。積分アンプ１０２の出力は、好ましくは図７
に関連して説明された複数の積分器からなり、伝達関数
Ｈ（ｚ）を有するノイズ整形回路１０６に加えられる。
ノイズ整形回路１０６の出力は、ｆ₁ で示されたサンプ
リングレートでアナログ入力をデジタル化するＡ／Ｄコ
ンバータ１０８の入力に接続している。コンバータ１０
８の出力は、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ
１１０の形態で量子化器の入力に加えられ、デルタ−シ
グマ変調器に求められるように、量子化器は、その後、
積分アンプ１０２の非インバート入力に出力信号を加
え、よってフィードバックループを形成する。Ａ／Ｄコ
ンバータ１０８の出力はまた、サンプルレートをｆ₂ に
減少するデータ転送率デシメータ／デジタルフィルタ１
１２の入力に加えられる。デジタルフィルタは、フィル
タのタップを設定するためのリードオンリー・メモリ
（ＲＯＭ）１１４に蓄積された所定の係数を有する有限
インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタが望ましい。

【００２９】第３世代のＣＴスキャナにおいて、有効な
帯域幅は、一般的にＤＣ（０Ｈｚ）とｆ_INF との間であ
り、ここでｆ_INF は、一般的に約１００Ｈｚから５００
Ｈｚの間である。好ましいサンプリングレートＲは、１
２８に設定され、このときナイキストレートは有効な最
も高い周波数の２倍（たとえば５００Ｈｚ）に設定され
る。このようにして、ｆ₁ は好ましくは、約１２８ｋＨ
ｚに設定され、一方デシメーションレートは、Ａ／Ｄコ
ンバータ１０８のデータ転送率出力を約１ｋＫＨｚ（ｆ
₂ ）に減少するように設定される。なお、いくつかの第
四世代のＣＴスキャナの場合（ここではｆ_INF は１０ｋ
Ｈｚまで可能）のように、ｆ_INF が高いと、周波数は所
望の結果が得られるように調整できる。

【００３０】変調器９４の具体的なインプリメンテーシ
ョンが、関連出願である１９９２年４月１７日にＣｈａ
ｒｌｅｓ Ｄ． Ｔｈｏｍｐｓｏｎの名義で出願された
米国出願番号第８７０，０５９号つまり１９９３年１２
月２８日に付与された米国特許第５，２７４，３７５号
（’３７５特許）に示され、記述されている。’３７５
特許に記述された具体的なインプリメンテーションは、
本発明から派生したものである。記述されまた図７に再
現されたように、入力電流信号は、加算点１２０の正入
力に供給され、加算点の出力は、第１の積分ステージ１
２２の入力に加えられる。第１の積ステージ１２２は、
図６の積分アンプ１０２と匹敵する。積分ステージは、
好ましくは１のゲイン係数を有する。積分ステージ１２
２の出力は、第２の加算点１２４の正入力に加えられ、
第２の加算点の出力は、第２の積分ステージ１２６に接
続される。この第２の積分ステージ１２６は、第３の積
分ステージ１２８の入力に加えられ、第３の積分ステー
ジは好ましくは０．２のゲイン係数を有する。第３の積
分ステージ１２８の出力は加算点１３０の入力に加えら
れる。

【００３１】加算点の出力は、好ましくは０．２につい
て設定された係数を有する第４の積分ステージ１３２の
入力に加えられる。符号１３６で示されたフィードバッ
クパスが、ステージ１２８の出力と加算点１２４との間
に設けられ、符号１３８で示される同様のフィードバッ
クパスが、ステージ１３４の出力と加算点１３０との間
に設けられる。示されたように、パス１３６のフィード
バック係数は、好ましくは０．０１１５に設定され、一
方パス１３８のフィードバック係数は、好ましくは０．
０２０に設定される。積分ステージ１２２、１２６、１
２８、１３２、１３４のそれぞれの出力は、変調器のフ
ィードバックパスの一部を形成する加算接続１４０の正
入力に加えられる。積分ステージ１２２、１２６、１２
８、１３２、１３４のそれぞれの出力は、１４２、１４
４、１４６、１４８１５０で示された加算結合に加えら
れる前に、それぞれ０．９５、０．４５、０．６０、
０．４５、０．１５の減衰係数で修正される。なお、示
されたように、ステージ１２６、１２８、１３２、１３
４により得られた形状と、それらの相互接続と、加算接
続１４０への接続とにより、図６で符号１０６で参照さ
れたノイズ整形伝達関数Ｈ（ｚ）が得られる。さらに、
５つのアンプが第５オーダー変調器に用いられている
が、他のオーダーが異なる分解能を提供するように設計
されうる。変調器のオーダーが大きければ大きいほど、
分解能が高くなるが、また複雑性も増す。十分な結果を
得るには、好ましい第５オーダー変調器とともに第２オ
ーダー変調器を少なくとも使用しなければならない。

【００３２】図７では、加算点１４０の出力は、２つの
比較器１５４および１５６からなるトリレベル量子化器
の入力に加えられる。比較器１５４および１５６の出力
は、フィルタ１１２（図６参照）と、３−レベルＤ／Ａ
コンバータ（ＤＡＣ）１５８に接続される。この３−レ
ベルＤ／Ａコンバータは、第３の「なにもしない」レベ
ルに加えて、−１と＋１の標準化されたＤＡＣフィード
バックレベルで作動される。デルタ−シグマ変調器に対
するアナログ・フルスケール・入力範囲は、その後、＋
１から−１の間に標準化される。これらの標準化された
入力およびフィードバックレベルは、’３７５特許に記
述されたシミュレーションに使用されている。

【００３３】図９を参照すると、相対ノイズ性能が縦軸
にプロットしてある状態の、正のフルスケールから負の
フルスケールまでの範囲の入力信号レベルの関数として
変調器９４の電子ノイズがグラフで示されている。この
グラフは、比較器のための量子化器しきい値が電子ノイ
ズのために最適化された状態を示している。図示された
ように、電子ノイズは、入力信号と逆比例している。こ
の結果、フルスケールに比較された０．０入力時の電子
ノイズにおける４ｄＢ降下により、低い入力レベルにお
けるデータ信号の全Ｓ／Ｎレートは向上され、これは、
比較的少ない光子に関連した低いＳ／Ｎレートと低レベ
ルのＸ線におけるそれらの関連ノイズの補正の助けとな
り、前にも述べたように、現在の光子の数の平方根にほ
ぼ比例する。

【００３４】加えて、図６に示されたデルタ−シグマＡ
／Ｄコンバータのデータ転送率デシメータ／デジタルフ
ィルタ１１２は、改良したＦＩＲを含むので、従来のリ
ブナー等の特許の設計に用いられたアンチエイリアス・
ローパス・フィルタとデジタルフィルタとにより成し遂
げられるものよりも優れたロールオルを成し遂げ、した
がって改良された周波数応答特性を有する。特に、標準
ＦＩＲフィルタが用いられ３８４のタップとともに設計
される。ＲＯＭ１１４は、所望の周波数応答を得るよう
に予め決められた３８４の係数とともにプログラムされ
る。係数は、ここに添付されこの開示の一部を形成する
付表Ａで確認される。ＦＩＲフィルタは、ＤＣから有効
な最大情報周波数Ｉ_INF 第三世代のＣＴスキャナでは１
００Ｈｚから５００Ｈｚの範囲にわたることが可能）へ
の低い周波数において穏やかなロールオフを供給するよ
うに設計されるべきであり、これによりスキャナ・ビュ
ーレート（すなわちデルタ−シグマ出力サンプリングレ
ートｆ₂ ）においていくつかの実質的減衰（たとえば、
−２０ｄＢ）と、ロールオフが−１００ｄＢ／オクター
ブを超え、呼びマグニチュード応答の最大値が−１２６
ｄＢである（この周波数を超えると、マグニチュード応
答は−１２６ｄＢ以下のままでなければならない。）と
ころのビューレート（２^*ｆ_VR ）の約２倍以下の連続し
て増加するロールオフレートとともに有効な帯域幅を含
む。しかしながら、優れた時間ドメイン性能（ＦＩＲフ
ィルタ係数により定義されたように、約４％の最大こぼ
れ信号）でも周波数応答における改良が得られる。

【００３５】先に述べたデルタ−シグマＡ／Ｄコンバー
タは、このようにして前述の従来のコンバータを改良し
たものである。入力電流オーバーサンプルド・デルタ−
シグマＡ／ＤコンバータはＣＴスキャナの検出器より受
けた低レベルの入力電流に応答し、ＩＣフォームにおい
て完全に実現できる。これによって、ＣＴスキャナのＤ
ＡＳの全体のコストを削減することができる。アナログ
信号マルチプレクシングの必要なしに、ＣＴスキャナの
検出器の列から受けた複数の信号を処理するために、複
数のデルタ−シグマＡ／Ｄコンバータが用いられてもよ
い。本発明にしたがって設計されたデルタ−シグマＡ／
Ｄコンバータを用いるＤＡＳは、呼びこぼれ信号を有す
る改良された周波数応答を有する。ＣＴスキャナ検出器
の出力電流のダイナミックレンジを通してデルタ−シグ
マＡ／Ｄコンバータの固有のノイズ整形は、光子検出器
に関連する低いＳ／Ｎを補正する。デルタ−シグマＡ／
Ｄコンバータは、ＣＴ−ＤＡＳ適用のために最適化さ
れ、周波数ドメインおよび時間ドメインにおける優れた
特性を有する有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ特
性とともに、固有のデジタルフィルタ伝達関数を備え
る。本発明のデルタ−シグマＡ／Ｄコンバータは、ゴー
ドンに付与された米国特許第４，５４７，８９３号に記
述されたフィルタ設計を改良したものである最良推測、
最適化、過渡応答フィルタを提供する。最後に、コント
ロールループ内に配されたチャネルそれぞれのフロント
エンドを有することにより、改良されたデルタ−シグマ
Ａ／Ｄコンバータは、ＣＴスキャナのＤＡＳ用の改良さ
れたＤＣ安定度を提供する。

【００３６】以上本発明の実施の形態を説明したが、ク
レームされた本発明の趣旨および範囲を逸脱することな
く当業者は他の変更や構成を見出だし得ることは明らか
である。したがって、上述の説明は、本願の請求の範囲
の記載を除いて本発明を限定するものではない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を含むように設計される、第三世代タイ
プのコンピュータ・トモグラフィー（ＣＴ）スキャナの
部分的に概略図および部分的にブロック図の形式の説明
図である。

【図２】時間多重化と、アンチエイリアス・ローパス・
アナログフィルタと、自動レンジング（または浮動小数
点アンプ）Ａ／Ｄ変換技術を採用するタイプの従来のＤ
ＡＳのひとつのチャネルのブロック図である。

【図３】時間多重化と、アナログ積分／ダンプ（または
ボックスカー）フィルタと、自動レンジング（または浮
動小数点アンプ）Ａ／Ｄ変換技術を採用するタイプの従
来のＤＡＳのひとつのチャネルのブロック図である。

【図４】リブナー等の特許に記述されたタイプの従来の
ＤＡＳのひとつのチャネルのブロック図である。

【図５】本発明に従って設計されたＤＡＳのひとつのチ
ャネルのブロック図である。

【図６】図５に示されたデルタ−シグマＡ／Ｄコンバー
タの好ましい実施例のブロック図である。

【図７】図６に示されたデルタ−シグマ変調器の好まし
い実施のブロック図である。

【図８】ローパス・アナログフィルタと、積分タイプフ
ィルタと、図６に示された本発明の好ましい実施例に用
いられたデジタルＦＩＲフィルタのスペクトル応答との
比較をグラフで示した説明図である。

【図９】デルタ−シグマＡ／Ｄコンバータを採用する好
ましいＤＡＳのひとつのチャネルの電子ノイズの減少を
グラフで示した説明図である。

【符号の説明】

１０ ＣＴスキャナ１０ １６ 回転軸 １４ 環状ディスク １２ ガントリー支持フレーム ２０ 被写体 ２４ Ｘ線発生源 ２６ 検出器の列２６ ２８ 扇形ビーム

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハンス ウィードン アメリカ合衆国．01970 マサチューセ ッツ，サレム，ダニエルズ ストリート コート １エー (72)発明者 ルイス アール．ポウロ アメリカ合衆国．01810 マサチューセ ッツ，アンドーヴァー，ジョンソン ロ ード 23 (56)参考文献 特開 平３−209912（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−63578（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−68043（ＪＰ，Ａ) 特表 平４−505725（ＪＰ，Ａ) 米国特許5274375（ＵＳ，Ａ)

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｘ線の発生源と、前記発生源から放射さ
   れ検出器によって受けられたＸ線を検出するための検出
   器の列と、前記検出器により生成された信号を処理する
   ためのデータ取得システムとからなり、前記取得システ
   ムは、複数のオーバサンプリング・デルタ−シグマＡ／
   Ｄコンバータからなり、前記デルタ−シグマＡ／Ｄコン
   バータはそれぞれ、前記アナログ入力信号の関数として
   中間デジタル出力信号を供給するデルタ−シグマ変調器
   と、 前記中間デジタル信号のデータ転送率をデシメートし、
   また前記中間デジタル信号を濾波して、ビューレートｆ
   _VRにおけるデジタル出力信号を生成するフィルタリング
   手段とからなるＣＴスキャナにおいて、 前記フィルタリング手段は、ＤＣとｆ_INF との間の有効
   な周波数帯域内の穏やかなロールオフと、−１００ｄＢ
   ／オクターブを超える２^*ｆ_VR におけるロールオフとを
   供給するフィルタを含み、該ｆ_VR は、少なくともｆ_INF
   の２倍であることを特徴とするＣＴスキャナ。
2. 【請求項２】 前記ＣＴスキャナは、第三世代の機械で
   あり、ｆ_INF は、約１００Ｈｚから約５００Ｈｚの間で
   あることを特徴とする請求項１のＣＴスキャナ。
3. 【請求項３】 前記フィルタは、−２０ｄＢでｆ_VRにお
   いていくらかの減衰と、約−１２６ｄＢで２^*ｆ_VR にお
   いて公称最大マグニチュード応答を供給することを特徴
   とする請求項２のＣＴスキャナ。
4. 【請求項４】 前記フィルタリング手段は、有限インパ
   ルス応答フィルタであることを特徴とする請求項１のＣ
   Ｔスキャナ。
5. 【請求項５】 前記フィルタの最大こぼれ信号は、４％
   かそれ以下であることを特徴とする請求項４のＣＴスキ
   ャナ。